Способ широтно-кодового управления тиристорным преобразователем для электропривода

 

Сущность изобретения: способ управления преобразователем, регулируемым по закону постоянства отношения величины напряжения к частоте, заключается в модуляции центральных на полупериодах управления тактовых интервалов 60-градусных продолжительностей, в серединах которых осуществляется непрерывное отождествление (кодирование) длительностей формируемых в этих точках основных и модулирующих сигналов управления с текущими значениями выходной частоты. На всем диапазоне регулирования продолжительность тактовых подинтервалов, в центрах которых формируются управляющие сигналы, изменяется по обратной параболической зависимости с фокусом в верхней точке частотного диапазона, при этом начальное число сигналов в полуволне задается соответствующим коэффициентом, входящим в функциональные соотношения, описывающие режим управления. 4 з п. флы, 4 ил. СО с

СОЮЗ СО8ЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (5!)5 Н 02 М 7/48

ГОСУДАР СТВЕ ННЫ Й КОМИТЕТ

ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ

ПРИ ГКНТ СССР

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ (21) 4921407/07 (22) 28.03.91 (46) 15.11.92. Бюл. N. 42 (71) Отдел энергетической кибернетики АН

ССР Молдова (72) В.И.Олещук (56) Калашников Б.Е, и др, Системы управления автономными инверторами, М, Энергия, 1974..

Эпштейн И,И. Автоматизированный электропривод перемен ного тока. М.: Э нергоиздат, 1982.

Авторское свидетельство СССР

М 1492434; кл, Н 02 M 7/48, 1989. (54) СПОСОБ ШИРОТНО-КОДОВОГО УПРАВЛЕНИЯ ТИРИСТОРНЫМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕМ ДЛЯ ЭЛЕКТРОПРИВОДА (57) Сущность изобретения: способ управления преобразователем, регулируемым по закону постоянства отношения величины

Изобретение относится к области силовой электроники и может быть использовано при разработке преобразователей на базе трехфазных автономных инверторов напряжения, предназначенных для питания систем асинхронного частотно-регулируемого электропривода, Известны способы управления трехфазными преобразователями для электропривода, базирующиеся на поэтапном изменении количества импульсов в полуволне выходного напряжения, причем указанное изменение числа импульсов происходитдискретно, что приводит к нежелательным броскам тока в силовых цепях преобразователя в моменты дискретного. „ 1775825 А1 напряжения к частоте, заключается в модуляции центральных на полупериодах управления тактовых интервалов 60-градусных продолжительностей, в серединах которых осуществляется непрерывное отождествление (кодирование) длительностей формируемых в этих точках основных и модулирующих сигналов управления с текущими значениями выходной частоты, На всем диапазоне регулирования продолжительность тактовых подинтервалов, в центрах которых формируются управляющие сигналы, изменяется по обратной параболической зависимости с фокусом в верхней точке частотного диапазона, при этом начальное число сигналов в полуволне задается соответствующим коэффициентом, входящим в функциональные соотношения, описывающие режим управления. 4 э.п. флы, 4 ил.

° Ь

«4 переключения, Известен также способ гибкого нелинейного управления широкорегу- у лируемыми преобразователями (31, при котором благодаря специальной нелиней- О© ной модуляции продолжительностей основных и модулирующих сигналов управления, (Л формируемых в тактовых точках, обеспечивается плавный безударный переход от одной формы выходного сигнала к другой.

Средняя частота коммутации вентилей преобразователя при этом постоянна, на всем диапазоне регулирования обеспечивается постоянство отношения величины напряжения к частоте. Продолжительность тактовых подинтервалов, s серединах которых формируются модулирующие сигналы управле1775825 ния, при этом на всем диапазоне регулирования постоянна, на нижних частотах в этом случае протяженность интервалов между импульсами управления (и выходными импульсами) весьма велика, что, как известно, негативно сказывается на динамических свойствах преобразователя в зоне пониженных выходных частот, крайне чувствительного на этом поддиапазоне к воздействию возмущающих факторов. Известно также, что для повышения надежности осуществления режима пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель, закон управления в кратковременном пусковом режиме должен отличаться от базового закона управления с

U/F = const.

Цел ью изобретен ия является улучшение динамических свойств и гармонического состава выходного напряжения трехфазного преобразователя в пусковом режиме и в диапазоне пониженных и средних выходных частот, достигаемое за счет изменения на начальной частоте F12 в К раз продолжительности тактовых подинтервалов и соответствующего этому увеличения количества импульсов в полуволне выходной кривой, а также повышение надежности осуществления процесса пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель.

Поставленная цель достигается тем, что при управлении по указанному способу, обеспечивающему N-кратное, начиная с частоты F12, связанное регулирование выходных частоты и напряжения преобразователя, заключающемся в том, что основные вентили разных фаэ и групп преобразователя периодически включают и выключают с взаимным фазовым сдвигом в 60 эл.град. в последовательности +А, — С, +В, — А, +С, — В, при этом для каждого вентиля в течение одного полупериода от 0 до 180 эл,град, формируют интервал проводимости вентиля, в течение другого полупериода от 180 до 360 эл.град. формируют интервал закрытого состояния вентиля, на центральных внутри полупериодов тактовых интервалах от 60 до 120 и от . 240 до 300 эл,град. симметрично относительно середин полупериодов формируют модулирующие сигналы управления, разноименные с соответствующим полупериодом управления, число которых последовательно уменьшается с ростом выходной частоты преобразователя F, причем генерирование указанных модулирующих сигналов производят в серединах тактовых подинтервалов с продолжительностью т, внутри каждого тактового интервала начало первого из подинтервалов и конец последнего из них синхронизируют соответственно с началом и концом тактового интервала. формирование каждого I-го от начала (и от конца) до середины тактового интервала модулирую5 щего сигнала управления осуществляют при изменении выходной частоты преобразователя от Р12 до граничной частоты F, при этом в номинальном режиме работы на поддиапазонах выходных частот, при которых

10 Ft > F > Fi+1 (Г > Fi > Ft+1), продолжительность il всех модулирующих сигналов управления определяют как

Х = - (— N), а на частотных поддиа15 пазонах, на которых F(> F > Fi",наряду с основным массивом модулирующих сигналов управления с продолжительностью А в серединах тактовых интервалов формируют центральный модулирующий сигнал с дли(20 тельностью Х, на всем диапазоне регулирования длительность г тактовых подинтервалов изменяют в соответствии с зависимостью

Й(Й вЂ” 1 — FoN — F 1 -К

6 з (1)з этом значения вышеупомянутых граничных

I II частот F(u Fi определяют как

Fi = РИсоз((Ф+ 4я)/3+ай/33 Fo, 30 гДе R =1I P>/22, Ф.arccos(-Q/2R);

0 =2 SN/3+ Т вЂ” 16 N /27, P=S — 4N /3, 35 при этом.в пусковом режиме работы, в диапазоне выходных частот преобразователя

Fo+ 2 Fo . е ф-1Я

1 — К

40 при определении F(.

Т— а при определении Fi .

45 1— для номинального режима работы преобразователя при определении F :

Т—

И а при определении Fi . !775825 р I в пусковом режиме при Fl> F > Fll;

N — 2.

Л = тц-р т

nPnFi>F> Е . il = f — У 2à — -Ц-РД, Л=

I 2 — 2(1- 1)<3 а в номинальном режиме работы преобразователя, когда NFp> F > 2 Fp, при Е .Ф F > Fl

Л = т — г-, Л= 1/6 F — 2 (i — 1} г— Л=, ч,2!—

1/6 (2i — 1) FpN

На фиг.1 приведена схема основных соединений силовых цепей тиристорного преобразователя напряжения, выполненного на базе полностью управляемых тиристоров, нагруженного на асинхронный электродвигатель АД; на фиг.2 — регулировочная характеристика преобразователя и кривая изменения относительной продолжительности тактовых подинтервалов; на фиг.3— временные диаграммы, иллюстрирующие два опорных варианта формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя. На фиг.4 изображена блок-схема системь| управления преобразователем.

Временные диаграммы, построенные на фиг.3. иллюстрируют двэ базовых алгоритма формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя в процессе регулирования. а также соответствующие им кривые линейного выходного напряжения UAB. Приведенные здесь управляющие сигналы Uy поступают на находящийся в положительном проводящем полупериоде управления вентиль + А катодной группы трехфазной мостовой схемы преобразователя, при этом положительная величина Uy (основной сигнал управления) соответствует проводящему состоянию вентиля, а.нулевое значение Оу (модулирующий сигнал управления) — закрытому состоянию (Следует помнить, что вентили являются полностью управляемыми}. Формирование разноименных с соответствующим полупериодом управления модулирующих сигналов управления с продолжительностью Л, определяющей величину выходного напряжения преобразователя, на всем диапазоне регулирования Fp+ NFp осуществляется при этом внутри средних нэ полупериодах тактовых интервалах (60-120 и 240-300 эл,град.) B центрах тактовых подинтервалов„ показанных на фиг.3 тонкими ду эми снизу, имеющих переменнук ородплжительность

30

35 ной частоте преобразователя Fp no сравнению с максимальной продолжитель40

50

25 т, зависящую от текуц их зн» еи нй выход. ной частоты F и опрсд;лакомую кэк (1) (Ео 1 F) (Е

6Р;(К вЂ” 1} N (см. построенную на фиг.2 кривую зависимости изменения относительной продолжитель- ности т = tlт в от частоты F применительно к величине диапазона регулирования N =- 8 и значению коэффициента K = 0,5). Формировэние указанных модулирующих сигналов производится симметрично относительно центров полупериодов благодаря тому, что начало каждого первого на тактовом интервале тактового подинтервала и конец каждого последнего подинтервала непрерывно синхронизируются соответственно с началом и концом собственного тактового интервала

60-градусной и родолжител ь наст и, П родолжительность тактовых подинтервалов при рассматриваемых законах управления изменяется (увеличивается) при росте выходной частоты преобразователя по нелинейной параболической зависимости с вершиной в верхней части частотного диапазона.

Величина предварительно задаваемого упомянутого выше в выражении для определения продолжительности тактовых подинтервалов коэффициента К, принимающего значения от нуля до единицы, является весьма важным параметром рассматриваемого режима управления и характеризует собой степень изменения продолжительности тактовых подинтервалов на начальной выходностью подинтервалов, наблюдаемой в верхней точке частотного диапазона, на частоте

NFp, на которой полуволна выходного напряжения формируется из одного импульса.

При этом чем меньше абсолютное значение коэффициента К, тем короче на начальной выходной частоте продолжительность тактовых подинтервалов и тем больше количество модулирующих сигналов внутри тактовых интервалов, тем из большего числа импульсов формируется на начальной выходной частоте полуволна выходного напряжения преобразователя. Упомянутое начальное число модулирующих сигналов внутри тактовых интервалов при этом опре-. деляется из выражения N! Ê, т.е„например, при N = 8 и К = 0,5 на начальной частоте внутри тактовых интервалов будет формироваться llo шестнадцати модулирующих сигналов управления. В случае, когда указанное частное от деления является дробной величиной, начальное количество модулирующих сигналов у«а; ввeния нахо1775825 дится округлением в большую сторону, Конкретное значение параметра К должно задаваться, исходя в первую очередь из требований к динамическим свойствам преобразовательной системы и к гармоническому составу ее выходного напряжения в области низких и средних выходных частот, руководствуясь тем правилом, что большее число импульсов в выходной полуволне на начальной частоте (меньшее К) способствует улучшению гармонического состава выходного напряжения и динамических свойств системы.

Процесс регулирования частоты выходного сигнала преобразователя как в пусковом так и в номинальном режимах работы базируется в рассматриваемом случае, как показано стрелками на фиг.3, на постоянной поэтапной вариации длительностей основных и модулирующих сигналов управления, формируемых в тактовых точках, соответствующих центрам упомянутых тактовых интервалов (в точке 90 применительно к полупериоду проводящего состояния вентилей и в точке 270 на полупериоде закрытого состояния ключей). Отмеченный принцип формирования управляющих сигналов, существенной особенностью которого является непрерывное отождествление (кодирование) продолжительностей формируемых в центрах тактовых интервалов основных и модулирующих управляющих сигналов,с длительностью основного массива сигналов, за счет чего осуществляется плавный безударный переход от одного поддиапазона управления к другому, может быть поэтому определен как широтно-кодовый.

Внутри поддиапазонов регулирования, на которых, KGK показано на фиг.3,а, в центрах тактовых интервалов формируются ос. новные сигналы управления, регулирование величины выходного напряжения осуществляется путем изменения продолжительностей il модулирующих сигналов по определанным зависимостям, На поддиапазонах, на которых, как показано на фиг.3,б, в серединах подинтервалов формируются модулирующие сигналы управления с варьируемой длительностью il,, продолжительность il остальных модулирующих сигналов находится в соответствии с другими функциональными зависимостями. Граничные знаf If чения частот FI и Рь переходных от одного поддиапазона регулирования к другому, определяются при этом через соответствующие параметры режима управления.

Известно, что одним из наиболее экономичных и часто применяемых в номинальных режимах работы законов управления преобразователями для систем частотнорегулируемого асинхронного электропривода является управление по закону постоянства отношения величины напряжения к частоте, при котором, как показано на фиг.2

5 для частотного диапазона номинального регулирования 2 Fo + NFg= 8 Ро, величина напряжения растет прямо пропорционально с увеличением выходной частоты преобразователя. Известно также, что в

10 кратковременном пусковом режиме преобразователя, нагруженного на асинхронный электродвигатель, относительная величина напряжения должна быть существенно повышена по сравнению с номинальным ре15 жимом, в этом случае в диапазоне пусковых частот целесообразно поддерживать величину напряжения повышенной и постоянной, а в качестве верхней границы диапазона пусковых частот принимать час20 тоту, равную удвоенной начальной частоте

F (см. диапазон Ро+ 2 F на фиг.2).

В соответствии с рассматриваемым апгоритмом управления конкретные значения вышеупомянутых граничных частот и парамет25 ров управляющих сигналов, через которые реализуется требуемый закон управления, последовательно определяются как: з

Fi =(2Й сов(Ф+4л)/3)+ 2 N/3) Fo, 30 где R - а рад, W агссое (-О/2R), Q = 2 SN/3 + Т вЂ” 16 N /27, P = S — 4 N2/3, 35 при этом в пусковом режиме работы, в диапазоне выходных частот преобразователя

Fo + 2 Fî. :S = N

2 М вЂ” 1

1 — К

40 при определении Fi .

Т— апр

В номинальном режиме работы преобразователя при определении Р(: г (е -1 +

1 — К

50 2

Т а при определении Fi .

„,2 +f )

55 1 — К

1775825

lt т

В пусковом режиме при Fi>F > Ем

N — 2

Л =-1 -,при Fi >, F > F:

Д ((Л— 2 (i — 1) " .В номинальном режиме работы преобразователя, когда NFp>-F > 2 Fp, на поддиапазоРт нах выходных частот, при которых Fi Е >

Fi+1, продолжительность il всех модулирующих сигналов управления определяют как

Л = - 2- (— - - ), а на частотных поддиа1 1 1

ll пазонах, на которых Е;>Е > Fl, продолжительность Л всех, за исключением центрального на тактовом интервале, модулирующих сигналов управления находят как

Л=т—

1 а длительность о

1— центрального модулирующего сигнала управления находят как Л = 1/6 F — 2 (i — 1) Т—

1/6 (21 — 1) FpN, Во всех вышеприведенных зависимостях параметр! характеризует количество модулирующих сигналов управления, формируемых внутри половин тактовых интервалов, включая центральный на полупериоде модулирующий сигнал на поддиапазонах регулирования, на которых FI>F > FI

На первом, начиная с пусковой частоты

Fp, поддиапазоне регулирования. алгоритм формирования управляющих сигналов и начальное количество управляющих сигналов

I внутри половин тактовых интервалов должны определяться следующим образом. В первую очередь находится частное отделения N/2К, характеризующее начальное значение i, при этом в случае дробной величины

N/2К полученное значение округляется до ближайшего целого числа в большую сторону. Исходя из полученного значения i, определяются соответствующие данным значениям1, N и К величины граничных часit I тот Fl и Fi, причем определение указанных величин должно производиться по представленным выше зависимостям, описывающим пусковой режим работы преобразователя, В случае, когда найденII ное таким образом первое значение Fi окажется меньше пусковой частоты Fp, алгоритм формирования управляющих сигналов на первом поддиапазоне регулирования, в

I зоне F(> F>rFp, должен соответствовать варианту управления при F(>F > Fi (фиг,З,б), в противном случае управляющие модулирующие сигналы должны формироваться в зоИ не Fi> Е Fp по второму из упомянутых алгоритмов (фиг.З,а). Следует еще раз отме50

55 межкоммутационных интервалов быстро уменьшается, что может привести к срыву инвертирования и снижает тем самым надежность функционирования преобразовательной системы. С целью частичного устранения укаэанного недостатка, а также улучшения спектрального состава выходного напряжения преобразователя, целе".эобразно, начиная с частоты F (Е„< F"< Fj }, на которой продолжительность модулирующих сигналов управления равна половине дли-, тить, что в диапазоне пусковых частот пре образователя Fp 2 Fp Bcp. параметры режима управления должны определяться f3 соответствии с соотношениями, описываю5 щими именно пусковой режим работы.

В соответствии с вышесказанным применительно к рассматриваемому режиму управления с N = 8 и К =- 0,5, начальное значение параметра i для анализируемого

10 варианта определится как i — — N/2Ê =- 8, для которого значения первых граничных частот соответственно равны Еэ = 1,013 Fp, Гз > Г

Fp, начальный алгоритм формирования соответствует форме управляющих сигналоо, 15 приведенной на фиг.3,а, который после частт тоты Ез сменится вторым опорным алгоритмом (фиг,3,б), который продлится вплоть до достижения выходной частотой значения

Р

Ез, после чего наблюдается уменьшение на

20 единицу численного значения параметра l (i

= 7), Дальнейший переход от одного,поддиапазона регулирования к другому в пускоtl вом режиме производится на частотах Е7 =

1,125 Fp, F7 = 1,229 Fp, F6 =- 1,268 Fp. F6

25 1,406 Fp, F5 = 1,459 Fp, F5 = 1,652 Fp Fc(1,730 Fp. Значение следующей по порядку

/ граничной частоты F4 лежит выше верхней границы пускового режима (выше частоты 2

Fp), поэтомудальнейшее определение Fi и F

30 должно производиться уже по другим из вышеприведенных зависимостей, характеризующим номинальный режим управления.

Соответственно по другим зависимостям, начиная с частоты 2 Fp, должны определяться

35 продолжительности модулирующих сигналов управления Л иЛ. Определенные подобным образом значения граничных частот в номинальном режиме работы преобразоваI и теля соответственно равны: F4 = 2,134 Fo, Еэ

40 = 2,157 Fp, Ез = 2,915 Fp, Е2 = 3,016 Fp, Е2

=5,279 Fp, Е1 =8 Fp

Следует отметить, что изменение продолжительности тактовых подинтервалов от выходной частоты по базовой нелинейной зависимости вплоть до верхней частоты NFp приводит к тому, что в диапазоне верхних выходных частот преобразователя, характеризуемом повышенными значениями выходного тока, продолжительность

1775825 тельности тактового подинтервала, и до верхней выходной частоты преобразователя продолжительность тактовых подинтервалов (двух подинтервалов внутри каждого тактового интервала) принимать равной = 5

1/12 Г(см. пунктирное изменение кривой т на фиг.2), Определение величины F,ïðèìåнительно к конкретному режиму управления при этом производится из соотношения

F} = (Ъ%соз ((Ф + 4 т)б3)+ 2 N/33 Fp, где R =- К рзг27, Ф= агссоз (-Q/2R), Q = 2 SN!3 — 16 N /27 + (N-1) N/2 (1 — К), 15

P = S — 4 N /3, S = N — (N — 1) /(1-К).

Так, для анализируемого режима (N = 8, )IS

I =- 0,5) расчетное значение F = 4,552 Fp.

Дополнительное улучшение спектраль- 20 ного состава выходного напряжения преобоазователя, особенно в области пониженных и средних выходных частот, может быть достигнуто за счет формирования дополнительной последовательности модулирующих 25 сигналов управления, Указанные дополнительные сигналы формируются при этом на крайних тридцатиградусных участках полупериодов управления, внутри зон 0 — 30, 150-180, 180 — 210 и 330 — 360 эл.град. При 30 этом местополо>кения ближних к границам полупериодов фронтов дополнительных модулирующих сигналов управления определяют путем сдвига на + 60 эл,град. ближних к серединам полупериодов фронтов соот- 35 ветствующих главных модулирующих сигналов управления с продолжительностью Л.

Длительность у упомянутых дополнительных сигналов управления определяется при этом в соответствии с упрощенной зависи- 40 мостью y = К Г (t — Л), применительно к которой для диапазона выходных частот Fp +„, F" КГ = 0,268, а при NFp >. F > F

0,268 N Fp — 0,193 F — 0,075 F

КГ— N F F - (э а 45 висимость КГ от Г на фиг.2).

Описанное формирование дополнительных модулирующих сигналов управления приводит, как показано на фиг.3 пунктиром, к видоизменению формы выходного напряже- 50 ния преобразователя, тождественного тому, при котором результирующая выходная кривая получается в результате суммирования основной последовательности выходных импульсов с дополнительной последова- 55 тельностью, гармоники которой находятся в противофазе с соответствующими параэитными гармониками основной последовательно ти импульсов и вызывают тем самым их исключение или уменьшение (компенсируют амплитуды паразитных гармоник).

Приведенные выше значения безразмерного коэффициента КГ обеспечивают при этом практически полное исключение из спектра кривой выходного напряжения преобразователя как в зоне пусковых частот, так и на верхней выходной частоте NFp, наиболее нежелательной пятой паразитной гармонической составляющей и значительное снижение амплитуды седьмой гармоники.

Следует отметить, что в процессе управления преобразователем по описанному алгоритму иъ спектра его выходного напряжения на всем диапазоне регулирования может быть исключена любая из паразитных гармоник, для этого продолжительность у дополнительных модулирующих сигналов управления должна изменяться в соответствии с нижеприведенной нелинейной зависимостью:

2 А — А — 4В+СС

У =каГС Ц

1 где k — номер исключаемой иэ спектра выходного напряжения паразитной гармоники; для частотных поддиапазонов Г зР > Ff+1, а также при ИР„> Е > F

А — 4 sin sin sin

ikt . k 1т-2} kst

ikt К Ят+Л} kSS

2 2 3

ikt КЛ ka к it

С=4з!и sin — cos — cos k (— — — )—

2 2 6 6 2

km kr. — sin sln —;

3 2 а для частотных поддиапазонов F} ъ Е > FI:

SS

А= — 4 sin sin sin кта — 1} k t — 1 t -2 kst

В=

kt1 — 1 k t — it-2} kss

= 4 sin

2 соя tin

2 3

I k z 3<Л Зсмк

С =4 sin- — sin — cos

2 2 6 л Ir km km

cos k (— — — ) — sin sin — +

6 2 3 2

2 со$,6 $1п к(kzr а 21 — 1х Л k

6 2 2 2

-j sln —.

Достаточно сложные преимущественно нелинейные зависимости, характеризующие режим проведения приемов описанного способа управления, целесообразно осуществлять при помощи современных цифровых (микропроцессорных) средств управления. На фиг,4 представлена блок-схема системы управления преобразователем, 13

1775825

10

20

55 выполненной по вертикальному принципу, базовые блоки которой строятся на цифровой основе. Ниже приводятся характеристика состава системы и принципа ее функционирования, При помощи блока задания частоты 1 осуществляется задание требуемой выходной частоты преобразователя, на его выходе формируется сигнал U>, пропорциональный значению выходной частоты, который поступает на входы тактового генератора 2 и N/К-канального по выходу функционального преобразователя 3, Частота следования импульсов генератора 2 определяет частоту выходного сигнала блока развертки (генератора симметричного пилообразного напряжения)

4, которая на всем диапазоне регулирования в 6 раз выше выходной частоты преобразователя. Сигнал блока 4 постоянно сопоставляется в блоке формирования управляющих импульсов 5 с выходными сигналами U3 функционального преобразователя 3, величина которых пропорциональна текущим значениям положений фронтов управляющих сигнаЛОВ и Выходных импульсоВ Qj Q2j BH pN тактовых интервалов (см, временные диаграммы |.|Ав на фиг.3). Указанные значения а предварительно определя|отся расчетным путем из соотношений, характеризующих режим формирования управляющих слгна- лов как для пускового, так и для номинэлного диапазонов регулирования. При этом следует учитывать, что:

a> = 60 + (т — Л)б2, а2 = а1 + Л, с 3 = Q j + z,..... Qzj = 2| — 1 + A .

В моменты равенства текущих значений сигналов блоков 3 и 4, как показано на внутренней временной диаграмме на фиг.4, блоком 5 вырабатываются команды на формирование фронтов управляющих (и выходных) импульсов, которые распределя|от.ся по соответствующим вентилям преобразователя в соответствии с принятым опорным законом 180-градусного управления при помощи логического распределителя управляющих импульсов 6, соединенного своими тактовыми входами с соответствующими выходами трехразрядного регистра 7, работа которого на всем диапазоне регулирования синхронизируется тактовыми импульсами генератора 2, Таким образом, описанные базирующиеся на нелинейном изменении тзэконы формирования управляющих сигналов на вентили преобразователя позволяют обеспечить, за счет увеличенного количества управляющих и выходных сигHBfloB HG полупериоде в зоне низких и средних выходных частот, улучшение динамических свойств системы в указанных зонах, а также улучшение гармонического состава выходного напряжения. Приведенное видоизменение номинального закона управления в зоне пусковых частот позволяет повысить надежность осуществления весьма важного и сложного режима пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный электродвигатель. Переход от Одного поддиапаэона регулирования к другому в пусковом и номинальном режимах управления осуществляется плавным безударным способом, Модуляция продолжительностей тактовых подинтервалов по параболической зависимости в функции частоты с вершиной в верхней точке частотного диапазона делает перспективным использование описанных законов управления для управления высокодинамичными тиристорными электропригодами с расширенными диапазонами управления, в том числе высоковольтными тиристорными электроприводами.

Формула изобретения

1. Способ широтно-кодового управления тиристорным преобразователем для электропривода с N-кратным по абсолютной величине, начиная с частоты F, диапазоном регулирования частоты и величины выходного напряжения, при котором основные вентили разных фаз и групп преобразователя, периодически включают и выключа|от с взаимным фазовым сдвигом в

60 эл. град. в посл едо вател ь н ости +А, — С, +В, — А, +С, — В, при этом, для каждого вентиля в течение одного полупериода от 0 до 180 эл,град, формируют интервал проводи| ости вентиля, в течение другого полупериода от

180 qo 360 эл.град. формиру|от интервал закрытого состояния вентиля, на центральных внутри полупериодов так Овых интервалах от 60 до 120 и от 240 до 300 эл.град. симметрично относительно середин полупериодов формируют модулиру|ощие сигналы управления, разноименные с соответствующим полупериодом управления, число которых последовательно уменьшается с ростом выходной частоты преобразователя F, причем, генерирование указанных модулирую|цих сигналов производят в серединах тактовых подинтервалов с продолжительностью т, внутри каждого тактового интервала качала первого из подинтервалов и конец последнего иэ них синхронизируют, соответственно. с началом и кОнцОм тактового интервала. фор||||ровэние каждого i-ro оз начала (и От конца) до середины тактового интервала мпдулирующего сигнала управления ocyi! i;.ñò ur.ëjoT при изменении выходной частоты преобра:;.:Вателя от Fo до граничной час и,:, при этом в номинальном режиме р... .<:гы нл г|оддиапазонах выходны:. яст» ", .: |л. |Орых

1 175825!

/ ft

Vi,F:> Fiick (F> > Fi > F +t ), продолжительность всех модулирующих сигналов управления определяют как Л = (— — ), а на частотных поддиапазонах, на которых 5

F(>.F > Г, наряду с основным массивом модулирующих сигналов управления с продолжительностью Л в серединах тактовых интервалов формируют центральный модулирующий сигнал с длительностьюЛ,о тл и- 10 ч а ю шийся тем, что, с целью улучшения динамических свойств и гармонического состава выходного напряжения преобразователя в пусковом режиме и в диапазоне пониженных и средних выходных частот, 15 достигаемого за счет изменения на начальной частоте Fo в К раз продолжительности тактовых подинтервалов и соответствующего этому увеличения количества импульсов в полуволне выходной кривой, а также с 20 целью повышения надежности осуществле-. ния процесса .пуска преобразователя, нагруженного на асинхронный двигатель, на всем диапазоне N-кратного регулирования частоты и величины напряжения длитель- 25 ность т тактовых подинтервалов изменяют в соответствии с зависимостью

N 1 FÎN F 1 К

2 2

6 РЗ (! 1)2 Ц при этом, значения упомянутых граничных частот Fi u Fl определяют как м

Fi =(2йсоэ ((Ф+4л)/ 3)+ 2 К/3 Fo, 3 где R = / р -р, ф=агссов (-0/2R). а при определении Fi:

Q = 2 SN/3 — 16 N /27+ (N — 1) N/2 (1 — К), P=S — 4N /З,S=N — (N — 1) /(1 — К), 3. Способ по и 2, о тл и ч а ю щи йс я тем, что, с целью улучшения спектрального состава выходного напряжения преобразователя, на всем диапазоне регулирования формируют внутри интервалов 0 — 30, 150—

180, 180-210, 330 — 360 эл.град. дополнительные модулирующие сигналы управления, при этом, местоположения ближних к границам полупериодов фронтов дополнительных модулирующих сигналов управления определяют путем сдвига на + 60 эл,град. ближних к серединам полупериодов фронтов соответствующих гравных модулирующих сигналов управления с продолжительностью Л, 4. Способ по п.З, отличающийся тем, что длительность упомянутых дополнительных сигналов управления определяют в соответствии с зависимостью у = К Г(r — Л). применительно к которой для диапазона выходных частот Fo — F" Êà =- 0,268, а при NFo>

F> Fr

0,268 К Fo — 0,193 F — 0,075.F

N Š— F"

5. Способ по п.3. отличающийся тем, что продолжительность у дополнительных модулирующих сигналов управления находят из соотношения при этом, в пусковом режиме работы, в ди- 40 апазоне выходных частот преобразователя

М вЂ” 12

„.2„, И И 1 при определении Fi :

1М вЂ” 1 2(N 21 — 1 — 2)

2(I — 1 2i — 1 1 — К а при определении F<.

) М вЂ” 1g (N (2i — 1++ 2), 2Г(21 — 1Ц1 — К)

50 для номинального режима работы преобраI зователя при определении ;:

М (и -1) (— jg! — K)

Q = 2 SN/3+ Т вЂ” 16М /27, P =- S — 4 N /3, 2 Ж вЂ” И2 1М вЂ” 1 2

1 — К 2l |2I — 1 1 — К в пусковом режиме при Fi > Р > Гн-!; Л =

I> при Fi iF > Fi .

Л 21-1 М вЂ” 2 а в. номинальном режиме работы преобра-, зователя, когда NFo>F > 2 Fo, при Рi > F > F, Л=т—

1, Л= 1/6 F — 2 (1-1) rо

1/6 (2i-1) Рой.

2. Способ по и. 1, отличающийся тем, что в диапазоне выходных частот преI// образователя F — NFo продолжительность т тактовых подинтервалов принимают равной т = 1/12 F, при этом, значение граничIl ной частоты F определяют как

F> = (2 l R cos ((Ф + 4 л)/ 3) + 2 N /3 ) Fo, где R = v р,27, W arcccc(-0/2R), 18

1775825

15

10 где К вЂ” номер исключаемой из спектра выходного напряжения паразитной гармоники;

II для частотных поддиэпазонов FI F >

II I

Рн.1, а также при NF,>F > F

I k t k — I t — il kX.

А=4 з1п — 2з1п

2 3

sin

 — 4 зlп cos

Ikt k 17+1 kX

2 3

sin

С-4зlп — sin — cos cos k (— — — )—

I km 1(1 kx л 1г

2 2 6

kx kr — sin sln —;

3 2 (/( а для частотных поддиапазонов Е; > Г > Fi .

Ak tl +1} . k+t —; т-2) . kx

= 4з1п2

s l fl

sin ——

5 В= ktа3 3 МЫ 1-4 Мт.

=4 sin.

cos

2 3

s in — - ;

ik7 . ЕЛ k T

С = 4 sin sin — cos

2 2 6

10 л I r л kz

cos k f — — — } — sin sin — +

6 2 3 2

Кт, „л 2i — 1ò А, kr соз

1775825

Составитель В.Олещук

Техред М,Моргентал Корректор О.Кравцова

Редактор Т.Иванова

Производственно-издательский комбинат "Патент". г. Ужгород, ул.Гагарина. 101

Заказ 4039 Тираж Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., 4/5