Способ оптимального измерения фазы радиосигнала и устройство для его осуществления

 

Изобретение относится к области измерит ельной техники. Способ оптимального измерения фазы радиосигнала реализован в устройстве, содержащем приемник 1, сумматоры 2, 3, узкополосный фильтр (УПФ) 4 с управляемым реактивным элементом 5, перемножители 6-10, генератор 11 опорного напряжения (ГОН), квадратурные фазовращатели 12, 13, фильтр 14 нижних частот, делители 15,,16 частоты, автоматический переключатель 17, микроЭВМ 18, генератор 19 тактовых импульсов, цифровой индикатор 20, аналого-цифровой сл

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (19} (11} (5}} 4 С 01 R 25 00

®СЯ;"а; },, 1 .-ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ, "К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ СССР

ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТКРЫТИЙ

1 ( (21) 4141701/24-21 (22) 31.10.86 (46) 07.04,88, Бюл. М 13 (71) Институт электродинамики АН УССР и Киевский политехнический институт им. 50-летия Великой Октябрьской социалистической революции (72) Ю.А.Скрипник, P.Ë.Григорьян, В.И,Скрипник и И.Ю,Скрипник (53) 621.317.373 (088,8)

I (56) Авторское свидетельство СССР

}1 - 177976, кл. С 01 P 25/00, 1965.

Пестряков В,Б. Фазовые радиотехнические системы. — M. Советское радио, 1968, с.397, рис.6.8.1, с.380, рис,6.6.2. (54) СПОСОБ ОПТИМАЛЬНОГО ИЗМЕРЕНИЯ

ФАЗЫ РАДИОСИГНАЛА И УСТРОЙСТВО ДЛЯ

ЕГО ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ (57) Изобретение относится к области измерительной техники. Способ оптимального измерения фазы радиосигнала реализован в устройстве, содержащем приемник 1, сумматоры 2, 3, узкополосный фильтр (УПФ) 4 с управляемым реактивным элементом 5, перемножители 6-10, генератор 11 опорного напряжения (ГОН), квадратурные фазовращатели 12, 13, фильтр 14 нижних частот, делители 15,,16 частоты, автоматический переключатель 17, микроЭВМ 18, генератор 19 тактовых импульсов, циф- д

Ю ровой йндикатор 20, аналого-цифровой

1386939 преобразователь 21, цифроаналоговый преобразователь 22, мультиплексор 23.

Принятый радиосигнал фильтруют УПФ 4, перемножают отфильтрованный сигнал с квадратурными сигналами ГОН 11, квадратурные сигналы ГОН 11 дополнительно перемножают с квадратурными сигналами низкой частоты, которую выбирают равной половине полосы пропускания УПФ

4, суммируют перемноженные сигналы, пропускают сдвинутый по частоте сиг= нал через УПФ 4, дополнительно перемножают выходные сигналы УПФ 4 со

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для измерения фазы радиосигнала при высоком уровне помех и шумов

5 в радионавигационных и радиогеодеэических дальномерных системах, а также в системах передачи информации фазовыми методами.

Цель изобретения — повышение точности измерения фазы сигнала при наличии интенсивных гармонических и шумовых помех.

На чертеже приведена функциональная схема устройства для оптимально- 15 го измерения фазы радиосигнала, реа лизующего способ. (Устройство содержит приемник 1, сумматоры 2 и 3, узкополосный фильтр ( .4 с управляемым реактивным элементом 20

5, перемножители 6-10 и генератор 11 ! опорного напряжения, квадратурные фа,зовращатели 12 и 13, фильтр 14 нижних частот, первый 15 и второй 16 делители частоты, автоматический переключа- 25 тель 17, микроЭВМ 18 с генератором

19 тактовых импульсов и цифровым индикатором 20, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 21, цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) 22 и мульти- Зп плексор 23 с тремя входами.

Одни входы перемножителей 6-8 соединены с выходом фильтра 4, вход которого через сумматор 2 соединен с выходом приемника 1. Другие входы перемножителей 7 и 8 соединены соответственно с выходом генератора 11 опорного напряжения непосредственно сдвинутым по частоте сигналом и выделяют постоянную с ставляющую напряжения, сравнивают получаемые постоянные составляющие и разностным напряжением регулируют центральную частоту частотной характеристики УПФ 4, определяют фазы радиосигнала по арктангенсу отношения постоянных напряжений в момент равенства сравниваемых постоянных напряжений. Повышается точность измерения фазы сигнала при наличии интенсивных гармонических и шумовых помех, 2 с.п, ф-лы, 1 ил. и через квадратурный фазовращатель

12. Одни входы перемножителей 9 и 10 соединены соответственно с выходом генератора 11 опорного напряжения непосредственно и через квадратурный фазовращатель 12. Другие входы перемножителей 9 и 10 соединены соответственно с выходами автоматического переключателя 17, противоположные входы которого соединены между собой и соответственно с выходом фильтра

14 нижних частот непосредственно и через квадратурный фазовращатель 13 °

Управляющий вход автоматического пе-. реключателя 17 через второй делитель

16 частоты соединен с входом фильтра

14 нижних частот и выходом первого делителя 15 частоты, вход которого соединен с генератором 19 тактовых импульсов. Выходы перемножителей 9 и 10 соединены с входами сумматора 3, выход которого соединен с другим входом перемножителя 6 и другим входом сумматора 2. Выходы перемножителей

6-8 соединены с входами мультиплексора 23, выход которого через АЦП 21 и интерфейс ввода подключен к шине данных микроЭВМ 18, которая через интерфейс вывода и ЦАП 22 соединена с управляющим входом управляемого реактивного элемента 5, соединенного с узкополосным фильтром 4.

Сущность способа заключается в следующем.

Радиосигнал U<=Б <сosfnt+g(t)) принятый в смеси с помехой, фильтруют узкополосным фильтром с центральной

1386939 частотой Qoè полосой пропускания Ья„ определяемой скоростью изменения фазы радиосигнала во времени q(t). Отфильтрованный от помех сигнал U

=U c.os(ut+q(t) + (у,()), где (р, вносимый фазовый сдвиг от несогласованности (расстройки) фильтра, перемножают с квадратурными сигналами генератора опорного напряжения U =

U cosQt и U4 U 4Я пЯС ° ОДноВременно

)tl 9 квадратурные сигналы U> и U4 дополнительно перемножают с квадратурными сигналами низкой частоты U =U созаС и Uq=U 4»nest ° 15

Частоту низкочастотных сигналов и выбирают равной. половине полосы пропускания фильтра } =ьд,/2. Амплитуды квадратурных сигналов выбирают равными Уо) 9 — Б) 14 ь По, П)ю в °

В результате дополнительного перемножения квадратурных сигналов образуются двухчастотные сигналы вида

U U U,U U (osIt)t (оапек U U

25 хсоз9д-а) t+cos((a+a) t);

Us =По Б6 =Юг(19 Urn s in(ot s 1nßt

=-U U Гсоз(()-Й) t-cos(u+D) t)

t))4 о)& — U, U cos (u I}) t-c.îs(И+Й) t

Суммируют перемноженные сигналы, создавая сдвинутый вниз по частоте сигнал У =У +У =Б У cos(u-а) t. Пропускают сдвинутый по частоте сигнал

U через узкополосный фильтр. Прошед- 5 ший сигнал получает ослабление и вносимый фазовый сдвиг в зависимости от знака и величины расстройки фильтра относительно смещенного по частоте сигнала ° Рассматривая для простоты в качестве узкополосного фильтра колебательный контур с резонансной частотой у, получим

V о =К Vtt)úV)òtt cos((m I}) t+(p()

Ко

45 где К, = — - — — < 1, — коэффициент пере1+Q.ß дачи расстроенного контура;

Ко — коэффициент передачи настроенноГo 50 контура; добротность контура; относительная расстройка контура относительно сигнала разностной частоты;

pi= arctgQ A, — фазовый сдвиг, вносимый расстроенным контуром.

Перемножают выходные сигналы фильтра U и 09 со сдвинутым по частоте сигналом U и выделяют постоянную со8 ставляющую напряжения

4., 11 (о 9 t Ki (П1)) Пт9) (-оз Ч °

11 1- ) 1О 9 1 1))9 П)9 о

Ipe t, — время усреднения перемноженных сигналов, Квадратурные сигналы низкой частоты

Q периодически замещают один другим с перйодом замещения, превышающим период низкочастотных сигналов. В результате замещения низкочастотных сигналов (U, U ) в процессе перемножения образуются двухчастотные сигналы вида

U« U3v4 У о,01,) cos(at sinI}t

=-U U (-в(п(и-а) с+в(п(и +n) tj;

П1з U4U5 U 4U sI-nàt сова

U,U jsin((a Q) t+sin(n+}) tj

=-(T U (Bttl(Q Q) t+Sitl(tt+52) t) .

При суммировании перемноженных сигналов образуется сдвинутый вверх по частоте сигнал

U4=U«+U, =U»U«s in (>+I}) t=U, U s in (u+

"+а) ..

Сигнал U прошедший через фильтр, получает ослабление и фазовый сдвиг, определяемый противоположным знаком расстройки

1о )о > tt) 9 () )»

Ко где К = — — — -а1 — коэффициент пере1+(9(, дачи контура, расстроенного относительно сигнала с верхней частотой;

И+), С о — относительная

Йо Я+Я расстройка контура относительно сигнала суммарной частоты; (1g=аxctg Я Я фазоВый сДВиг противоположного ,знака.

В результате перемножения выходных сигналов фильтра Uz u U со сдвинутым по частоте сигналом U(4 образуется постоянная составляющая напряжения

1386939

41

1 Г

<ь а где t — время усреднения после замещения низкочастотных сигна5 лов.

Для выделения постоянных составляющих напряжения U, и U, из спектров перемноженных сигналов U v« H U, U<4, содержащих наряду с постоянной сос- 1<1 тавляющей и гармоническую составляющую напряжения низкой частоты Q; сигналы U и Us замещают один другим с периодом, кратным периоду низкочастотных сигналов

15 г-.

Т= t+t =2n (— )

< 2 И э где n=1,2,3,, — целые числа.

В этом случае за время усреднения и t постоянная составляющая от низкочастотной гармонической помехи равна нулю, выделяется постоянная составляющая от произведения одночастотных сигналов Uov„ è U U<4. Далее сравнивают постоянные составляющие перемноженных сигналов U« « U« определяют знак и значение разностного напряжения.

Если фильтр не согласован с сигналом, т.е. расстроен относительно . несущей частоты сигнала (са ао), то ослабления и абсолютные значения фазовых сдвигов, вносимых фильтром в смещенные по частоте сигналы U«,и U неодинаковы (К<ФК ;!(р,f 4)<р,f). В результате сравнения напряжений U« è

U< образуется разностное напряжение ()<7=(К, eos

Разностным напряжением U регули45 руют частотную характеристику фильтра, например, изменением реактивности контура в направлении уравнения ослаблений и косинусов фазовых сдвигов смещенных по частоте сигналов U u

U, . При этом изменяется и центральная 5О частота. фильтра я . При совпадении центральной частоты фильтра с частотой сигнала (<),=<.)) расстройки по сигналам U и U

Ио+ а G3o A

= -2-- — — — - =--+i< Яо+SL (о

При этом ослабления и косинусы фазовых сдвигов, вносимых согласованным фильтром (Я=И,) в сигналы смещенных частотса -g?и(а +Я, становятся одинаковыми, Поэтому сравниваемые постоянные напряжения U« и U уравниваются (К,созе,=K c,os ), и разностное напряжение У<, обращается -в нуль (П,„=О).

В момент равенства сравниваемых напряжений (Яо=с4 в сигнале У исчезает фазовый сдвиг от расстройки фильтра (у (<<<)=О . В этом состоянии постоянные составляющие произведений отфильтрованного сигнала U с квадратурными сигналами U и U4 становятся равными

44

1< 1

П = — V U = — V V eo. let +

<<< t, J < Э t, J «

" +СГ()3 0$ие--П„,U со$Ч() у а

11 =--)(П 1 = — (U U o$ыс +.

<9 <- I Х 4 Ь х о<4

z о а

+q(r)) sinDt= U U, 9<П <(К)

=„U» U sin

Т где t, =t =2 — время усреднения.

Отношение постоянных составляющих становится пропорциональным фазе радиосигнала

U = — tgq(t)

U

20 Ц

Непосредственно фазу радиосигнала определяют по арктангенсу этого отношения q(t)=arctg П.. Произведения смещ<енных по частоте сигналов U, и прошедших через фильтр, с квадратурными опорными сигналами U и U4 дают низкочастотный сигнал смещения частоты Д. Благодаря выбору времени усреднения t и, кратного периоду низкочаст6тных сигналов С и U, низкочастотная помеха автоматически подавляется и не влияет на результат сравнения.

При несогласованном фильтре (U,) (д) вносимый фазовый сдвиг следующий

Cg (1<) =агсtg Q(— — --) .

Яо о Ыо

Результат измерения а этом случае содержит погрешность (ао- о

Ь о о

Ио П. î

6И

< (Р =9(t)2 ср (Я) -+ aretg Q о

1386939 где а Я вЂ” абсолютная расстройка узкополосного фильтра.

Если. частота радиосигнала f

=10 МГц, эквивалентная добротность фильтра Q=10, а относительная расстройка Ь и /(а,=О, 01 Х, то погрешность определяется следующим образом.

103

g àrñtð10 = arctg О, 1 Ф +6

10 ° 10

Следовательно, даже весьма малая расстройка (О, 017) вызывает большую погрешность измерения.

Устройство для оптимального измерения фазы радиосигнала работает сле-15 дующим образом.

Радиосигнал U частотой 03 и фазой (() с приемника 1 через сумматор 2 поступает на узкополосный фильтр 4, частотная характеристика которого регулируется управляемым реактивным элементом 5. Выходной отфильтрованный сигнал Н воздействует на одни входы перемножителей 6-8, из которых перемножители 7 и 8 основные, а перемно— житель 6 дополнительный, На другие входы основных перемножителей 7 и 8 поступает синфазный сигнал Б генератора 11 опорного напряжения непосредственно, а квадратурный,сигнал U через фазовращатель 12.

Одновременно квадратурные сигналы

U и U поступают на одни входы дополнительных перемножителей 9 и 10, на другие входы которых через àBTQMB тический переключатель 17 поступает низкочастотный синфазный сигнал U частоты Л с выхода фильтра 14 нижних частот непосредственно и квадратурный низкочастотный сигнал U через фазовращатель 13.

Низкочастотный сигнал с частотой, примерно равной половине полосы пропускания фильтра 4, формируется делением частоты следования -тактовых импульсов генератора 19 первым триггер45 ным делителем 15 частоты с выделением первой гармоники из низкочастотного прямоугольного напряжения фильтром

14 нижних частот.

Выходные сигналы геремножителей

9 и 10 суммируются в сумматоре 3, образуя смещенный по частоте сигнал.

Выходной сигнал сумматора 3 U, смещенный по частоте вниз u -й. на половину полосы пропускания фильтра 4, пос- 55 тупает через сумматор 2 на вход этого фильтра. Выходные сигналы фильтра 4 (основной Н и смещенный по частоте

U, ) воздействуют на входы перемножителей 6-8 .

В перемножителе 6 за счет перемножения сигналов смещенной частоты U и U образуется постоянная составляющая напряжения, пропорциональная ослаблению и косинусу фазового сдвига, вносимого фильтром 4 на разностнай частоте, Постоянная составляющая напряжения с помощью АЦП 21 интегрального типа выделяется из спектра перемноженных сигналов и преобразуется в код. Подключение АЦП 21 к выходу перемнбжителя 6 осуществляется с помощью мультиплексора 23, управляемого командами от микроЭВМ 18.

При замещении низкочастотных квадратурных сигналов U u U автомати» ческим переключателем 17 на выходе сумматора 3 формируется сигнал U«„ смещенный по частотеы + 7. вверх на половину полосы пропускания фильтра

4. На выходе перемножителя 6 образу— .ется постоянная составляющая, пропорциональная ослаблению и косинусу фазового сдвига, вносимого фильтром 4 на суммарной частотеЯ +д. Постоянная составляющая выделяется и кодируется

АЦП 21.

Период замещения низкочастотных квадратурных сигналов частоты Л. задается прямоугольным напряжением с выхода второго триггерного делителя

16 частоты. Коэффициент деления и делителя 16 выбирается равным 8-32 (n=2 2 )., что обеспечивает требуемую кратность с периодом квадратурных сигналов и эффективное подавление низкочастотной помехи с частотой на выходе перемножителя 6.

Сравнение постоянных составляющих осуществляется в процессоре микроЭВМ

18 по программе, записанной в ее ПЗУ.

В результате сравнения образуется управляющий сигнал, который через ЦАП

22 воздействует на управляемый элемент 5 фильтра 4. После каждого шага изменения частоты настройки фильтра

4 производится повторное сравнение и выработка управляющего воздействия.

При достижении равенства сравниваемых напряжений мультиплексор 23 подключа" ет АЦП 21 к выходу перемножителя 7.

На выходе перемножителя 7 в результате перемножения отфильтрованно— го радиосигнала U с опорным синфазным напряжением 0 образуется постоянная составляющая, пропорциональная

1386939

cos

Аналогичным образом постоянная составляющая с выхода перемножителя 10

8, пропорциональная sing(t) с помощью мультиплексора 23 выделяется, кодируется в АЦП 21 и запоминается в микроЭВМ. В процессоре микроЭВМ вычисляется значение текущей фазы радиосигнала ср(Т), которое отображается на цифровом индикаторе 20.Отсчеты фазы производятся в моменты равенства сравниваемых напряжений при периодических изменениях направления смещения частоты. 0

В предложенном способе погрешность

Ьу от расстройки фильтра уменьшается за счет возможности автоматической перестройки его частотной характеристики по результатам сравнения ампли- 25 туд сдвинутых по частоте сигналов, таким образом, достигаются повышение точности измерения фазы радиосигнала за счет уменьшения влияния знакопеременного фазового сдвига от расст1 ойки фильтра при любом значении измео ряемого фазового сдвига (0-180 ), а также минимизация диспереии фазы за счет автоматического согласования частотной характеристики фильтра (центральной частоты фильтра) с несущей частотой радиосигнала.

Формула изобретения 40

1. Способ оптимального измерения фазы радиосигнала, заключающийся в предварительной фильтрации принятого радиосигнала узкополосным фильтром, перемножении отфильтрованного сигна45 ла с квадратурными сигналами генератора опорного напряжения, выделении постоянных составляющих напряжений из перемноженных сигналов и определении фазы радиосигнала по арктангенсу отношения этих напряжений, о т л и— ч а ю шийся тем, что, с целью повышения точности при наличии интенсивных гармонических и шумовых помех, квадратурные сигналы генератора опорного напряжения дополнительно пере" множают с квадратурными сигналами низкой частоты, которую выбирают рав-.1 пой половине полосы пропускания фильтра, суммируют перемноженные сигналы, пропускают сдвинутый по частоте сигнал через фильтр, дополнительно пере-. множают выходные сигналы фильтра со сдвинутым по частоте сигналом и выде,ляют постоянную составляющую напряжения, при этом низкочастотные сигналы периодически замещают один другии с периодом замещения, кратным периоду низкочастотных сигналов, сравнивают получаемые при перемножении сигналов постоянные составляющие и разностным напряжением регулируют центральную частоту частотной характеристики фильтра в направлении уравнивания сравниваемых постоянных составляющих напряжения, а измерение фазы радиосигнала производят в момент равенства сравниваемых постоянных напряжений.

2. Устройство для оптимального измерения фазы радиосигнала, содержащее приемник, узкополосный фильтр, генератор опорного напряжения, квадратурный фазовращатель и два перемножителя, одни входы которых соединены с выходом фильтра, другие входы соединены соответственно с выходом генератора опорного напряжения непосредственно и через квадратурный фазовращатель, о т л и ч а ю щ е е с я тем, что, с целью повышения точности при наличии интенсивных гармонических и шумовых помех, в него введены автоматический переключатель, противоположные входы которого соединены между собой, фильтр нижних частот, второй квадратурный фазовращатель, два делителя частоты, два сумматора, микроЭВМ с генератором тактовых импульсов и цифровым индикатором, аналого-цифровой преобразователь, цифроаналоговый преобразователь, мультиплексор, управляемый реактивный элемент и три дополнительных перемножителя, при этом одни входы первого и второго перемножителей соединены соответственно с выходом генератора опорного напряжения непосредственно и через квадратурный фазовращатель, другие входы— с выходами автоматического переключателя, входы соединены соответственно с выходом фильтра нижних частот непосредственно и через второй квадратурный фазовращатель, выход первого делителя частоты соединен с входом фильтра нижних частот, а управляющий вход автоматического переключателя через второй делитель частоты соеди12

1386939

Составитель M,Êàòàíoâà

Техред Л. Сердюкова Корректор О.Кравцова

РЕдактор В.Данко

Заказ 1493/45

Тираж 772 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5

Производственно-полиграфическое предприятие, r. Ужгород, ул. Проектная, 4 ней с выходом первого делителя частоты, входом соединенного с генератором тактовых импульсов микроЭВМ, выходы первого и второго дополнительных пе5 ремножителей соединены с входами первого сумматора, выход которого соединен с одним из входов третьего дополнительного перемножителя, другой вход которого соединен с выходом уз кополосного фильтра, между входом которого и выходом приемника включен второй сумматор, другой вход которого соединен с выходом первого сумматора, выходы основных и третьего дополнительного перемножителей соединены с входами мультиплексора, выход которого через аналого-цифровой преобразователь соединен с шиной данных микроЭВМ, которая через цифроаналоговый преобразователь соединена с входом управляемого реактивного элемента узкополосного фильтра.