Формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией

 

Использование: радиотехника, формирователь линейно-частотно-модулированных колебаний в радиотехнических и измерительных устройствах. Сущность изобретения: формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией содержит формирователь 1 пилообразного напряжения, блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, частотно-модулированный генератор 3, блок преобразования частоты, преобразователь 5 последовательности импульсов , блок сравнения 6, первый, второй фильтры нижних частот 7, 11, инвертирующий усилитель 8, сумматор 9, синтезатор частот 10, формирователь 12 управляющих сигналов временной синхронизации, усилитель 13 с управляемым коэффициентом усиления , управляемый ключ 14, формирователь кодовых управляющих сигналов 15. Алгоритм функционирования всех узлов обеспечивает увеличение диапазона перестройки частоты и уменьшение фазовых шумов путем повышения линейности модуляционной характеристики . 3 ил. 66/S0&

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (я)5 Н 03 С 3/08

ГОСУДАРСТВЕНЮЕ ПАТЕНТНОЕ

ВЕДОМСТВО СССР (ГОСПАТЕНТ СССР) ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

5oiXpg (21) 4911067/09 (22) 17.12.90 (46) 07.07.93. Бюл. М 25 (71) Научно-исследовательский институт дальней радиосвязи (72) В.Г,Бабошин.и В.Г.Токарев (56) Авторское свидетельство СССР

ЬЬ 1424111, кл. Н 03 С.З/08, 1980. (54) ФОРМИРОВАТЕЛЬ СИГНАЛОВ С ЛИНЕЙНОЙ ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (57) Использование: радиотехника, формирователь линейно-частотно-модулированных колебаний в радиотехнических и измерительных устройствах. Сущность изобретения: формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией содержит формирователь 1 пилообразного напряжения, блок 2 установки уров„,ЫД„„1826119 А1 ня постоянной составляющей пилообразного напряжения, частотно — модулированный генератор 3, блок преобразования частоты, преобразователь 5 последовательности импульсов, блок сравнения 6, первый, второй фильтры нижних частот 7, 11, инвертирующий усилитель 8, сумматор 9, синтезатор частот 10, формирователь 12 управляющих сигналов временной синхронизации, усилитель 13 с управляемым коэффициентом усиления, управляемый ключ 14, формирователь кодовых управляющих сигналов 15. Алгоритм, функционирования всех узлов обеспечивает увеличение диапазона перестройки частоты и уменьшение фазовых шумов путем повышения.линейности модуляционной характеристики. 3 Mll.

1826119

Изобретение относится к радиотехнике и.может использоваться для формирования линейно — частотно-модулированных колебаний в радиотехнических и радиоизмерительных устройствах различного назначения.

Цель изобретения — увеличение диапазона перестройки частоты (девиации)

ЛЧМ-сигнала и уменьшение времени установки начальной частоты без увеличения уровня фазовых флюктуаций выходного. сигнала.

На фиг. 1 приведена структурная схема предлагаемого формирователя; на фиг. 2— характеристики сигналов; на фиг. 3 — модуляционная характеристика ЧМ-генератора. .Формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией содержит последова. тельно соединенные формйрователь 1 пилообразного напряжения, блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, частотно-модулированный (ЧМ) генератор 3, блок преобразования частоты 4, преобразователь 5 последовательности импульсов; частота следования. которых изменяется по параболическому закону B равномерную последовательность импульсов, блок сравнения 6, первый фильтр нижних частот (ФНЧ) 7. инвертирующий усилитель 8 и сумматор 9, а также синтезатор частот 10, второй фильтр нижних частот (ФНЧ} 11, формирователь 12 управляющих сигналов временной синхронизации, усилитель 13 с управляемым коэффициентом усиления, управляемый ключ 14, и формирователь кодовых управляющих сигналов 15, причем выход эталонной последовательности импульсов синтезатора частот 10 соединен с входом опорного сигнала блока сравнения 6, выход синусоидального сигнала синтезатора частот 10 соединен со вторым входом блока преобразования частоты 4, выход блока сравнения

6 соединен с входом усилителя 13 с управляемым коэффициентом усиления, выход усилителя 13 с управляемым коэффициентом усилителя с входом второго фильтра нижних частот 11 и с сигнальным входом управляемого ключа 14, дополнительный управляющий вход ЧМ-генератора 3 соединен с выходами второго ФНЧ 11 и управляемого ключа 14, выход сумматора 9 соединен с информационным входом формирователя 1 пилообразного напряжения, выходы формирователя 12 управляющих сигналов временной синхронизации соединены; выходсигнала выбора частот с входом установки частот синтезатора частот 10, выход сигнала управления параметром наклона сигнала с линейной частотной модуляцией со вторым входом сумматора 9, выход сигнала установки режима работ с управляющим входом преобразователя 5 последовательности импульсов, частота следования которых изменяется по параболическому закону в равномерную последовательнОсть импульсов, выход сигнала установки уровня постоянной составляющей с управляющим входом блока 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения; выходы формирователя кодовых управляющих сигналов 15 соединены: выход сигналов управления сбросом пилообразного напряжения с управляющим входом формирования 1 пилообразного на пряжения, выход сигналов управления коэффициентом усиления с управляющим входом усилителя 13 с управляемым коэф20 фициентом усиления, а выход сигналов управления ключом с управляющим входом управляемого ключа 14. Блок сравнения 6 выполнен в виде импульсного частотно-фазового детектора (ИЧФД), формирователь

25 пилообразного напряжения выполнен в виде интегратора со сбросом.

Формирователь сигналов с ЛЧМ работает следующим образом.

Формирование сигнала с линейной час30 тотной модуляцией производится фаэовым методом; Закон изменения фазы — параболический, т.к. законы изменения фазы и. частоты сигнала связаны выражением где ip — фаза сигнала;

40 в- круговая частота;

CO

y = — — скорость изменения частоты . t

ЛЧМ сигнала (параметр наклона);

t — текущее время.

Во время рабочего хода цикла формирования ЛЧМ вЂ”.сигнала на управляющий вход преобразователя 5 поступает сигнал управления режимом работы от формирователя 12. По этому сигналу преобразователь

5 иэ параболической последовательности импульсов, поступающей íà его вход, выделяет равномерную последовательность.

Частота импульсов на выходе функционального:преобразователя равна Q = v/у .

В ИЧФД 6 производится сравнения временного положения импульсов из последовательности, поступающей на вход

ИЧФД 6 от преобразователя 5, и импульсов эталонной последовательности, формируемой синтезатором частот 10, также равной

1826119

10

20

50

0 /у и поступающей на другой вход

ИЧФД 6 от синтезатора частот 10. ka выходе ИЧ ФД 6 выделяется сигнал рассогласования, используемый для подстройки закона параболической фазовой модуляции ЛЧМ сигнала. Сигнал рассогласования поступает через усилитель 13 с управляемым коэффициентом усиления и второй ФНЧ 11 на дополнительный управляющий вход частотно-модулированного генератора 3, в котором и вырабатывается сигнал с линейной частотной модуляцией (параболической фазовой модуляцией), В усилителе 13 с управляемым коэффициентом усиления во время рабочего хода по сигналу, поступающему на

его управляющий вход от формирователя 15 кодовых управляющих сигналов, установлен коэффициент усиления, оптимальный для работы системы в режиме фазовой автоподстройки частоты. Коммутатор 14 во время рабочего хода разомкнут. Соответствующая команда поступает на его управляющий вход от формирователя 15 кодовых управляющих сигналов.

Шумовые составляющие сигнала на выходе усилителя 13 с управляемым коэффициентом усиления, которые в дальнейшем преобразуются в частотно-модулируемом генераторе 3 в фаэовые флюктуации выходного сигнала, уменьшаются при прохождении сигнала через ФНЧ 11, который уменьшает уровень шумовых составляющих на частотах, превышающих частоту среза фильтра ФНЧ 11. Одновременно ФНЧ 11 является звеном коррекции в системе автоматического регулирования закона формирования фазы ЛЧМ вЂ” сигнала. Другие звенья коррекции, необходимые для обеспечения устойчивости основной петли авторегулирования фазы ЛЧМ вЂ” сигнала, в явном виде на фиг. 1 не показаны, они входят в состав

ИЧФД 6. Основную петлю регулирования фазы ЛЧМ-сигнала составляют ЧМ-генератор 3, преобразователь частоты 4, преобразователь 5, ИЧФД 6, усилитель 13, .ФНЧ 11.

Закон линейной частотной модуляции задается интегратором 1, который формирует линейное пилообразное напряжение (фиг. 2г) по сигналу в виде прямоугольного импульса (фиг. 2в), поступающему от сумматора 9. На второй вход сумматора 9 сигнал в виде прямоугольного импульса необходимой амплитуды поступает от формирователя 12 управляющих сигналов временной синхронизации. Пилообразное напряжение на выходе интегратора 1. формируется при отсутствии сигнала на первом входе сумматора 9. По команде, поступающей от формирователя 12 управляющих сигналов временной синхронизации на блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, задается необходимое напряжение на основном управляющем входе ЧМ-генератора 3 для формирования заданной начальной частоты сигнала. Таким образом, на основном управляющем входе ЧМ-генератора 3 формируется пилообразное напряжение на заданном уровне напряжения. Сигнал с выхода ЧМ-генератора 3 поступает на выход устройства. Одновременно этот сигнал поступает на преобразователь частоты 4, на другой вход которого поступает сигнал от синтезатора частот 10. При смене начальной частоты ЛЧМ вЂ” сигнала смещается частота синтезатора частот 10 (дискретно) таким образом, чтобы разностная частота на выходе преобразователя частот 4 оставалась неизменной (не учитывая изменения частоты по закону ЛЧМ). Это необходимо, чтобы преобразователь 5 и ИЧФД 6 во время рабочего хода работали все время на одинаковой частоте. Смена частоты в синтезаторе частот 10 производится по команде, поступающей на его управляющий вход от формирователя 12.

Блок 2 установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения представляет собой стабилизированный источник постоянного тока, изолированный от корпуса и снабженный коммутаторами для подключения необходимого уровня напряжения на выходе блока (ЛЗ): коммутаторы срабатывают по сигналу от формирователя

12. Таким образом, блок 2 как источник постоянного тока эквивалентно представляет собой схему фильтра нижних частот. Интегратор 1 также эквивалентно представляет собой схему фильтра нижних частот, собранного на интегрирующих RC-цепочках.

Таким образом, уровень шума сигнала управления по основному управляющему входу ЧМ-генератора 3 достаточно низкий, т.к. схема интегратора 1 и блока 2 эквивалентно представляют собой схемы фильтров нижних частот. Шумовые составляющие сигнала, поступающего от сумматора 9 на вход интегратора 1 уменьшаются эа счет прохождения через схему интегратора (эквивалентно представляющую собой схему фильтра нижних частот) на частотах, превышающих частоту среза этого фильтра, Сложение сигналов пилообразного напряжения и постоянной составляющей на основном управляющем входе ЧМ-генератора 3 производится последовательным способом, что не требует высоковольтных элементов и в то же время не увеличивает уровень шума выходного сигнала.

1826119

10

1

2 гвср K

2,2 — 0,9...7 мс.

Учет нелинейности модуляционной характеристики частотно-модулированного генератора 3 производится автоматически; на сумматоре 9 формируется сигнал, скла. дывающийся из двух составляющих — первая составляющая представляет собой импульс прямоугольной формы (фиг. 2г), поступающий на второй вход сумматора 9 от формирователя 14, вторая составляющая— это сигнал, который в инверсном виде повторяет форму модуляционной характеристики ЧМ-генератора 3 (фиг. 2е), и поступает на первый вход сумматора 9, Этот сигнал формируется из сигнала ИЧФД 6 путем прохождения его через первый ФНЧ 7 с последующим усилением и инвертированием в инвертирующем усилителе 8, Примерный вид сигналов на выходе сумматора

9 и интегратора 1 показан на фиг. 2ж, 2з.

Частотная характеристика ФНЧ 7 и интегратора 1 сформирована таким образом, чтобы пропустить без искажения область нижних частот сигнала рассогласования, формируемых ИЧФД 6, определяемых формой модуляционной характеристики ЧМ вЂ” генератора 3 (фиг, 2д) и подавить частоты сигнала рассогласования, формируемых

ИЧФД 6 соответствующие области средних частот логарифмической амплитудно — частотной характеристики системы регулирования в этой, параллельной ветви не. менее чем на 20 дБ по сравнению с основной ветвью регулирования, что необходимо для обеспечения устойчивости работы системы автоматического регулирования.

Дополнительный управляющий вход

ЧМ-генератора 3 для основной ветви системы автоматического регулирования имеет малый динамический диапазон по перестройке частоты. Иметь по этому входу большой динамический диапазон невыгодно из-за увелйчения шумов, Основной управляющий вход ЧМ вЂ” генератора 3 имеет полный динамический диапазон по перестройке частоты.

Во время обратного хода цикла формирования ЛЧМ-сигнала ЧМ-генератор 3 производит "сброс" достигнутого в предыдущем цикле значения частоты на начальное значение (фиг, 2а). Соответствующий сигнал на сумматор 9 поступает на его второй вход от формирователя управляющих сигналов временной синхронизации 12 (фиг. 2в). Одновременно производится сброс интегратора 1 также по команде от формирователя 12, Во время обратного хода преобразователь 5 работает как буферный каскад: пропускает на выход все поступающие на него импульсы (т,е. практически закорочен). Соответствующая команда поступает на его управляющий вход от формирователя 12.

ИЧФД 6 во время обратного хода цикла

ЛЧМ работает в режиме частотного детекти-. рования (a режиме подстройки начальной частоты). По команде, поступающей на управляющий вход управляемого ключа 14 от формирователя 15, коммутатор 14 замкнут и, следовательно, второй ФНЧ 11 не участвует в работе системы регулирования. Одновременно по команде от формирователя 15 в усилителе 13 величина коэффициента усиления становится оптимальной для работы системы в режиме частотной автоподстройки. Благодаря тому, что коммутатор 14 замкнут, второй ФНЧ 11 исключен из цепи регулирования, а коэффициент усиления в ней оптимальный, время установления частоты — минимальное. При этом уровень фазовых флюктуаций увеличился во время лишь обратного хода цикла ЛЧМ вЂ” сигнала, а во время рабочего хода цикла ЛЧМ, не изменился.

Оценим время установления начальной частоты для схемы прототипа (базового обьекта) во время обратного хода цикла ЛЧМ.

Это время определяется в основном частотой среза наиболее инерционного weмента в цепи авторегулирования. Таким звеном является второй ФНЧ 11, При условии получения низкого уровня фазовых флюктуаций, определяемых схемой управления, частота среза этого фильтра лежит в пределах f = 10 ... 20 Гц, Ориентировочно можно оценить время переходного процесса как где г- время переходного процесса; соср — частота среза фильтра ФНЧ 11, Ocp= 2 Xfcp = 6,28 (10 ... 20) = 62,8 ... 135,6

1/с;

К вЂ” коэффициент усиления системы регулирования по частоте, К = 5 ... 20.

Тогда

В предлагаемом устройстве во время обратного хода цикла ЛЧМ второй ФНЧ 11 исключен из цепи регулирования, Частота среза других звеньев цепи регулирования по крайней мере на порядок (в 10 раз) больше, чем у ФНЧ 11, Поэтому время переходного процесса. уменьшится примерно в 10 раз и составится =.0,09 — 0,7 мс.

1В26119

20

40

55

Сравним эффективность компенсации нелинейности модуляционной характеристики для схемы прототипа (базового объекта) и предлагаемого устройства.

Сигнал компенсации нелинейности модуляционной характеристики в схеме базового объекта проходит через второй ФНЧ

11, частота среза которого 10 ... 20 Гц. При этом, в случае формирования крутых наклонов (и соответственно малых по длительности рабочего хода) значительная часть спектра сигнала компенсации отфильтровывается, т.к. спектр его шире. Действительно, если длительность рабочего хора t 5 мс, то . полоса спектра сигнала компенсации, ориентировочно определяемая как величина, обратная длительности рабочего хода будет не менее, чем

8 10-з 8 28.

- 32 Гц, а 32 Гц > 10 Гц в 3 раза

На самом деле спектр еще шире, т.к. нелинейность модуляционной характеристики резко увеличивается при формировании верхних частот ЛЧ M-сигнала (e конце рабочего хода имеем крутой "загиб" характеристики, что вщ но на фиг. 2д ... з). Кроме того, сигнал компенсации поступает на дополнительный управляющий вход ЧМ-генератора

3, по которому. крутизна управления меньше, чем по основному управляющему входу, что, в свою очередь, уменьшает эффект компенсации.

Если же не полностью скомпенсировать нелинейность модуляционной характеристики, то система авторегулирования выходит из синхронизма и нарушается закон формирования ЛЧМ-сигнала. Это явление накладывает ограничение на реализуемый диапазон перестройки частоты (девиации

ЛЧМ-сигнала базового объекта..

В предлагаемом устройстве. эти недостатки устранены. Сигнал компенсации нелинейности модуляционной характеристики поступает на основной управляющий вход

ЧМ-генератора 3 через блоки 9, 1,2. По этому входу нет фильтра с полосой пропускания

10 Гц и сигнал компенсации нелинейности проходит без искажения на управляющий вход ЧМ-генератора 3. Хотя блок 2 представлен собой эквивалентно фильтр нижних частот, но в силу того. что производится последовательное суммирование пилообразного напряжения и постоянной составляющей, он не может. влиять на полосу пропускания схемы. Интегратор 1 также эквивалентно представляет собой схему фильтра нижних частот. но его частота среза выбирается более высокой, чем у ФНЧ 11 (300 Гц), а спад характеристики — более крутым (40 ... 60 дБ/дек). Большие воэможности при формировании частотной характеристики интегратора 1 возможны благодаря тому, что он не входит в основную петлю регулирования фазы выходного сигнала. Более крутой спад частотной характеристики интегратора 1 обеспечивает необходимое подавление шумовых составляющих спектра сигнала, поступающего на основной управляющий вход IM — генератора 3, что обеспечивает сохранение низкого уровня фазовых флюктуаций выходного сигнала при частотах отстройки .от несущей, превышающих частоту среза частотной характеристики интегратора 1(более 300 Гц).

Формирование аналогичной частотной характеристики ФНЧ 11 невозможно без нарушения устойчивой работы системы авторегулирования (основной петли) или увеличения уровня фазовых флюктуаций выходного сигнала.

Отсюда следует, что в предлагаемом устройстве девиация частоты ЛЧМ сигнала ограничена лишь возможности IM — генератора 3, а в базовом объекте — также частотой . среза второго ФНЧ 11 и меньшей крутизной управления по дополнительному управляющему входу ЧМ вЂ” генератора 3. 8 то же время в предлагаемом устройстве уровень фазовых флюктуаций выходного сигнала не изменился по сравнению с базовым объектом. Действительно, в ближней зоне отстроек до - 10 кГц от несущей уровень фазовых флюктуаций определяется полосой частот и коэффициентом усиления системы регулирования фазы выходного сигнала, а они остались без изменения. В дальней зоне отстроек (более 10 кГц) от несущей вклад схемы управления в величину уровня шумов выходного сигнала ЧМ вЂ” генератора 3 также не изменился, т,к. сигнал управления на дополнительный управляющий вход попрежнему поступает через второй ФНЧ 11, а на основной управляющий вход- через схемы, эквивалентно представляющие собой схемы фильтра нижних частот (интегратор 1, блок 2) Сравним методы компенсации нелинейности модуляционной характеристики ЧМгенератора 3 предлагаемого устройства и устройства-прототипа, где используется дискретная система компенсации. Эта система обладает двумя недостатками:

1) она настраивается только для данного эксземпляра генератора;

2) в спектре выходного сигнала имеются паразитные составляющие, которые воэни1826119

10 Гц на начальном участке рабочего хода до

10 Гц на конечном участке за счет крутого

"загиба" модуляционной характеристики при длительности рабочего хода 30 мс. Соотношение составляющей с максимальной частотой в спектре этого сигнала и частоты среза ФНЧ 11 составляет .

Л сигн. 70 среза 20

При наклоне характеристики ФНЧ 11 минус 20 дБ/декаду, подавление высокочаустройства-прототипа. Следовательно, для получения сигнала компенсации после

ФНЧ 11, равного О» =7 В, на входе величина его должна составить О» x n = 7 х 3 5 = 24 5 В.

Учтем также, что крутизна по дополнительному управляющему входу ЧМ генератора 3, в 2 раза меньше, чем по основному входу.

Тогда величина сигнала компенсации должна быть увеличена вдвое U» = 24,5 х 2 = 49 В.

Суммарная величина сигнала компенсации и основного сигнала автоподстройки системы (5 В) составит: 49+ 5 = 54 В, Очевидно; что формирование. сигналов с такой ампли25 тудой на серийно выпускаемых элементах

30 (операционные усилители, коммутаторы, . сумматоры) невозможно. Оценим, какую компенсацию по частоте можно получить реально в устройстве прототипе.

Максимальный сигнал компенсации, уменьшится в 3,5 раза и составит О» = дет

Озфф = 5.7: 2 = 2 86 В

Определим графически по фиг. 3 крутизну управления по модуляционной характеристике в области управляющих

15-5В

30мс 3 напряжение компенсации должно состав- 50 напряжений 20 8, проведя касательную, лять О» мд 22 - 15 = 7 В, а компенсация по получим частоте должна составлять Л б»омл 650 - 580 - 70 М Гц; где 650 - конечная частота;

580- частота, определяемая по модуля- 55

8 МГц/В, Згов

10 В ционной характеристике при напряжении управления 15 В.

Примерная эпюра сигнала компенсации тогда перестройка частоты, получаемая за счет схемы компенсации, составит Л 1г», п =

=Оэфф х Ягов - 2,86 х 8 = 23 МГц, что мало, представлена на фиг. 2е, Мгновенный т.к, необходимо скомпенсировать 70 МГц. С спектр этого сигнала лежит в пределах от кают при переключении дискретов во время рабочего хода цикла ЛЧМ. а это недопустимо при высоких требованиях к чистоте спектра (к уровню фазовых флюктуаций сигнала)..

Предлагаемое устройство свободно от этих недостатков за счет того, что является автоматическим и непрерывным.

Проиллюстрируем сказанное примером сравнительного расчета компенсации нелинейности модуляционной характеристики схемы прототипа (базового обьекта) и предлагаемого устройства. На фиг. 3 приведена а увеличенном масштабе модуляционная характеристика ЧМ-генератора. Для конкретности зададимся параметрами:

Время прямого хода цикла ЛЧМ 30 мс . Начальная частота 450 МГц

Заданная конечная частота 650 МГц . Частота срезаФНЧ 11 20 Гц

Наклон.характеристики ФНЧ 11 минус 20 дБ/декаду .

Крутизна управления ЧМ-генератора 3 по дополнительному управляющему входу . в 2 раза меньше крутизны по основному входу. По модуляционной характеристике определяем размах управляющего напряжения (по основному входу) для обеспечения девиации 650 ... 450 МГц:

22-5 = 17 В.

Определяем графически величину йа-, клона (такая величина обеспечивает оптимальные условия "захвата" системы .авторегулирования при "вводе" в наклон) пилообразного напряжения, проведя касательную к модуляционной характеристике в области управляющего напряжения 5 В. Эта касательная достигает значения частоты

650 мГц при 15 В. Следовательно, наклон пилообразного напряжения должен быть: стотных составляющих спектра управляю15 щего сигнала составит 3,5 раза (10,9 дБ) для

35 который реально можно получить на существующей элементной базе 20 В. По.сле прохождения фильтра ФНЧ 11 он

Uynp . п = 20: 3,5 = 5,7 В, учитывая, что

40 крутизна по дополнительному управляющему входу ЧМ-генератора 3 в 2 раза меньше, эффективное напряжение компенсации бу1826119 учетом компенсации полученная верхняя частота будет 580 + 23 = 603 М Гц.

В предлагаемом устройстве достаточно иметь напряжение компенсации

Л комп 70 М Гц ааааа в„в мра7в в в в такая величина (с запасом более, чем вдвое) вполне может быть сформирована на имею- 10 щейся элементной базе.

Таким образом, по данным приведен.ного примера эффективность компенсации нелинейности модуляционной характеристики в предлагаемом устройстве больше: 15

1) по величине девиации ЛЧМ сигнала в

Ь |1комп. 70 МГц — 3;ОВ раза, где Л01комп — компенсация по частоте заданная (реализуемая в предлагаемом уст- 20 ройстве);

Ь f2KOM> — компенсация по частоте, реализуемая в базовом обьекте:

2) по величине абсолютной перестройки частоты

650 — 450 МГц

603 — 450 МГ " 3 р " (акоп - f<><)< — девиация, реализуемая в пред30 лагаемом устройстве: 650-450=200 МГц, (4» f a )2 девиация, реализуемая в базовом обьекте: 603 - 450 = 153 МГц.

Таким образом, положительный эффект предлагаемого устройства по отношению к базовому объекту составляет:

1) сокращение времени установки начальной частоты с 3 до 0,3 мс в 10 раз;

2) увеличение девиации ЛЧМ-сигнала в

1,3 раза (с 153 до 200 МГц);

3) увеличение эффективности компенсации по частоте в 3 раза(с 23 до 70 МГц), Формула изобретения

Формирователь сигналов с линейной частотной модуляцией, содержащий последовательно соединенные формирователь пилообразного напряжения, блок установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, частотно — модулированный генератор, блок преобразования 50 частоты, преобразователь последовательности импульсов, частота следования которых изменяется по параболическому закону, в равномерную последовательность импульсов, блок сравнения, первый фильтр нижних частот, инвертирующий усилитель и сумматор. синтезатор частот, первый выход которого соединен с другим входом блока преобразования частоты. второй фильтр нижних частот, формирователь управляющих сигналов временной синхронизации, первый и второй управляющие выходы которого соединены соответственно с входом установки режима работы преобразователя последовательности импульсов, частота следования которых изменяется по параболическому закону, в равномерную последовательность импульсов и с управляющим входом блока установки уровня постоянной составляющей пилообразного напряжения, выход сигнала выбора частоты и выход сигнала управления параметром наклона линейной модуляционной характеристики формирователя управляющих сигналов временной синхронизации соединены соответственно с входом установки частот синтезатора частот и с другим входом сумматора, при этом второй выход синтезатора частот соединен . с другим входом Ьлока сравнения, выход второго фильтра нижних частот соединен с вторым управляющим входом частотно — модулированного генератора, отличающийся тем, что, с целью увеличения диапазона перестройки частоты, уменьшения фазовых шумов путем повышения линейности модуляционной характеристики, введены усилитель с управляемым коэффициентом усиления, управляемый ключ и формирователь кодовых управляющих сигналов, блок сравнения выполнен в виде импульсного частотнофазового детектора, формирователь пилообразного напряжения выполнен в виде интегратора со сбросом, вход сигналов сброса которого подключен к первому управляющему выходу формирователя кодовых управляющих сигналов, второй и третий управляющие выходы которого соединены соответственно с управляющим входом управляемого ключа и с управляющим входом усилителя с управляемым коэффициентом усиления, сигнальный вход которого подключен к выходу импульсного частотно — фазового детектора, при этом выход усилителя с управляемым коэффициентом усиления соединен с входом второго фильтра нижних частот и с сигнальным входом управляемого ключа, выход которого подключен к второму управляющему входу частотно — модулированного генератора, а выход сумматора подключен к информацион ному входу интегратора со сбросом, 1826119 а)дыхааиай сигиоп

lf

ИИмлцльсы эталоииои лослеоадамепьиости, аасаупокицие еи Югам

ИШЧй 8 отсинщезатарю 7 частота / =ф

ВИииульсылдяиауеапьнои (рориь ластултощие иаоторои Вход сумматора Я

6Попообразнпе напряжение на дьуоде иитР2 ротора /лри атсувпп

Йи еигиала иа лерВаи длобе сумматора 5

3)Й гнал рпссоеласоВа- нил на Выходе

РИШАД b и е)Сигнал нойлеисации ,ю лиией нотиииаду-;; лационнои характе- w < ригтики Чй- еенера- 1 мара авиа Вьиаде ии- Q g

Ьерснаеа усилипеля a < о (йо аердом Вмоде суммоюо м Ю хд Ствол иа дьицое сумма тоаа 9лредстадаяащео собой сулжу гиекала 8

Жде лрямоуеольиого им пульса, лостдлающега но

Вад2й сигнала комлеисацт, ласлупоащегокодход з)Сигнал кооыходе интегртпора t, пцлообраэнае налрмженое В сумме ссигнаяом кбмРРясоции нелунейнаспш модуляциоинои варамтеристша ж-генероу77оро .У

1826119

Составитель Н. Чеканова

Техред M.Mîðãåíòàë

Редактор Л. Павлова

Корректор С. Лисина

Производственно-издательский комбинат "Патент", г. Ужгород, ул.Гагарина, 101

Заказ 2321 Тираж Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб„4/5