Акустооптический анализатор спектра
Изобретение относится к радиоизмерительной технике и предназначено для анализа спектра исследуемых сложных сигналов. Цель изобретения - расширение функциональных возможностей путем однозначной пеленгации источника, повышение помехоустойчивости и разрешающей способности . Устройство содержит лазер 25, коллиматор 26, ячейки Брэгга 27-30, линзы 31-34, матрицы фотодетекторов 35-38 и блоки 39-42 индикации, а также антенну 1, смеситель 3, гетеродин 5, усилитель 7 промежуточной частоты, перемножители 19, 21, 23 и полосовые фильтры 20, 22, 24. Для достижения цели введены антенна 2, смеситель 4, гетеродин 6, усилитель 8 промежуточной частоты, перемножители 9 и 13, узкополосные фильтры 10 и 14, фазовый детектор 11, блок 12 регистрации, коррелятор 16, пороговый блок 17 и ключи 15. 18. 5 ил.
СОЮЗ СОВЕТСКИХ
СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ
РЕСПУБЛИК (я)5 G 01IR 23/17
ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ
ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ
ПРИ ГКНТ СССР
ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ
К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ (21) 4784651/21 (22) 18.01,90 (46) 30.05,92, Бюл, ¹ 20 (72) В.И. Дикарев, А.В. Летуновский, В.В.
Мельник и А,А. Смирнов (53) 621.317(088.8) (56) ТИИЭР, 1981, т. 69, ¹ 1, с. 117.
Авторское свидетельство СССР
¹ 1626182, кл, G 01 R 23/17, 24.01.89. (54) АКУСТООПТИЧЕСКИЙ АНАЛИЗАТОР
СП Е КТРА (57) Изобретение относится к радиоизмерительной технике и предназначено для анализа спектра исследуемых сложных сигналов, Цель изобретения — расширение
Устройствоотносится к радиоизмерительной технике и может использоваться для пеленгации и спектрального анализа сложнь1х сигналов.
Целью изобретения является расширение функциональных возможностей путем точной и однозначной пеленгации источника излучения сложных сигналов, повышение помехоустойчивости и разрешающей способности путем подавления ложных сигналов (помех), принимаемых по дополнительным (зеркальным и комбинационным) каналам.
На фиг, 1 представлена структурная схема предлагаемого устройства; на фиг, 2-5 — частотные диаграммы, поясняющие работу устройства, Акустический анализатор спектра содержит два приемных канала, каждый из которых содержит последовательно заключенные первую (вторую) антенну 1(2), первый (второй) смеситель 3(4), второй вход которого соединен с выходом первого (вто„„5U„„1737358 А1 функциональных возможностей путем однозначной пеленгации источника, повышение помехоустойчивости и разрешающей способности. Устройство содержит лазер 25, коллиматор 26, ячейки Брэгга 27-30, линзы
31-34, матрицы фотодетекторов 35-38 и блоки 39-42 индикации, а также антенну 1, смеситель 3, гетеродин 5, усилитель 7 промежуточной частоты, перемножители
19, 21, 23 и полосовые фильтры 20, 22, 24.
Для достижения цели введены антенна 2, смеситель 4, гетеродин 6, усилитель 8 промежуточной частоты, перемножители 9 и 13, узкополосные фильтры 10 и 14, фазовый детектор 11, блок 12 регистрации, коррелятор
16, пороговый блок 17 и ключи 15, 18. 5 ил. рого) гетеродина 5(6), и первый (второй) усилитель 7(8) промежуточной частоты, к выходу которого последовательного подключены четвертый перемножитель 9, первый узкополосный фильтр10,фазовыйдетектор 11 и блок (А)
12 регистрации. К выходу первого гетеродина
5 последовательно подключены пятый пере- (1 множитель 13, второй вход которого соединен у с выходом второго гетеродина 6, второй узкополосный фильтр 14 и первый ключ 15, второй вход которого через последовательно включенный коррелятор 16 и пороговый блок 17 соединен с выходами первого и второго усилителей 7 и 8 промежуточной частоты,а выход подключн к второму входу фазового детектора 11,К выходу первого усилителя 7 промежуточной частоты последовательно подключены второй ключ 18, второй вход которого соединен с выходом порогового блока 17, первый перемножитель 19, пер1737358 вый полосовой фильтр 20, второй перемножитель 21, второй полосовой фильтр 22, третий перемножитель 23 и третий полосовой фильтр 24.
Анализатор спектра содержит также лазер 25, на пути распространения пучка света которого последовательно установлены коллиматор 26 и четыре ячейки Брэгга 27—
30, при этом на пути распространения каждого дифрагированного пучка света установлена линза 31 (32, 33, 34), в фокальной плоскости которой размещена матрица фотодетектора 35 (36, 37, 38), выход которой соединен с соответствующим блоком индикации 39 (40, 41, 42). Пьезопреобразователи ячеек Брэгга 28, 29, 30 соединены с выходами полосовых фильтров 20, 22 и 24 соответственно, ячейки Брэгга 27 — с выходом второго ключа 18.
Подавление ложных сигналов (помех), принимаемых на зеркальных и комбинационных частотах, основано на использовании двух каналов приема гетеродины 5 и 6 которых разнесены по частоте на величину
2 пр, 1г — fr1 = 2tnp и корреляционной обработке канальных напряжений, При этом количество дополнител ьн ых (зеркальных и комбинацион н ых) частот удваивается (фиг, 2).
Для пеленгации источника излучения сложных сигналов в предлагаемом устройстве используется фазовый метод, при котором фазовый сдвиг между сигналами, принимаемыми антеннами 1 и 2, составляет
Лр =2к-, cosô, б где d — измерительная база (расстояние между антеннами);
А — длина вол н ы;
P — угол, определяю ций направление на источник излучения.
Фазовому методу пеленгации свойственно противоречие между требованиями точности измерений и однозначности отсчета угла. Действительно, согласно указанному выражению, фазовая система тем чувствительнее к изменению угла, чем больше относительный размер базы d/À . Однако с ростом б/А уменьшается значение угловой координаты, при котором разность фаз превосходит значение 2л, т. е, наступает неоднозначность отсчета.
B предлагаемом устройстве применен корреляционный метод устранения неоднозначности, который использует корреляционные свойства сложных сигналов, Акустооптический анализатор спектра работает следующим образом, Если на вход анализатора спектра поступают сложные сигналы с фазовой манипуляцией (ФМн), то их аналитически можно записать следующим образом;
5 LL1(t) = U,- cos(2л fct+ р<(с)+ р);
Llz(t) = 0„соз (2к тст+ р (t) + p g; 0 <
t < Тс, где Uc, fc, ф1, ф, Тс — амплитуда, несущая частота, начальные фазы и длительность
10 сигналов; р< (t) — манипулируемая составляющая фазы, отображающая закон фазовой манипуляции, причем p< (t) = const при К тп < t <
<(k+1) гп и может изменяться скачком при t =
15=k, т. е, на границах междуэлементарными посылками (Ic = 1, 2, .... N-1); с и, N — длительность и количество элементарных посылок, из которых составлен сигнал длительностью Тс(Тс = N гп), Если на одной несущей частоте дискретная информация передается от одного источника сообщения, то целесообразно использовать однократную (бинарную) фазовую манипуляцию (ФМн-2, рк(с) = О,я ).
Для передачи сообщений от двух источников используется двухкратная фазовая манипуляция (ФМн-4, p(t) = О,,л, 2л), 3 причем от одного источника фаза манипулируется по закону О, т, а от другого — по и3 закону, л., Для передачи сообщений от четырех источников используется четырехкратная фазовая манипуляция (ФМм35 дл3 5 3 7
8,p (t) = О,,, -,(л; л, л, л., -,(л), В общем случае на одной несущей частоте одновременно можно передавать сообщения от и источников, используя для этого
40 и-кратную фазовую манипуляцию. Однако целесообразным является одно-, двух- и четырехкратная фазовые манипуляции, которые нашли широкое применение на практике. Дальнейшее повышение кратно45 сти фазовой манипуляции ограничивается тем, что уменьшается расстояние между элементарными сигналами и в существенной мере снижается помехоустойчивость канала связи.
Принимаемые ФМн-2 сигналы 01(т) и
Lh(t) с выходов антенн 1 и 2 поступают на первые входы смесителей 3 и 4 соответственно, на вторые входы которых с выходов гетеродинов 5 и 6 подаются напряжения
Ur<(t) = Ur) cos(2 %fr)t+ р1);
L4z(t) = Ua cos(2 afoot+ р2); где Ur>, Uz, fr>, fa, pi, ра — амплитуды, частоты и начальные фазы напряжений гетеродинов;
1737358
fr2 — fr1 = 2тпр.
На выходах смесителей 3 и 4 образуются напряжения комбинационных частот.
Усилителями 7 и 8 выделяются напряжения промежуточной (разностной) частоты:
Llnp1(t) = Unp1 COS 2 Kfnpt+ Pr(t)+ ф пр1);
Llnp2(т) = Опр1соз (2 л тпр1 Pc(t) фпр2);
0 <х<Т, 1
Гдв Unp1= — К1О,О1:
Unp2 = — K2UcUr1:
fnp = fc — fr1 = fa — fc — ПрОМЕжутОЧНая частота; фпр1 = P1 Pri: Pnp2 = P2 Р2.
Напряжения 0пр1(т) и Llnpz(t) с выходов усилителей 7 и 8 промежуточной частоты поступают на два входа коррелятора 16, на выходе которого образуется напряжение О, пропорциональное корреляционной функции R (z ). Так как один и тот же сигнал принимается по двум каналам, то между канальными напряжениями существует сильная корреляционная связь, выходное напряжение коррелятора 16 достигает максимального значения Онако. Выходное напряжение коррелятора 16 сравнивается с пороговым напряжением Опор в пороговом блоке 17. При этом пороговое напряжение
Unop в пороговом блоке 17 превышается только при максимальном выходном напряжении коррелятора 16 (Онако > Unop) причем напряжение U будет максимальным только при го =go, где Po — истинный пеленг. Следовательно, пороговое напряжение Опор в пороговом блоке 17 превышается только при максимальном значении корреляционной функции R(t) и не превышается при значениях т, соответствующих боковым лепесткам корреляционной функции Я(фО < Опор). При превышении порогового уровня (Омакс > Опор) в пороговом блоке 17 формируется постоянное напряжение, которое поступает на управляющие входы ключей 15 и
18 и открывает их, В исходном состоянии ключи 15 и 18 закрыты.
НапРЯжениЯ Llnpi(t) и Llnpz(t) с выхоДом усилителей 7 и 8 промежуточной частоты одновременно поступают на два входа перемножителя 9, на выходе которого образуется гармоническое колебание
Lb(t) = U3COS(4&fnpt -Лр+Лр); 0 < с < Tc
ГАЕ ОЗ = 2К2Опр1 Опр2:
Kz — коэффициент передачи перемножителя;
h (Pi = (PE — Pi1;
Лф =pi — ф2 — фазовый сдвиг, определяющий направление на источник излучения сигналов.
Это колебание выделяется узкополостным фильтром 10 и поступает на первый вход фазового детектора 11.
Напряжения Ц.1(с) т Ua(t) с выходов гетеродинов 5 и 6 подаются на два входа перемножителя 13, на выходе которого образуется напряжение
U4(t) = U4 COS(2 Л(1а — f,i)t+ ЛР), 1
ГдЕ О4 = — Кг Uri Ua: fa -fri = 2fnp, которое выделяется узкополостным фильтром 14 и через открытый ключ 15 поступает на второй вход фазового детектора 11, На выходе фазового детектора 11 образуется постоянное напряжение
О = Оп Cos Лр, 1 где Он = — 2 Кз Оз О4:
Кз — коэффициент передачи фазового детектора, который фиксируется блоком 12 регистрации.
При этом повышение точности пеленгации источника излучения сложных сигналов обеспечивается путем увеличения измерительной базы d, а возникающая при этом неоднозначность отсчета угла Р устраняется корреляционной обработкой канальных сигналов.
Ширина спектра Жо принимаемых
ФМн-2 сигналов определяется длительность гп элементарных посылок(Л1о = — ), 1
%ъ тогда как ширина спектра hf2 гармонического колебания Ua(t) определяется его длительностью То(Л12 = — ), т. е. ширина
Тс спектра 292 гармонического колебания в N раз меньше ширины спектра Ж6 входных с
ФМн-2 сигналов (- = N), Это дает возмож ыг ность с помощью узкополостного фильтра 10 выделить гармоническое колебание Оз(т), отфильтровав при этом значительную часть шумов и помех, т. е. повысить реальную чувствительность устройства при пеленгации источника излучения сложных сигналов.
Напряжение L4pi(t) с выхода усилителя
7 промежуточной частоты через открытый ключ 18 одновременно поступает на ячейку
Брэгга 27 и на два входа перемножителя 19, на выходе которого образуется гармоническое напряжение
Оо(т) = О5 сов(4 Л 1прт + 2 pnpi), 0 < t < Tc, ГдЕ US = — K2Unpi . г
1737358
Так как 2 p<(t) = 0,2 л, то в укаэанном напряжении фазовая манипуляция уже отсутствует. Напряжение Lls(t) выделяется полосовым фильтром 20 и поступает на ячейку
Б рэгга 28 и на два входа перемножителя 21, на выходе образуется гармоническое напряжение
L4(t) = 06 oos (8 л fnpt + 4 рпр 1); 0 < t < Тс, где 0в = — К20ь .
1 г
Это напряжение выделяется полосовым фильтром 22 и поступает на ячейку Брэгга
29 и на два входа перемножителя 23, на выходе которого образуется гармоническое напряжение
u7(t) = U7 с.os(16 f»t+ 8pnp1), 0 < «Т, 1 г где Ут = — К206 .
Это напряжение выделяется полосовым фильтром 24 и поступает на ячейку Брэгга
30, В ячейках Брэгга 27, 28, 29, 30 происходит преобразование ФМн-2 сигнала и его гармоник в акустические колебания. Пучок света от лазера 25, сколлимированный коллиматором 26, проходит через ячейку Брэгга
27, 28, 29, 30 и дифрагирует на акустических колебаниях, возбужденных ФМн-2 сигналом и его гармониками, На пути распространения дифрагируемой части пучка света устанавливаются линзы 31, 32, 33 и 34. В фокальных плоскостях указанных линз, формирующих пространственный спектр принимаемого сигнала, установлены матрицы фотодетекторов 35, 36, 37 и 38, Каждому разрешаемому элементу анализируемого частотного диапазона соответствует свой фотодетектор. Ячейка Брэгга 27(28, 29, 30) состоит из звукопровода и возбуждающей гиперзвук пьезоэлектрической пластины, выполненной из кристалла ниобата лития соответственно X u Y -35 среза, Это обеспечивает автоматическую подстройку по углу Брэгга и работу ячейки в широком диапазоне частот, В качестве блоков индикации 39, 40, 41 и 42 могут быть использованы осциллографические индикаторы.
Ширина спектра Ж:ФМн-2сигнала определяется длительностью т элементар1 ных посылок (Af< = — ), тогда как ширина П спектра второй hf2, четвертой Ж4 и восьмой
Жа гармоник определяется длительностью
Тс сигнала (Юг = hf4 = Жв = — ). СледоваТс тельно, при умножении фазы (частоты) на два, четыре и восемь спектр ФМн-2 сигнала
"сворачивается" в N раз (- - = - - - — „- - — N) и трансформирует fc fc fc Лг
55 ся в одиночные спектральные составляющие. Это обстоятельство и является признаком распознавания ФМн-2 сигнала.
Спектры принимаемого ФМн-2 сигнала и его гармоник визуально наблюдаются на экранах индикаторов 39, 40, 41 и 42 соответственно (фиг. 5а).
Если на вход анализатора спектра поступает ФМн-4 сигнал (p,, (t) = О, >, л, > л), л 3 то на выходе полосового фильтра 20 образуется ФМн-2 сигнал (p„(t) =О,л,2л,Зл), а на выходах полосовых фильтров 22 и 24 образуются соответствующие гармонические напряжения Us(t), Ut(t). В этом случае на экранах индикаторов 39 и 40 наблюдаются спектры ФМн-4 и ФМн-2 сигналов, а на экранах индикаторов 41 и 42 наблюдаются одиночные спектральные составляющие (фиг, 5б).
Если на вход устройства поступает ФМнлл3 5 3 7
8 сигнал (у к (t) = О, q, 2, 4 л, л, 4 л,2 л, 4 л), то на выходах полосовых фильтров 20 и 22 образуются ФМн-4 и ФМн-2 сигналы, на выходе полосового фильтра 24 образуется гармоническое напряжение 07(1), В этом случае на экранах индикаторов 39, 40 и 41 наблюдаются спектры ФМн-8, ФМн-4 и
ФМн-2 сигналов, а на экране индикатора 42 наблюдается одиночная спектральная составляющая (фиг. 5в), Среди сложных сигналов с частотной манипуляцией (ЧМн) широкое распространение получили сигналы с минимальной частотной манипуляцией (ЧМн-2), с дуобинарной частотной манипуляцией (ЧМн-3) и со скругленной частотной манипуляцией (ЧМн-5) (фиг. 3), Сложные ЧМн-2 сигналы аналитически описываются выражениями
Ll1(t) = U< cos(2 л 1срс + p (t) + . p1);
Ll2(t) = Uc cos(2 л fr»t + p (t) + pz);
0< t< Tc, где p(t) — изменяющая во времени фазовая функция (фиг. 4);
f1+f2 тср 2 среднЯЯ частота сигнала (фиг, 3);
1 1
f1 = ср, f2 = fnp + Символь4t n 4гп ные частоты.
Фазовая функция p (t) может быть представлена выражением
p (t) = 2 л h (кк g (t — к т,), где e, — последовательность информационных символов (-1, +1);
1737358
1
h = — — индекс девиации частоты.
Функция p (t) представляет собой импульс, определяемый на временном интервале (О, tn) как
1 р.Е= п ())2узсе(0,7п) а (О, т.) .
Из приведенных выражений, следуют следующие свойства ЧМн-2 сигнала.
1. Девиация частоты определяется величиной
Afg — h д (t) = ° - у„= —.
1 1 1
2 2 4 Частота сигнала, соответствующая -1 симво1 лу, равна f1 = fnp — . Частота сигнала, со4т, ответствующая + 1 символу, равна 1 2 =тср 1 4т, 2.Фазовая функция p(t) на каждом символьном интервале изменяется во времени линейно. За время одного символьного инТ тервала набег фазы равен + —. 3. На интервале- "-< t <-. фазовая функция p(t) является непрерывной кусочно-линейной функцией, а огибающая сигнала постоя н на. 4. Спектр ЧМн-2 сигнала в отличие от частотно-манипулированных сигналов с индексом девиации частоты h > 1 является сплошным и имеет форму (— ) 99 sin x z энергии сигнала сосредоточено в центральном лепестке его спектра, Скорость спадания боковых лепестков равна 1/f 4, т. е, значительно выше, чем в ФМн сигналах. Если на вход устройства поступает ЧМн-2 сигнал, то на выходе полосового фильтра 20 образуется частотно-манипулированный сигнал с индексом девиации частоты h = 1. При этом спектр трансформируется в две спектральные составляющие на частотах 211 и 2fz. На выходе полосового фильтра 22 образуются две спектральные составляющие на частотах 411 и 4fz, а на выходе полосового фильтра 24 образуются две спектральные составляющие на частотах 8f1 и 8fz (фиг. 5г). Корреляционно кодированные сигналы могут быть представлены следующими выражениями Ц,(Ц:Il ...(2;,1„,;„1,(щ,„,1, 1 U B)=U соь(231, 2Ф 1 jm(iJd+q) где m(t) — передаваемое сообщение, которое может быть представлено выражением m (t) =, . б К р (t — к т,), К = — 00 где р(т) — прямоугольный импульс единичного веса и длительностью rn, Ỡ— корреляционно кодированная последовательность битов данных а» = 0,1, В дуобинарном случае(ЧМн-3) кодирую10 щий полином равен p(D) = 1+D 2 и таким образом Из соотношений 15 о»=1 приа»=1 иа»1=1; с1» =1 при а» =0 и а»1=0; СЬ =0 при а»Фа»-1 следует, что если а»=а -1, то фазовая функция изменяется линейно на величину + в Л 20 конце символьного интервала. Если а»Фа» 1, то фазовая функция s отличие от ЧМн-2 сигнала остается постоянной, Из приведенных выражений следует, что ЧМн-4 сигнал а соответствии со значеЛ ниями фазы (О, + g, — имеет три мгновенные частоты: fcp, 1 = fcp 4fg = fcp, f = fCp+ 4 тп Если на вход устройства поступает ЧМн-3 сигнал, то на выходе полосовых фильтров 22 и 24 образуются три спектральные составляющие на частотах 4f1. 4fcp, 4fz и 8f1, Sfcp, Sfz, т.е. сплошной спектр трансформируется в три спектральные составляющие (фиг. 5д). 40 На выходе перемножителя 19 спектр ЧМн-3 сигнала трансформируется в другой сплошной спектр, поскольку h < 1. Таким образом, на экранах индикаторов 39 и 40 визуально будут наблюдаться сплошные В случае частной манипуляции со скруглением (ЧМн-5) корреляционный кодирующий полином равен 1+ 0 2 а — 1+ 2 a + a +1 50 p (D) 4 Отсюдаследует,что приращение фазы ЧМн-5 сигнала на к-м символьном интервале может быть записано в виде 55 p» — p (» tn + тп) p ((< п) = р х Л а,— 1 2а, +а,+1 1737358 При этом фаза в конце символьных интервалов может иметь значения О, к + —, + —.. Соответственно указанный сиг— 4 — 2" нал будет иметь пять мгновенных частот: 1, 1 асср; 1.2+ Afg ср+ 4 3.4 = ср+ +8 4 Tи 8 и Если на вход устройства поступает ЧМн-5 сигнал, то на выходе перемножителя 23 его сплошной спектр трансформируется в пять спектральных лепестков с пиковыми ЗНаЧЕНИяМИ На ЧаСтОтаХ 811, Sfa, 8fcp, Sf4, Sf2. На выходах перемножителей 19 и 21 сплошной спектр ЧМн-5 сигнала трансформируется в сплошные спектры, так как в этих случаях h < 1. Таким образом, на экранах индикаторов 39, 40 и 41 будут наблюдаться сплошные спектры, а на экране индикатора 42 — пять спектральных лепестков (фиг, 5е), Если на вход устройства поступают сигналы с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) 01(т) = U< cos(2 74 apl л у т + p1); 02(1) = Ос соз(2л fcpt + #у 1 + pz); 0 < т < Тс, Лfg где у = скорость изменения частоты Тс внутри импульса; A f — девиация частоты, то на выходе перемножителя 19 образуется ЛЧМ сигнал U8(l) = 0В СОЗ(4 Л fcpl + 2 Л У т + 2 Р р11; 0 20 и поступает на ячейку Брэгга 28 и на два входа перемножителя 21. Так как длительность Т, ЛЧМ сигнала на основной и удвоенной промежуточной частоте одинакова, то увеличение у в 2 раза происходит за счет увеличения в 2 раза девиациичастоты Afc, а следовательно, и ширины спектра Мс. Из этого следует, что ширина спектра ЛЧМ сигнала на удвоенной промежуточной частоте в 2 раза больше его ширины на основной пРомежУточной частоте (Af2 = 2 Afc). Аналогично на выходах перемножителей 21 и 23 ширина спектра ЛЧМ сигнала увеличивается в 4 и 8 раз. Следовательно, на экране индикатора 39 визуально наблюдается спектр ЛЧМ сигнала, а на экранах индикаторов 40, 41 и 42 наблюдаются спектры на ЛЧМ сигналов, ширина которых в 2, 4 и 8 раз больше ширины спектра исходного сигнала (фиг. 5 ж), Это обстоятельство и является признаком распознавания ЛЧМ сигнала, Описанная выше работа анализатора спектра соответствует случаю приема сложных сигналов по основному каналу на частоте fc (фиг. 2). Если ложный сигнал (помеха) принимается по первому зеркальному каналу на частоте f31 (фиг. 2), то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжения следующих ча5 стот: 11 = г1 41 = fnp f12 = fr2- fç1 = 3fnp, где первый индекс обозначает канал, по которому принимается ложный сигнал (поме10 ха); второй индекс обозначает номер гетеродина, частота которого участвует в преобразовании несущей частоты принимаемого ложного сигнала (помеха). Однако только напряжение на частоте 15 f11 попадает в полосу пропускания усилителя 7 промежуточной частоты и на первый вход коррелятора 16. Выходное напряжение коррелятора 16 равно нулю, так как на выходе усилителя 8 промежуточной частоты 20 напряжения отсутствует. Ключи 15 и 18 не открываются и ложный сигнал (помеха), принимаемый по первому зеркальному каналу на частоте 41, подавляется. Если ложный сигнал (помеха) принима25 ется по второму зеркальному каналу на частОте 42, то в смесителях 3 и 4 он преобразуется в напряжении следующих частот: 122 = 42 - fr2 = fnp, 30 121 = 42 тг1 = 3fnp Однако только напряжение на частоте f22 попадает в полосу пропускания усилителя 8 промежуточной частоты и на второй вход коррелятора 16. Выходное напряже35 ние коррелятора 16 в этом случае также равно нулю, так как на выходе усилителя 7 промежуточной частоты напряжение отсутствует, Ключи 15 и 18 не открываются и ложный сигнал (помеха), принимаемый по 40 второму зеркальному каналу на частоте f32, подавляется, По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые по другим дополнительным каналам. 45 Если ложные сигналы (помехи) одновременно принимаются по первому и второму зеркальным каналам на частотах f,1 и 42, то в смесителях 3 и 4 они преобразуются в напряжения следующих частот: 50 f11 = fr1 - 41 fnp, т12 = тг2 - 41 = 3fnp, т22 = 42 тг2 = тпр, 21 = 42 fr1 = 3fnp, При этом напряжения на частотах f11 и 55 f22 попадают в полосу пропускания усилителей 7 и 8 промежуточной частоты и на два входа коррелятора 16, Однако ключи 15 и 18 не открываются, Это объясняется тем, что разные ложные сигналы (помехи) принимаются на разных зеркальных частотах f 1 и 1737358 14 45 55 4г, поэтому между канальными напряжениями, выделяемыми усилителями 7 и 8 промежуточной частоты, существует слабая корреляционная связь. Кроме того, следует отметить, что корреляционная функция помех не имеет ярко выраженного максимума, как это имеет место у сложных сигналов, Выходное напряжение U коррелятора 16 не превышает порогового напряжения Unop в пороговом блоке 17 (U < Uoop) Последний не срабатывает, ключи 15 и 18 не открываются, и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно по первому и второму зеркальным каналам на частотах f» и f>2, подавляются, По аналогичной причине подавляются и ложные сигналы (помехи), принимаемые одновременно и по другим дополнительным (комбинационным) каналам, Формула изобретения Акустооптический анализатор спектра, содержащий последовательно включенные первую антенну, первый смеситель, второй вход которого соединен с выходом первого гетеродина, и первый усилитель промежуточной частоты, последовательно включенные первый перемножитель, первый полосовой фильтр, второй перемножитель, второй полосовой фильтр, третий полосовой фильтр, а также лазер, на пути распространения пучка света которого последовательно установлены коллиматор и четыре ячейки Б рэгга, пьезоэлектрические преобразователи трех из которых соединены с выходами полосовых фильтров соответственно, при этом на пути распространения каждогодифрагированного пучка света установлена линза, в фокальной плоскости которой размещена матрица фотодетекторов, выход которой соединен с соответствующим блоком индикации, отличающийся тем, что, с целью расширения функциональных воз5 можностей путем однозначной пеленгации источника излучения сложных сигналов, повышения помехоустойчивости и разрешающей способности, в него введены вторая антенна, второй смеситель, второй гетеро10 дин, второй усилитель промежуточной частоты, четвертый и пятый перемножители, два узкополосных фильтра, фазовый детектор, коррелятор, пороговый блок, два ключа и блок регистрации, причем к выходу второй 15 антенны последовательно подключены второй смеситель, второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, второй усилитель промежуточной частоты, четвертый перемножитель, второй вход которого 20 соединен с выходом первого усилителя промежуточной частоты, первый узкополосной фильтр, фазовый детектор и блок регистрации, к выходу первого гетеродина последовательно подключен пятый перемножитель, 25 второй вход которого соединен с выходом второго гетеродина, второй узкополосный фильтр и первый ключ, второй вход которого через последовательно включенные коррелятор и пороговый блок соединен с выходами 30 первого и второго усилителей промежуточной частоты, а выход подключен к второму входу фазового детектора, к выходу первого усилителя промежуточной частоты подключен второй ключ, второй вход которого соеди35 нен с выходом порогового блока, а выход подключен к двум входам первого перемножителя и пьезоэлектрическому преобразователю четвертой ячейки Брегга, 1737358 40 у г1 с д fpà Укю 2 1 ка кь Ц ки Фиг. 2 1737358 з S Фиг, 3 J( т 2 с 3 K -ч фт 2. -2х «2 «4 «8 Ф н" ФИн-4 фнн-3 г (t Чмн-2 V u-З е, Чми-5 чм Фиг 5 ЬО Составитель И.Коновалов Техред М.Моргентал Корректор О.Кундрик Редактор М.Циткина Заказ 1888 Тираж Подписное ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР 113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., 4/5 Производственно-издательский комбинат "Патент", г. Ужгород, ул.Гагарина, 101
