Устройство для детектирования сигналов с двухкратной относительной фазовой манипуляцией

 

Использование: в радиотехнике при поэлементном приеме дискретных сообщений. Сущность изобретения: устройство содержит генератор, фазовращатель на 90 , первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой, седьмой, восьмой, девятый, десятый, одиннадцатый, двенадцатый, тринадцатый, четырнадцатый, пятнадцатый, шестнадцатый перемножители, первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой фильтры нижних частот, первый, второй, третий, четвертый блоки задержки, первый, второй, третий, четвертый, пятый сумматоры первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой формирователи, первый, второй, третий, четвертый детекторы, первый, второй элементы совпадения, первый, второй инверторы, компаратор, первый, второй фильтры верхних частот, дешифратор. Изобретение обеспечивает расширение функциональных возможностей путем автоматического определения разновидностей угловой манипуляции (частотной, относительной фазовой, ЧМ, ОФМ, ДОФМ). 2 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано при поэлементном приеме дискретных сообщений.

Цель изобретения - расширение функциональных возможностей путем автоматического определения разновидностей угловой манипуляции (частотной, относительной фазовой и двухкратной фазовой, ЧМ, ОФМ, ДОФМ).

На фиг. 1 и 2 представлена структурная электрическая схема устройства для детектирования сигналов с двухкратной фазовой манипуляции.

Устройство для детектирования сигналов с двухкратной фазовой манипуляцией содержит генератор 1, фазовращатель 2 на 90^о, первый перемножитель 3, пятый перемножитель 4, шестой перемножитель 5, второй перемножитель 6, седьмой перемножитель 7, третий перемножитель 8, четвертый перемножитель 9, восьмой перемножитель 10, девятый и десятый перемножители 11, 12, третий, четвертый, первый и второй фильтры 13-16 нижних частот (ФНЧ), первый и второй блоки 17, 18 задержки, первый, второй и третий сумматоры 19, 20, 21, первый и второй формирователи 22, 23, третий и четвертый блоки 24, 25 задержки, первый и второй детекторы 26, 27, первый элемент 28 совпадения, первый инвертор 29, одиннадцатый-шестнадцатый перемножители 30-35, четвертый и пятый сумматоры 36, 37, компаратор 38, первый фильтр 39 верхних частот, третий детектор 40, пятый и шестой ФНЧ 41, 42, третий четвертый, пятый и шестой формирователи 44, 45, 46, дешифратор 47, четвертый детектор 48, второй фильтр 49 верхних частот, второй элемент 50 совпадения, второй инвертор 51.

Основная частотная селекция принимаемого сигнала S'(t) производится в процессе первого корреляционного его преобразования с двумя опорными взаимоортогональными колебаниями sin ω_o t и cos ω_o t одинаковой частоты, при котором фильтрами нижних частот (ФНЧ) выделяются два низкочастотных сигнала - свертки х(t) и y(t): x(t)= Sʹ(t)Sinω_otdt (1) y(t)= Sʹ(t)Cosω_otdt , (2) где F_д - девиация частоты при частотной манипуляции (ЧМ); F_M= - частота манипуляции; Т_э - длительность бита (элементарной посылки).

Задерживание производится по низкочастотным сигналам х(t) и y(t) на два интервала Т и 2Т (2Т ≅ Т_э) x(t-T); y(t-T) и [(t-2T); y(t-2T) (3) для измерения кратковременных (в течение не более 0,5 Тэ) автокорреляционных функций (АКФ) синусной и косинусной формы в предлагаемом устройстве при втором корреляционном преобразовании производится восстановление синфазной S_сф(t), составляющей незадержанного радиосигнала двух синфазных S_сф(t-Т), S_cф(t-2Т) и двух квадратурных S_кв(t-T), S_кв(t-2Т) составляющих задержанного радиосигнала на принимаемой частоте путем однополосной модуляции опорных взаимоортогональных колебаний sin ω_o t и cos ω_o t соответствующими сигналами-свертками по квадратурной фазокомпенсационной схеме S_сф ( t ) = x ( t ) cos ω_o t + + y ( t ) sin ω_o t (4) S_сф ( t - T ) = x ( t - T ) cos ω_o t + + y ( t - T ) sin ω_o t (5) S_сф ( t - 2T ) = x ( t - 2T ) cos ω_o t + + y ( t - 2T ) sin ω_o t (6) S_кв ( t - T ) = x ( t - T ) sin ω_o t + + y ( t - 2T ) cos ω_o t (7) S_кв ( t - 2T ) = x ( t - 2T ) sin ω_o t - - y ( t - 2T ) cos ω_o t (8) Измерение фиксированных значений АКФ синусной и косинусной формы с интервалами задержки Т и 2Т каждой формы с усреднением не более половины длительности элементарной посылки Т_э (t_уср = 0,5Т_э): U₁(t) = (t) ˙ S_кв(t-2T)dt (9)
U₂(t) = (t) ˙ S_кв(t-T)dt (10)
U₃(t) = (t) ˙ S_cф(t-T)dt (11)
U₄(t) = (t) ˙ S_сф(t-2T)dt (12)
Как известно, АКФ R( τ ) гармонического сигнала является косинусоида R_k(τ)= 0,5A²cosωτ, (13) где А - амплитуда сигнала;
ω - круговая частота;
τ - временной сдвиг.

Поэтому для получения косинусоидальной формы АКФ перемножаются синфазные составляющие согласно формулам (11) и (12).

При сравнении фаз предыдущей с последующей посылок сигналов ОФМ (разность фаз 0^о, 180^о) или ДОФМ (разность фаз 45^о, 135^о, 225^о и 315^о) величина максимальной задержки 2Т не должна превышать длительность бита: 2Т ≅ Т_э, для этого, должна использоваться косинусоидальная форма АКФ согласно формулам (11) и (12). При этом, амплитуды последетекторных сигналов U₃(t) и U₄(t) достигают максимальной величины при экстремальных значениях косинуса (±1) и они одинаковы как при полной 2Т, так и половинной Т задержках (при согласовании частот среза фильтров нижних частот (ФНЧ) фазовых детекторов со скоростью манипуляции, т. е. U₃(t) ≈ U₄(t).

Длительности последетекторных элементарных посылок в этом случае U₃(t) и U₄(t) пропорциональны задержкам, т. е. длительность элементарной посылки U₃(t) в 2 раза короче, чем длительность элементарной посылки U₄(t), т. е. имеет место удвоение числа переходов через нулевой уровень сигнала U₃(t).

После перемножения сигналов U₃(t) и U₄(t) образуется переменная составляющая, которая может быть выпрямлена амплитудным детектором и после усреднения ФНЧ сформирована в сигнал лог. "1" или лог. "0" при ее отсутствии.

Чтобы продетектировать ЧМ-сигнал, необходимо использовать синусную форму АКФ R_c(τ)= 0,5A²cosωτ, (14)
Для этого достаточно один из перемножаемых радиосигналов постоянно повернуть на угол 90^о согласно формулам (9) и (10).

В этом случае фазовые детекторы изменяют свои характеристики на синусную, точка перехода которой через нуль совмещается со средней частотой принимаемого сигнала.

За время задержки Ти 2Т имеет место "набег" (сдвиг) фазы Δϕ₁= Ω_д˙T; (15) Δϕ₂= Ω_д˙2T; (16) где Ω_д - круговая частота девиации ЧМ сигнала;
Ω_д = 2 π F_д;
F_д - частота девиации ЧМ сигнала.

Максимальный (оптимальный) фазовый сдвиг не должен превышать ± π/2 при котором синус принимает экстремальные значения (±1), откуда максимальный интервал временной задержки не должен превышать
τ_ум≅ = , (17) где F_p - разнос частот "нажатия" и "отжатия" ЧМ-сигнала.

"Набег" по фазе пропорционален величине задержки, поэтому при половинном ее значении он не превышает ± π/4 т. е. уровень напряжения U₂(t) меньше U₁(t) на 30% :
U₂ ( t ) ≈ 0,7 U₁ ( t ), а разность между ними Δ U = 0,3 U₁ ( t ) (18)
Если выбрать участок частотной характеристики частотных дискриминаторов, в роли которых выступают фазовые детекторы, более линейным, например, в пределах ±0,4 (±72^о) и соответственно ±0,2 (±36^о), то разность между напряжениями U₁(t) и U₂(t) увеличивается до 37% : Δ U = 0,4 U₁(t). (19)
Таким образом, разность между уровнями U₁(t) и U₂(t) АКФ синусного типа может служить амплитудным критерием наличия ЧМ в принимаемом сигнале.

Длительность посылок U₁(t) и U₂(t) продетектированных ЧМ-сигналов с различными задержками 2Т и Т одинакова (различная крутизна частотных характеристик на длительность посылок влияния не оказывает при формировании прямоугольных импульсов относительно нулевого уровня), поэтому последующее логическое умножение телеграфных посылок, представленных в парафазном коде "негатив" на "позитив" дает нулевой результат, т. е. является вторым критерием определения ЧМ в принимаемом сигнале (формирование лог. "0"). АКФ синусной формы сигналов с ОФМ (разность фаз 0^о, 180^о) в силу ортогональности перемножаемых сигналов равна нулю (sin 0^o = = sin 180^o = 0), а в случае ДОФМ (разность фаз 45^о, 135^о, 225^о и 315^о) позволяет детектировать второй (квадратурный) канал передачи, причем, амплитуды сигналов U₁(t) и U₂(t) одинаковы, а длительности элементарных посылок пропорциональны задержкам 2Т и Т, т. е. у U₂(t) они укорачиваются относительно длительности U₁(t). В этом случае их логическое умножение позволяет получить переменную составляющую, которая после выпрямления может быть сформирована в потенциал лог. "1".

Принимая во внимание, что АКФ косинусной формы сигнала с ЧМ пропорциональна его мощности, т. е. частотного детектирования не происходит, а при "набеге" фазы <N>±90^о сигнал U₄(t) обращается в нуль, поэтому, в последетекторных посылках U₃(t) и U₄(t) отсутствует переменная составляющая, т. е. формируется сигнал лог. "0".

Таким образом, четыре фиксированных значения кратковременной АКФ синусной и косинусной формы при двух задержках Т и 2Т позволяют строить логику однозначного определения вида угловой манипуляции принимаемого сигнала.

Отличительными особенностями предлагаемого устройства являются
1. Восстановление двух синфазных составляющих задержанного на кратные интервалы Т и 2Т радиосигнала S_сф(t-T) и S_сф(t-2Т) согласно (5) и (6).

2. Формирование двух знаковых АКФ косинусной формы с теми же задержками Т и 2Т
I₃ = sign U₃(t) ;
(20) I₄ = sign U₄(t) где I₃, I₄ - знаковые напряжения соответственно 3-го и 4-го формирователей устройства (аналогичные знаковые АКФ синусной формы I₁ и I₂ сформированы в прототипе)
I₁ = sign U₁(t);
(21) I₂ = sign U₂(t)
3. Логическое умножение (конъюнкция) знакового напряжения при минимальной задержке Т и знакового напряжения при максимальной задержке 2Т с запретом (инверсией) одного из них для каждой формы АКФ К_с = I₁ ˙ I₂ (22)
и K_k = I₃ ˙ I₄ (23)
4. Детектирование по переменной составляющей полученных конъюкций синусной К_с и косинусной К_k форм АКФ с последующим их усреднением в течение нескольких посылок ( ≈ 10) KTilde_c= | I₁˙IBar₂| (24) KTilde_k= | I₃˙IBar₄| (25)
5. Двухполупериодное выпрямление сигналов АКФ синусного вида с различными задержками Т и 2Т U₁ ( t ) и U₂ ( t ) (26)
6. Сравнение по модулю (вычитание) полученных уровней АКФ синусной формы при различных задержках:
ΔU= | U₁(t)| -| U₂(t)| (27)
7. Логическая обработка полученных значений KTilde_c, KTilde_k и ΔU (см. таблицу).

Устройство для детектирования сигналов с двухкратной относительной фазовой манипуляции работает следующим образом.

Принимаемый сигнал S(t) со средней круговой частотой ω_cp , поступающий на вход устройства, преобразуется перемножителями 3 и 4 с взаимноортогональными составляющими опорного колебания одинаковой частоты ω_o , близкой к ω_cp , взятого от генератора 1 и расщепленного на 90^о при помощи фазовращателя 2 на 90^о.

В результате этого корреляционного преобразования принимаемого радиосигнала, для которого выполняется условие его квазигармоничности (величина несущей (средней) частоты во много раз превышает занимаемую спектром полосу частот) с взаимноортогональными составляющими опорного колебания, частота которого близка к средней, на выходе фильтров 15 и 16 нижних частот получают два квадратурных низкочастотных сигнала-свертки согласно формулам (1) и (2) на околонулевой (разностной) частоте для сигналов с ОФМ и ДОФМ или на частоте, близкой к частоте девиации F_ддля сигналов с ЧМ. Поэтому частоту среза фильтров 15 и 16 нижних частот устанавливается из расчета пропускания суммы частот манипуляции Fм и девиации согласно выражениям (1) и (2) для сигналов с ЧМ или пропускания только частоты манипуляции в случае сигналов с ОФМ и ДОФМ.

Высокочастотные продукты преобразования, образующиеся на выходе перемножителей 3 и 4 в виде суммарных частот сигнала и опорного колебания, подавляются фильтрами 15 и 16 нижних частот.

При помощи этих фильтров 15 и 16 в предлагаемом устройстве может быть осуществлена основная частотная селекция принимаемого сигнала по его низкочастотным сигналам-сверткам х(t) и y(t), для которых нарушается условие квазигармоничности благодаря наличию двух его проекций.

Далее, эти сигналы-свертки подвергаются задержке блоками 17 и 18 задержки на интервал Т, а на выходе блоков 24 и 25 задержки имеет место задержки сигналов х(t) и y(t) на интервал 2Т.

Для одновременного измерения при двухкратных значениях задержки Т и 2Т кратковременной автокорреляционной функции (АКФ) синусной и косинусной формы производится восстановление радиосигнала, двух синфазных составляющих S_сф(t-T) и S_сф(t-2T), двух квадратурных составляющих S_кв(t-T) и S_кв(t-2T) отфильтрованного радиосигнала, задержанного на интервалы Т и 2Т, который имеет ту же частоту и боковую полосу, что частота и боковая полоса незадержанного радиосигнала. Восстановление составляющих отфильтрованного радиосигнала осуществляется путем однополосной модуляции взаимноортогональных опорных колебаний с частотой соответствующими низкочастотными сигналами-свертками х(t) и y(t); x(t-T) и y(t--T) x(t-2T) и y(t-2T) по двухфазной (квадратурной) фазокомпенсационной схеме. Так, при формировании незадержанного отфильтрованного радиосигнала осуществляют балансную модуляцию взаимоортогональных sin ω_o t и cos ω_o t опорных колебаний (перемножители 5, 6), взятых от генератора 1 и расщепленных фазовращателем 2 на 90^осоответствующими сигналами х(t) и y(t). Каждый из перемножителей 5 и 6 на своем выходе образует две боковые полосы частот (верхнюю и нижнюю относительно частоты опорного колебания. Благодаря комбинации двух квадратурных сигналов x(t) и y(t) и двух взаимноортогональных составляющих опорного колебания и замене сложения в сумматоре 19 на вычитание возможно получение синусной (синфазной) или косинусной (квадратурной) составляющей одной из боковых полос незадержанного радиосигнала, т. к. составляющие другой боковой полосы при этом взаиммно компенсируются.

По задержанным сигналам х(t-2T) и y(t-T) с выходов блоков 17, 18 задержки, x(t-2T) и y(t-2T) с выходов блоков 24, 25 задержки формируют соответственно, как квадратурные S_кв(t-T) и S_кв(t-2T), так и синфазные S_сф(t-T) и S_сф(t-2T) составляющие задержанных радиосигналов на Т и 2Т (перемножители 7, 8, сумматор 20, перемножители 9, 10, сумматор 21, перемножители 30, 31 сумматор 36, перемножители 32, 33, сумматор 37). Процедура формирования этих сигналов аналогична восстановлению незадержанного радиосигнала S_сф(t). С выходов сумматоров 20 и 21 квадратурные составляющие S_кв(t-T) и S_кв(t-2T) подаются на вторые входы перемножителей 11 и 12, на первые входы которых подается с выхода сумматора 19 незадержанный сигнал S_сф(t) одинаковой с задержанными частотой и боковой полосой.

С выходов сумматоров 36 и 37 синфазные составляющие S_сф(t-T) и S_сф(t-2T) подаются на первые входы перемножителей 34, 35, на вторые входы которых подается с выхода сумматора 19 незадержанный сигнал S_сф(t) также одинаковой с задержанными частотой и боковой полосой.

Перемножитеи 11 и 12 в сочетании с фильтрами 13 и 14 нижних частот образуют канальные фазовые детекторы с синусной формой их характеристик.

Перемножители 34 и 35 в сочетании с фильтрами 41 и 42 нижних частот образуют канальные фазовые детекторы с косинусной формой их характеристик.

При помощи этих канальных фазовых детекторов производится одновременное измерение при двух кратных интервалах задерживания Т и 2Т двух значений синусной формы и двух значений косинусной формы кратковременной АКФ принимаемого сигнала.

Формирователи 22 и 23 вырабатывают знаковые напряжения АКФ синусной формы с задержками 2Т и Т соответственно, а формирователи 44 и 45 вырабатывают знаковые напряжения АКФ косинусной формы с теми же задержками.

Определение вида угловой манипуляции осуществляется сравнением уровней дознаковых АКФ с различными задержками синусной формы и сравнением длительностей посылок знаковых АКФ с различными задержками каждой формы.

Так, при поступлении на вход устройства сигналов с ЧМ в результате задерживания сигналов-сверток, происходит "набег" (сдвиг) по фазе согласно (15) и (16), пропорциональный его интервалу, т. е. при максимальной задержке 2Т этот сдвиг не должен превышать ±90^о в соответствии с формулой (17).

В этом случае ЧМ сигнала на входе устройства фазовые детекторы с синусной формой характеристики (перемножители 11 и 12, фильтры 13 и 14 нижних частот) выступают в роли частотных дискриминаторов согласно (9) и (10), крутизна частотных характеристик которых различна (размах характеристик обратно пропорционален задержкам и составляет соответственно разное и удвоенное его значение).

Поэтому напряжение U₁(t) с выхода фильтра 13 нижних частот превышает на (30-40% ) в зависимости от запаса линейности частотных характеристик (напряжение U₂(t) с выхода фильтра 14 нижних частот. Сравнение напряжений U₁(t) и U₂(t) осуществляется компаратором 38, который в данном случae U₁(t) > U₂(t) вырабатывает на своем выходе потенциал лог. "1", который поступает на первый вход дешифратора 47.

Длительность посылок знаковых АКФ синусной формы (формулы (21) I₁ и I₂ одинаковы (различная крутизна частотных характеристик дискриминаторов не изменяет длительность продетектированных посылок). Поэтому после предварительной инверсии инвертором 28 знаковой АКФ I₂ и последующего логического умножения согласно (22) при помощи двухвходового элемента 29 совпадения на его выходе имеет место нулевой результат (перемножение одинаковых импульсных последовательностей, одна из которых находится в "негативе" относительно другой). Сигнал на выходе амплитудного детектора 40 отсутствует, формирователь 43 на своем выходе вырабатывает потенциал лог. "0", который поступает на второй вход дешифратора 47.

Фазовые детекторы с косинусной характеристикой (перемножители 34 и 35, фильтры 41 и 42 нижних частот) при ЧМ-сигнале на входе устройства вырабатывают напряжения U₃(t) и U₄(t) согласно (11), (12), уровни которых пропорциональны его мощности (детектирование огибающей, частотного детектирования не происходит, а при "набеге" фазы ±90^онапряжение U₄(t), напряжение на выходе фазового детектора с задержкой 2Т (перемножитель 35, фильтр 42 нижних частот) обращается в нуль, т. к. cos (±90^o) = 0. На выходах формирователей 44 и 45 присутствуют постоянные потенциалы лог. "1" (формирователь 45 при сдвиге фазы на ±90^о может выдавать потенциал лог. "0"). Знаковые АКФ косинусной формы I₃ и I₄после предварительной инверсии одной из них (I₄) при помощи инвертора 51 и логического умножения согласно (23) при помощи двухвходового элемента 50 совпадения образуют постоянный потенциал на его выходе (лог. "0" или лог. "1"). На выходе фильтра 49 верхних частот сигнал отсутствует (нет переменной составляющей), напряжение на выходе амплитудного детектора 48 равно нулю, формирователь 46 вырабатывает на своем выходе потенциал лог. "0", который поступает на третий вход дешифратора 47.

Таким образом, признаком частотной манипуляции входного сигнала являетcя впоне определенное состояние компаратора 38, формирователеф 43 и 46. Это состояние представляет комбинацию вы виде двоичного параллельного кода "100", которое дешифрируется в код лог. "1" на третьем выходе дешифратора 47 (вых. 3 - ЧМ).

При поступлении на вход устройства сигнала с ОФМ (фазовые сдвиги 0^о, 180^о) при величине задержки 2Т, не превышающей длительность элементарной посылки Т_э (2Т ≅ Т_э), происходит его детектирование фазовыми детекторами с косинусной характеристикой (перемножители 34, 35, фильтры 41, 42 нижних частот) сравнением фаз радиосигналов предыдущей посылки с последующей согласно (11) и (12), причем длительности продетектированных элементарных посылок U₃(t) и U₄(t) пропорциональны величинам задержки Т и 2Т, т. е. на выходе фазового детектора, с половинной задержкой (перемножитель 34, фильтр 41 нижних частот) имеет место удвоение числа переходов через нулевой уровень принимаемых посылок относительно их числа на выходе фазового детектора с полной задержкой (перемножитель 35, фильтр 42 нижних частот). После формирования прямоугольных (знаковых) напряжений I₃ и I₄ согласно формуле (20), предварительной инверсии I₄ при помощи инвертора 51 и логического умножения двухвходовым элементом 50 совпадения, на выходе последнего имеет место переменная составляющая, которая выделяется фильтром 49 верхних частот и детектируется амплитудным детектором 48. Далее постоянное напряжение с выхода амплитудного детектора 48 нормируется по уровню формирователем 46 в потенциал лог. "1". На выходах фазовых детекторов с синусной характеристикой (фильтры 13 и 14 нижних частот) полезный эффект отсутствует U₁(t) ≈ U₂(t) ≈ 0 в силу ортогональности перемножаемых сигналов согласно формулам (9) и (10), т. к. sin 0^o = sin 180^o = 0, а в компаратор 38 выдает на выходе потенциал лог. "0". Формирователи 22 и 23 вырабатывают на своих выходах также потенциалы лог. "0", которые после инверсии инвертором 28 и логического умножения элементов 29 совпадения не содержат переменной составляющей, а после детектирования амплитудным детектором 40 дают низкий уровень напряжения, который фиксируется формирователем 43 в потенциал лог. "0". Таким образом, признаком ОФМ сигнала на входе устройства является код "010", который дешифрируется дешифратором 47 в потенциал лог. "1" на четвертом его выходе (вых. 4 - ОФМ).

При поступлении на вход устройства сигнала с ДОФМ (фазовые сдвиги 45^о, 135^о, 225^о и 315^о (фазовыми детекторами с синусной характеристикой детектируется второй (квадратурной) канал передачи, причем также, как и в синфазном канале, имеет место укорочение элементарных посылок на выходе фазового детектора с половинной задержкой (перемножитель 12, фильтр нижних частот 14), т. е. удвоение числа переходов через нулевой уровень, переменная составляющая с выхода элемента 29 совпадения выделяется фильтром 39 верхних частот, детектируется амплитудным детектором 40 и нормируется по уровню формирователем 43 в потенциал лог. "1". Компаратор 38, как и в случае ОФМ, выдает на выходе потенциал лог. "0" в силу одинаковости уровней посылок.

Таким образом, входному сигналу с ДОФМ соответствует код "011", который дешифрируется в потенциал лог. "1" на его пятом выходе (вых. 5 - ДОФМ). (56) Авторское свидетельство СССР N 1614128, кл. Н 04 L 27/32, 1989.

Формула изобретения

УСТРОЙСТВО ДЛЯ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ СИГНАЛОВ С ДВУКРАТНОЙ ОТНОСИТЕЛЬНОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИЕЙ, содержащее первый, второй, третий, четвертый, пятый, шестой, седьмой, восьмой, девятый и десятый перемножители, первый, второй и третий сумматоры, первый, второй, третий и четвертый фильтры нижних частот (ФНЧ), первый и второй формирователи, фазовращатель на 90^o и генератор, выход которого подключен к первым входам первого, второго, третьего и четвертого перемножителей и через фазовращатель на 90^o к первым входам пятого, шестого, седьмого и восьмого перемножителей, при этом второй вход первого перемножителя соединен с вторым входом пятого перемножителя и является входом устройства, причем выход первого перемножителя через первый ФНЧ подключен к входу первого блока задержки и второму входу шестого перемножителя, а выход пятого перемножителя через второй ФНЧ подключен к входу второго блока задержки и второму входу второго перемножителя, выход которого и выход шестого перемножителя подключены к входам первого сумматора, выход которого подключен к первым входам девятого и десятого перемножителей, выходы которых соответственно через третий и четвертый ФНЧ подключены к входам соответственно первого и второго формирователей, а выходы первого и второго блоков задержки подключены к вторым входам соответственно седьмого и восьмого перемножителей, выходы которых через второй сумматор подключены к второму входу десятого перемножителя, а выходы четвертого и восьмого перемножителей через третий сумматор подключены к второму входу десятого перемножителя, отличающееся тем, что, с целью расширения функциональных возможностей путем автоматического определения разновидностей угловой манипуляции (частотной, относительно фазовой и двухкратной относительно фазовой), введены первый, второй, третий и четвертый детекторы, первый, второй, третий, четвертый, пятый и шестой формирователи, первый и второй фильтры верхних частот, первый и второй элементы совпадения, четвертый и пятый сумматоры, шестой и пятый ФНЧ, одиннадцатый, двенадцатый, тринадцатый, четырнадцатый, пятнадцатый и шестнадцатый перемножители, дешифратор, компаратор, третий и четвертый блоки задержки, к входам которых подключены выходы соответственно первого и второго блоков задержки, а выходы третьего и четвертого блоков задержки подключены к вторым входам соответственно восьмого и шестого перемножителей и к первым входам соответственно четырнадцатого и тринадцатого перемножителей, выходы которых через пятый сумматор подключены к первому входу шестнадцатого перемножителя, к второму входу которого и первому входу шестнадцатого перемножителя подключен выход первого сумматора, а выход шестнадцатого перемножителя через последовательно соединенные шестой ФНЧ, пятый формирователь и второй инвертор подключены к первому входу второго элемента совпадения, при этом выходы первого и второго блоков задержки подключены к первым входам соответственно одиннадцатого и двенадцатого перемножителей, выходы которых через четвертый сумматор подключены к второму входу пятнадцатого перемножителя, выход которого через последовательно соединенные пятый ФНЧ, четвертый формирователь подключены к второму входу второго элемента совпадения, причем выход генератора подключен к вторым входам одиннадцатого и тринадцатого перемножителей и через фазовращатель на 90^o к вторым входам двенадцатого и четырнадцатого перемножителей, при этом выходы третьего и четвертого ФНЧ соответственно через первый и второй детекторы подключены к первому и второму входам компаратора, выход которого подключен к первому входу дешифратора, а выход первого формирователя подключен к первому входу первого элемента совпадения, к второму входу которого через первый инвертор подключен выход второго формирователя, а выход первого элемента совпадения через последовательно соединенные первый фильтр верхних частот, третий детектор и третий формирователь подключен к второму входу дешифратора, к третьему входу которого через последовательно соединенные второй фильтр верхних частот, четвертый детектор и шестой формирователь подключен выход второго элемента задержки.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2