Адаптивное устройство разделения неортогональных сигналов двоичной фазовой манипуляции

 

Сущность изобретения: устройство содержит три перемножителя (1, 2 и 3), два блока формирования опорных колебаний (4 и 5), три фильтра нижних частот (6,7 и 8), два усилителя-органичителя (9 и 10), два решающих блока (13 и 14), два блока выделения модуля (15 и 16), три компаратора (13), один датчик опорного колебания (20), элемент И

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (19) (11) (51)5 H 04 (27/22 7.$ Ugц 9

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ

ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ

ПРИ ГКНТ СССР

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

Ю|=cPI — - .5 -) gplzcc/2 ъ

8 од

Г (61) 1450131 (21) 4850995/09 (22) 11.06.90 (46) 23.06.92. Бюл. М 23 (72) Д.Л.Бураченко, В.Ф.Ерохин, С.А.Карпов и Е.Г.Мариничев (53) 621.394.6(088.8) (56) Авторское свидетельство СССР

%1450131, кл. Н 04 L27/22, 1987(прототип). (54) АДАПТИВНОЕ УСТРОЙСТВО РАЗДЕЛЕНИЯ НЕОРТОГОНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ

ДВОИЧНОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИИ (57) Сущность изобретения: устройство содержит три перемножителя (1, 2 и 3), два блока формирования опорных колебаний (4 и 5), три фильтра нижних частот(6, 7 и 8), два усилителя-органичителя (9 и 10), два решающих блока (13 и 14), два блока выделения модуля (15 и 16), три компаратора (13), один датчик опорного колебания (20), элемент И (21), аналоговый ключ (19). 1 табл., 6 ил.

1743013

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиосвязи и в других областях, где необходимо обеспечение помехоустойчивого и риема взаимомешающих двоичных фазоманипулированных (ФМ) GNI HBJIGB, Один из которых характеризуется прерывистым режимом излучения (дополнительной амплитудной манипуляцией) и является усовершенствованием по авт. св. N 1450131.

Известно устройство разделения неортогональных сигналов двоичной фазовой манипуляции, содержащее первый, второй и третий перемножители, первый и второй блоки формирования опорных колебаний, первый, второй и третий фильтры нижних частот, первый и второй усилители-ограничители, первый и второй вычитающие блоки, первый и второй решающие блоки, причем первые входы первого и второго перемножителей объединены с входами первого и второго блоков формирования опорных колебаний и являются входом устройства, выходы первого и второго перемножителей соединены с входами первого и второго фильтров нижних частот соответственно, выходы первого и второго блоков формирования опорных колебаний соединены с вторыми входами первого и второго перемножителей соответственно, а также соединены с первым и вторым входами третьего перемножителя соответственно, выход которого соединен с входом третьего фильтра нижних частот, выход которого соединен одновременно с вторыми входами первого и второго усилителей-ограничителей, выходы первого и второго фильтров нижних частот соединены с первыми входами первого и второго усилителей-ограничителей соответственно, а также соединены с первыми входами первого и второго вычитающих блоков соответственно, вторые входы которых соединены с выходами второго усилителя-ограничителя и первого усилителя-ограничителя соответственно, выходы первого и второго вычитающих блоков соединены с входами первого и второго решающих блоков соответственно, выходы которых являются соответственно первым и вторым выходами устройства.

Известное адаптивное разделения неортогональных сигналов двоичной фазовой манипуляции позволяет эффективно разделить взаимно мешающие фазоманипуляционные (ФМ) сигналы, существенно повышая помехоустойчивость приема. Однако при временном пропадании одного из принимаемых ФМ-сигналов (при его дополнительной амплитудной манипуляции), 5

50 вероятность ошибки при приеме оставшегося сигнала значительно (на несколько порядков) возрастет. Последнее объясняется тем, что компенсирующее напряжение U

Целью изобретения является повышение помехоустойчивости приема двух взаимно мещающих сигналов двоичной фазовой и амплитудно-фазовой манипуляции путем введения тракта обнаружения амплитудно-фазоманипулированного сигнала.

На фиг. 1 представлена структурная схема известного адаптивного устройства разделения неортогональных сигналов двоичной фазовой манипуляции; на фиг. 2— амплитудная характеристика усилителя-ограничителя для различных значений напряжения В1г, представляющего собой коэффициент взаимного развития разделяемых сигналов; на фиг. 3 — то же, для одного значения R Iz; на фи r. 4 — структурная схема предлагаемого устройства разделения сигналов фазовой и амплитудно-фазовой манипуляции; на фиг, 5 и 6 — зависимости вероятности ошибки приема первого двоичного ФМ-сигнала обычным корреляционным приемником, известным и предлагаемым устройством разделения сигналов фазовой и амплитудно-фазовой манипуляциии.

Адаптивное устройство разделения неортогональных сигналов двоичной фазовой манипуляции содержит первый 1, второй 2 и третий 3 перемножители, первый 4 и второй 5 блоки формирования опорных колебаний, первый 6, второй 7 и третий 8 фильтры нижних частот, первый 9 и второй

10 усилители-ограничители, первый 11 и второй 12 вычитающие блоки, первый 13 и второй 14 решающие блоки, причем первые входы первого 1 и второго 2 перемножителей объединены с входами первого 4 и второго 5 блоков формирования опорных колебаний и являются входом устройства, выходы первого 1 и второго 2 перемножителей соединены-с входами первого 6 и второго 7 фильтров нижних частот соответственно, выходы первого 4 и второго

5 блоков формирования опорных колебаний соединены с вторыми входами первого 1 и второго 2 перемножителей соответственно, а также соединены с первым и вторым входами третьего перемножителя 3 соответственно, выход которого соединен с входом

1743013

55 (4) третьего фильтра 8 нижних частот, выход которого соединен одновременно с вторыми входами первого 9 и второго 10 усилителей-ограничителей соответственно, выходы первого 6 и второго 7 фильтров нижних частот соединены с первыми входами первого

9 и второго 10 усилителей-ограничителей соответственно, а также соединены с первыми входами первого 11 и второго 12 вычитающих блоков соответственно, второй вход вычитающего блока 12 соединен с выходом первого усилителя-ограничителя 9, выходы первого 11 и второго 12 вычитающих блоков соединены с входами первого

13 и второго 14 решающих блоков соответственно, выход первого решающего блока

13 является также первым выходом устройства, дополнительно введенные первый 15 и второй 16 блоки выделения модуля, третий вычитающий блок 17, компаратор 18, аналоговый ключ 19, датчик 20 опорного напряжения, элемент И 21, причем вход первого блока 15 выделения модуля соединен с выходом второго фильтра 7 нижних частот, а выход первого блока 15 выделения модуля соединен с первым входом третьего вычитающего блока 17, второй вход которого соединен с выходом третьего фильтра 8 нижних частот, выход третьего вычитающего блока

17 соединен с входом второго блока 16 выделения модуля, выход которого соединен с первым входом компаратора 18, второй вход которого соединен с выходом датчика 20 опорного напряжения, выход компаратора соединен с управляющим входом аналогового ключа 19, аналоговый вход которого соединен с выходом второго усилителя-ограничителя 10, а аналоговый выход соединен с вторым входом первого вычитающего блока 11, выход компаратора

18 соединен с первым входом элемента И

21, а также является третьим выходом устройства, второй вход элемента И 21 соединен с выходом второ;о решающего блока

14, а выход элемента И 21 является вторым выходом устройства.

Устройство работает следующим образом.

B основу работы предлагаемого устройства положен принцип обнаружения излучения двоичного ФМ-сигнала, отличающегося преывистым характером излучения, с последующей его компенсацией на выходе.

Предлагаемое устройство на текущем тактовом интервале формирует не только компенсирующее напряжение, но и принимает решение о наличии или отсутствии того

ФМ-сигнала (например, второго), который

30 предполагается прерывистым. В конце каждого тактового интервала принимается решение о необходимости осуществления компенсации. а затем, если такая необходимость существует, устройство производит компенсацию мешающего влияния амплитудно-фазоманипулированного сигнала (прерывистого ФМ-сигнала), на непрерывно излучаемый ФМ-сигнал;

Пусть на текущем тактовом интервале длительности T(T = tk - tg- ), где k = 1, 2, 3, ... — номер текущего тактового интервала), на входе устройства присутствует аддитивная смесь двух двоичных ФМ-сигналов (-1)"" .

Sq(t(и 0(гг) Sz(t), при этом сигнал Q(rz)

Sz(t) для определенности будем полагать прерывистым, и белый гауссовский шум n(t)

y(t) = (-1) " Ss(t) + Q(rz)Sz(t) + n(t), (1а) где Sq(t) и Sz(t) — несущие колебания первого и второго цифровых сигналов cooTBGTGTBBHно; г = 0,1 и гг = 0,2 — их дискретные информационные параметры;

Q(r>) — функция дискретного информационного параметра второго (прерывистого) сигнала, введенная здесь для описания его закона манипуляции, Q(rz)= 1, =0;

-1, r2= 1;

О, rz=2. (1 б)

В целях соблюдения корректности рассуждений далее будем считать, что математическая модель передаточной функции фильтров 6, 7 и 8 нижних частот описывается интегратором со сбросом в моменты времени tI(, k = 1, 2, 3, .„и с коэффициентом передачи, равным 1/Np, где No — односторонняя спектральная плотность мощности белого шума n(t). Тогда на выходе первого фильтра 6 нижних частот в конце k-го интервала будет присутствовать напряжение, пропорциональное величине

b = (-1) ъh1 + Q(rg)R1g+ п1. (2)

Соответственно, на выходе второго фильтра

7 нижних частот присутствует напряжение, пропорциональное величине

Ь2 = Q(rz)hz + (-1) В12+ п2. (3)

B выражениях (2) и (3) приняты обозначения где h1 и hz — отношения энергий сигналов

S<(t) и Sz(t) на длительности тактового интервала T = tI(- tI<-1 к спектральной плотности мощности Np белого гауссовского шума n(t), 1743013

1 ik

R)g= f,„Я (т)Я (!)б - р4ГьТ (5) (о где — отношение взаимной энергии разделяемых сигналов на длительности тактового интервала Т = tk - tk-1 к спектральной плотности мощности Np белого гауссовского шума n(t); р — нормированный к единице коэффициент взаимного различия между сигналами; ц< п1 = — ) „ „n(t)S1(t)dt;

О

1 п2 = — j, п(т)Я2(т)с1с (6)

О где — шумовые случайные составляющие на выходах первого 6 и второго 7 фильтров нижних частот.

Независимо от корреляторов, выполненных на первом 1 и втором 2 перемножителях и первом б и втором 7 фильтрах нижних частот, величина R12 формируется и на выходе третьего фильтра 8 нижних частот, если предположить, что его коэффициент передачи равен 1/Np (подобно коэффиценту передачи первого 6 и второго

7 фильтров нижних частот).

В свою очередь, на входах первого 11 и второго 12 вычитающих блоков соответственно, на их выходах и на входах первого 13 и второго 14 решающих блоков соответственно будут присутствовать величины напряжений, определяемые конкретными возможными комбинациями передаваемых дискретных сообщений г1 = 0,1 и г2 = 0,2.

Все возможные комбинации величин на входах и выходах блоков предлагаемого устройства (фиг. 4) представлены в таблице.

В таблице приняты следующие обозначения; Y(t) — аддитивная смесь двух двоичных ФМ-сигналов (-1) Si(t) и Q(r2) 32(1) и белого гауссовского шума n(t), Ь1 и Ь2 — величины напряжения на выходах первого 6 и второго 7 фильтров нижних частот; Uk2 и Uk1 — величины конмпенсирующего напряжения на выходах первого 9 и второго 10 усилителей-ограничителей; В1* и B2* величины напряжения на входах первого 13 и второго 14 решающх блоков в известном устройстве; г1* и r2* решения, принимаемые известным устройством на основании анализа первым и вторым решающими блоками величин напряжений В1* и B2* на их входах; IЬ2 I — R12 I — величина напряжения на первом входе компаратора 18; IQ*l— сигнал управления аналоговым ключом 19, формируемый на выходе компаратора 18;

B1 * и В2**- величины напряжения на входах первого 13 и второго 14 решающих блоков в предлагаемом устройстве; г1 и г2 решения о дискретных параметрах ri - 0,1 иг2 = 0,2 передаваемых сигналов Si(t) и S2(t) принимаемые устройством на основании

5 анализа первым 13 и вторым 14 решающими блоками величин напряжений В1** и В2 * на входах.

Рассмотрим один характерный случай— случай, когда второй сигнал $2(1), имеющий

10 прерывистый характер излучения, на данном тактовом интервале Т = tk — tk-1 отсутствует. Тогда на входе устройства наблюдаем сигнал, определяемый выражением

V(t) = S i(t) + n(t), (7)

15 что в соответствии с моделью наблюдения (1)) эквивалентного передаче дискретных сообщений l1 и г2 с значениями г1 = О, г2 = 2.

Тогда на выходе первого фильтра 6 нижних частот на основании выражения (2) будет

20 сформировано напряжение Ь1 = h12+ ni (см, таблицу). Для наглядности предположим, что сигнал Si(t) и прерывистый сигнал S2(t) близки по структуре (p 1), а мгновенная мощность прерывистого сигнала S2(t) на 3

25 дБ или более превышает мгновенную мощность непрерывного сигнала так, что

h2 > 2R12 (8)

Действительно, случай когда мгновенная мощность прерывистого сигнала значи30 тельно превышает мгновенную мощность непрерывного сигнала, является наихудшим. В других случаях достаточно эффективными будут известные методы повышения помехоустойчивости приема

35 двух ФМ-сигналов, например, избыточное кодирование с перемножением.

Из условия (8), а также из амплитудных характеристик усилителей-ограничителей 9 и 10, представленных на фиг. 2, следует вы40 ражение для определения напряжения компенсации х, I x I R12i

Uk) = Ri2, х > 812; i=1,2 (9)

В12 X < В12.

45 На выходах первого 9 и второго 10 усилителей-ограничителей будут соответственно величины напряжения, определяемые выражениями

Uk1 = R12+ п2; Uk2 = h + n1, 2

50 На входе первого решающего блока 13 напряжение будет определяться выражением

В1 = Ь1- Uki = hi К12+ п1- п2 < О, (10a)

2 если аналоговый ключ 19 будет замкнут, или

55 выражением

В1 = Ь1- hi + ni (10б) если аналоговый ключ 19 будет разомкнут.

При определении знаков в неравенствах (10а) и (10б) предполагается, что шумо1743013

10 (11) 10 вые случайные составляющие п1, пг на выходах фильтров 6 и 7 нижних частот достаточно малы, чтобы ими с большой . достоверностью пренебречь, кроме того, учтено условие (8). 5

Как следствие, полагая, что алгоритм работы решающих блоков 13 и 14 описывается соотношениями

1,В «О;

r * = rect(Bi) = i = 1, 2

О,Bi>0; имеет место вывод, что решение г1* о переданном двоичном символе r1 зависит от состояния аналогового ключа 19. Если аналоговый ключ 19 в рассматриваемом 15 случае будет замкнут, (т.е, устройство работает как известное), то принятое устройством решение г1* будет ошибочным (см. столбцы 1 и 10 таблицы).

Поэтому необходимо рассмотреть алго- 20 ритм работы тракта обнаружения амплитудно-фазоманипулированного сигнала.

Иэ выражений (1б) и (3) следует, что сигнал на выходе второго фильтра 7 нижних частот определяется выражением 25

Ь2 = Й12+ п2.

Соответственно на выходе третьего вычитающего блока 17 величину напряжения определяет выражение

1 Ь2 1 R12= I R12+n2 I В12=пг, 30 следовательно, на первом входе компарато. ра 18 — величина I n2 I .

В соответствии с алгоритмом работы компаратора 18 на его выходе будет сформировано напряжение I Q*1, определяемое 35 выражением

Q*= 1,1 I i)21 R12 1 +E

О, 1 1Ь2 1 - 1 12 I < е (12)

Величина опорного напряжения компаратора e (e ) 0) вь бирается изусловия, что вероят- 40 ность выполнения неравенства I пг I > 8 не превышает некоторую допустимую величину, определяемую ожидаемыми величинами вероятностей приема дискретных сообщений г1 и r2, когда р О. 45

Таким образом, на выходе компаратора

18 будет сформирован сигнал "Лог. 0": I Q I =

=О. Вероятность этого события зависит от выбора величины я, а также отзначений h1, .

h2 и р, как показано. выше. 50

Алгоритм работы аналогового ключа 19 определяет выражение х, IQ* 1=1;

Y=

О, IQ* 1=0, 55

В рассматриваемом случае I Q*1= О, следовательно, аналоговый ключ 19 разомкнут; на выходе аналогового ключа 19 сформировано напряжение лог, "О", которое поступает на второй вход первого вычитающего блока 11, на выходе которого будет сформировано напряжение, величина которого определяется выражением .

В1= b1= h1 + п1.

В соответствии с (11), с вероятностью Р приема = P (h1 + n1 > О) первый решающий

2 блок 13 примет правильное решение г1** = О о значении переданного двоичного символа

r1 = О (см. столбцы 1 и 16 таблицы). Если в рассматриваемом случае аналоговый ключ

19 будет замкнут (тракт приема амплитуднофазоманипулированного сигнала отсутствует), тогда с достаточно большой вероятностью Рош = P (h1 - К12+ ï1- пг < О) г первый решающий блок 13, напряжение на входе которого опоеделяется выражением

В1* = Ь1 — 0к1 = h1 - R12+ п1- п2, примет

* неправильное решение г1 = 1 о значении переданного двоичного символа г1 = О (см, столбцы 1 и 10 таблицы). Большое значение вероятности ошибки PpUj = P (h1 - R12+ n1— г

-n2 < О) определено тем, что в соответствии с условием (8) h22 ) В12 и R12 ) h12 (мгновенная мощность прерывистого сигнала

S2(t) на 3 дБ или более превышает мгновенную мощность непрерывного сигнала s1(t), а п1 и пг достаточно малы в реальных каналах связи в рамках принятых нами условий.

Таким образом, предлагаемое устройство в отличие от известного позволяет обеспечить помехоустойчивый прием не только двух двоичных взаимно мешающих фазоманипулированных сигналов, но и прием двух сигналов фазовой и амплитудно-фазовой манипуляции.

Работа предлагаемого устройства, по принятию решения гг** о значении дискретного информационного параметра г1 = 0,2 прерывистого фазоманипулированного сигнала отличается от работы известного устройства тем, что на выходе второго решающего блока 14, подключенного к второму выходу устройства через элемент И 21, первый вход которого подключен к выходу компаратора 18, который также является третьим выходом устройства, будет сформулирован сигнал "Лог. О" или "Лог. 1", причем правильность принятия решения гг * определяется значением напряжения I Q* I на третьем выходе устройства: гг * = 2, при I Q* 1„= 0

r2** (0,1} при 1 Q* 1 = 1 — определяется значением напряжения на втором выходе данного устройства. Таким образом, значение I Q* I = О на третьего выходе устройства соответствует значению дискретного информационного параметра гг** = 2, т.е. отсутствие излучения второго фазоманипулированного сигнала S2(t), Зна1743013

12 чению I Q* I = 1 соответствует значение дискретногоо информационного параметра гг**

= 0.1, определяемое значением напряжения на втором выходе устройства, т.е. "Лог, 0" или "Лог. 1" соответственно, 5

Выполнен численный анализ помехоустойчивости приема двух взаимно мешающих ФМ-сигналов заявляемым устройством. Некоторые результаты расчетов, выполненные с применением ЭВМ, ис- 10 пользованы для построения графиков, которые представлены на фиг. 5 и 6.

Иа фиг. 5 представлены графики для вероятности излучения второго (прерывистого) сигнала P= 0,98, а на фиг. 6 — графики 15 для P = 0,5, где P — величина, обратная скважности — частота излучения; P = 2Р, где

P — вероятность излучения помехи с одним из двух возможных значений ее дискретного параметра r2 = 0,1. Расчеты выполнены 20 для значений h1 = 9,59 дБ и коэффициента

2 неортогональности p= 0,9, что соответствует вероятности ошибки когерентного приема двоичного ФМ-сигнала в канале беэ второго прерывистого ФМ-сигнала, равной 25

* -5

Рош = 10, На фиг. 5 и 6 приведены три зависимости вероятности ошибки приема первого двоичного ФМ-сигнала — обычным корреляционным приемником, адаптивным устройством разделения неортогональных 30 сигналов двоичной фазовой манипуляции, и предлагаемым устройством разделения сигналов фазовой и аплитудно-фазовой манипуляции от величины (отношение мощностей первого и второго (прерывисто- 35 го) разделяемых ФМ-сигналов, при условии, что прерывистый сигнал излучается), Пунктирными линиями представлены зависимости вероятности ошибки приема двоичного ФМ-сигнала на фоне шума n(t) и 40 мешающего прерывистого ФМ-сигнала классическим корреляционным приемником, Сплошными линиями представлены зависимости вероятности ошибки приема того 45 же сигнала, если применяется предлагаемое устройство разделения сигналов фазовой и амплитудно-фазовой манипуляции и обеспечена оптимизация выбора величины я (фиг. 4) 50

Точечными линиями представлены зависимости вероятности ошибки приема того же сигнала известным устройством.

В ходе анализа также установлено, что 55 качество приема является наилучшим, если характеристики первого 9 и второго 10 усилителей-ограничителей имеют плавный характер, т,е. являются сглаженными, Обсудим результаты анализа.

Характерным результатом является то, что при переходе второго сигнала к прерывистому режиму излучения, например, от

P 1, что соответствует постоянному излучению второго ФМ-сигнала, и P = 0,98 (фиг. 5) или P = 0,5 (фиг. 6), что соответствует излучению мешающего ФМ-сигнала, в среднем в 2;(, или 50 времени, соответственно, эффективность работы известного устройства существенно снижается (см. точечные кривые на фиг. 5 и фиг. 6), Это объясняется тем, что в известном устройстве в отличие от предлагаемого тракт формирования компенсирующего напряжения Uy1 остается подключенным к вычитающему устройству независимо от наличия или отсутствия второго (прерывистого) сигнала на входе устройства, Таким образом, с вероятностью (1 -P) осуществляется ложная компенсация помехи, которая не излучается. При этом, как показали расчеты, в области дБ { ; -12), при P = 0,98. вероятность ошибки в известном устройстве увеличивается по сравнению с предлагаемым от 10 до 2.10; а при

pi= 0,5 вероятность ошибки в известном устройстве увеличивается по сравнению с предлагаемым от 10 до 5.10

Тот факт, что при P 0,5 и при анализе схемы известного устройства вероятность ошибки в приеме первого сигнала сказывается даже больше, чем при обычном корреляционном приеме (рош > 0,5), позволяет сделать вывод, что при отсутствии второго сигнала в схеме известного устройства, имеет место "обратная работа". Действител ьно, из схемы на фиг, 1 и из таблицы видно, что при отсутствии помехи выражения (2) и (3) примут вид

Ь1 = (-1)Г1h12+ П1;

b2 = (-1) R12+ п2.

Тогда на входе первого решающего блока 13 (в предположении, что R12 > h1, 2 при Ipl -+1 и h2 > h1 будутсформированы г величины, знак которых определяется выражением

sign ((-1) (h1 Й12)) = -sign(-1) = -(-1)

Тогда, в соответствии с правилом, описанным соотношением (11), получим решение блока 13 при г1 = 0 rect(-(-1) ) = rect(-1) = 1; при г1 = 1 rect(-(-1)" ) = rect(+1) 0 т.е. решение с высокой вероятностью (тем большей, чем больше h1 ) будет принято неправильно, Очевидно, что s случае P = 0,5 методы относительного кодирования, например

ОФМ, отмеченный недостаток не устраняют.

1743013

13

Симво ы на

1 выходе известного устройства

Капрлнение компенсации

Напряжения на входах реваювих блоков в известном устройстве

Примечанип

Выход перБОГО фильт ра нимнил част.

Выход второго фильтра нижних частот

Наблодение на входе устройства

Передаваемые симЬЧ и/п волы пг и

2 ((с) -Н+и-п <О В+и-и >О

2 2

Сн 2 1

2 z с h„+ R,2 nz В<2+ге 2 Ьп

h+В +n

I 12

s<(ь)+$2()+п(с)

-2 (?)-В (с)»П(С) 1 О

2 I

+, -Н -R<»+и„" -R .+и

-h +и -и 40 . 2

ПI

-п +n "п40 1 . 2

? 2

-R,+n

° 2 1

В+ пг г

I: +г. -Р с 12 — и лО

Н +и<

2. I

I.

+ и, <

R<24п -h1- 1

-n 20

R,+ пг .z

В<(?) + n(2) О Символы I,риматы неправ.

-h +R +и, < I2

»

h 2-В,2+и 2. 2

-h +Е+

+ n< г

h --R+

1 12

+n<

° 12 2

2 2

+и- й>0

В -Н О

2

-h +и — г. 40

? 2

-Н+n—

< I

-п,

R,+ г»

-Я< (?)+Sz(?)+n(?)

S4(?)-S„(?)+n(?) 12 2

Я

h,+R +пг

h -R +п

< 2

h+n\

-и 20

? б 0

-S. (e) + п(?) 2

-h+ п с с г

-h, +R. +

+и — п?уО

-h +n<

R,„п2. -R1-2+и + -О

+h? -n 20 с

1 Символы приняты неправ, Продолжение таблицы

Решения

Вход компаратораВход ком- Напряжение на входах решающих

hapa)opa блоков В.предлагаемом устройстве

1()Г и/и

Примечания в заязляем. устройстве

<Е2< 2 е

lib-,l- .I

16 17

1 h. + Пгр h +п4-и >О е е

hn +П2- п<>0

2 h» -nz> Я

111 +п4 Всо

h2 +п2 01<0

Второй вход заявляемого устройства отключен

1) + n<>0

К, +n,-11,— п.>0

3 п .,с

„2

-<пс +и1- пг(0

4 i)2+

+и — n >Ю 2 Z

-h +n„- и сО

5 11 + n2>0

6 паЕ

i) +n„п2у0

° 2

1 т

-R

-1)С +n <0

1 1

Второй вход заявляемого устройства отключен

Ход пунктирных линий на фиг. 5 и 6, соответствующих обычному корреляционному приему первого ФМ-сигнала в условиях мешающего второго (прерывистого)

ФМ-сигнала, обусловлен тем, что чем мощ- 5 нее второй сигнал, тем ближе вероятность ошибки в приеме первого сигнала к величине 0,5 в тех случаях (на тех тактовых интервалах), когда второй сигнал излучался.

Действительно, в 100% случаев решение 10 корреляционного приемника будет в основном определяться мощным вторым сигналом, если сигналы сходны по структуре (т.e.Ipl -> 1).

Формула изобретения 15

Адаптивное устройство разделения неортогональных сигналов двоичной фазо-вой манипуляции по авт. св. KL 1450131, о т л и ч а ю щ е е с я тем, что. с целью повышения помехоустойчивости приема двух вза- 20 имно мешающих сигналов двоичной фазовой и амплитудно-фазовой манипуляции, введены два блока выделения модуля, третий вычитающий блок, компаратор, аналоговый ключ, элемент И и датчик опорного напряжения, выход которого соединен с первым входом компаратора, второй вход которого подключен к выходу второго блока выделения модуля, вход которого подключен к выходу третьего вычитающего блока, первый вход которого соединен с выходом первого блока выделения модуля, вход которого соединен с первым входом второго усилителя-ограничителя, выход которого через аналоговый ключ соединен с вторым входом первого вычитающего блока, при этом второй вход аналогового ключа подключен к выходу компаратора и первому входу элемента И, второй вход которого подключен к выходу второго решающего блока, а выход третьего фильтра нижних частот соединен с вторым входом третьего вычитающего блока.

1743013

Н у

1743013

22

1743013

Составитель О.Геллер

Техред М.Моргентал

Корректор Н.Ревская

Редактор М.Янкович

Производственно-издательский комбинат "Патент", г. Ужгород, ул,Гагарина, 101

Заказ 2296 Тираж Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., 4/5