Способ адаптивной коррекции многопозиционных сигналов

 

Использование: электросвязь. Сущность изобретения: способ позволяет расширить класс корректируемых многопозиционных сигналов за счет коррекции сигналов с неизвестными тактовыми и несущими частотами, благодаря обеспечению независимости процесса коррекции от задания или изменения как несущей, так и тактовой частот передаваемого сигнала. 4 ил.

Изобретение относится к технике электросвязи и предназначено для использования в приемных устройствах преобразования сигналов, работающих в многоточечных сетях передачи данных.

Цель изобретения - обеспечение коррекции сигналов с неизвестными тактовыми и несущими частотами.

На фиг. 1 приведена структурная схема устройства для осуществления предлагаемого способа; на фиг. 2 - векторная диаграмма ансамблей сигнала двукратной фазовой модуляции: а - без поворота; б - с поворотом на 45^о; на фиг. 3 - наглядное представление формирования сигнала разности; на фиг. 4 - наглядное представление формирования опорного сигнала: а - сетка опорных частот при F^c = {f₁^c, f₂^c, f₃^c}; б - частота опорного сигнала при приеме сигнала с частотой несущей f₁^c при f₀^c = f₃^cи Δ = = Δ ₂; в - частота опорного сигнала при приеме сигнала с частотой несущей f₂^c при f₀^c = f₃^c и Δ = Δ ₂.

Способ включает в себя квантование сигнала по времени и уровню, преобразование его в сигнал цифровой информации. Далее полученный сигнал фильтруют с помощью фильтра-корректора. Отфильтрованный сигнал прореживают с частотой f₀^t, после чего посредством когерентного детектирования прореженного сигнала выделяют огибающую сигнала, являющуюся сигналом оценки. Причем для когерентного детектирования формируют опорный сигнал с частотой (f₀^c ± Δ ). Далее измеряют сигнал разности между сигналом оценки и эталонным сигналом, в качестве которого используют ближайший к сигналу оценки элемент ансамбля сигнала двукратной фазовой модуляции. Затем по измеренному сигналу разности производят изменение коэффициентов фильтра-корректора до достижения минимума среднего квадрата сигнала разности. Причем при формировании сигналов обеспечивают выполнение следующих соотношений: f^t_o = ; (1) f^c_o = mxf + , f^c_o > 0, i= (2) Δ = ax f^c_o - f^c_i - + 0,5 (3) f_к = Nf₀^t ≥ 2 Δ f, (4) где f₀^t - частота прореживания; [T₁,...,T_n] - наименьшее общее кратное совокупности тактовых интервалов передаваемых сигналов; М и N - произвольные натуральные числа; f₀^c - опорная частота; f_i^c - несущая частота сигнала i-го вида; max(˙) - операция определения максимального числа;
К - произвольное целое;
Δ - сдвиг опорной частоты;
[Z] - целая часть числа Z;
f_к - частота квантования;
Δ f - полоса частот корректируемого сигнала;
n - число различных тактовых частот передаваемых сигналов;
m - число различных несущих частот передаваемых сигналов.

Отметим, что обычно в демодуляторах многопозиционных сигналов обработка сигнала осуществляется дискретно через тактовые интервалы (ТИ) времени Т = 1/f^t, где f^t - тактовая частота принимаемого сигнала. Если же f^t не определена, но априорно известно, что она принадлежит известной совокупности F^t = { f₁^t, ..., f_n^t} тактовых частот, то подстройку фильтра-корректора предлагается осуществлять через ТИ, длительность которого равна или в целое число раз превышает наименьшее общее кратное [T₁,...,T_n] всех ТИ (где Т_i = 1/f_i^t). Понятно, что при этом тактовая частота обработки сигнала f₀^t снизится, но зато будет удовлетворять всему конечному набору априорно допустимых тактовых частот.

Выражение (4) отражает факт синхронности процесса квантования и процесса дискретной обработки сигнала и необходимость соблюдения при квантовании теоремы Котельникова.

При отсутствии информации о несущем колебании предлагается выполнение следующих действий. Если несущая частота не определена, но известна совокупность несущих частот F^c = {f₁^c,...,f_m^c}, к которой принадлежит данная неизвестная частота принимаемого сигнала, то определяется опорная частота f₀^c как универсальная для всей совокупности. При этом использовано свойство инвариантности ансамблей многопозиционных сигналов к поворотам по фазе на целое число π /2 радиан. Таким образом детектируемый отсчет сигнала может поворачиваться относительно эталонного за ТИ обработки Т₀ = 1/f₀^t на целое число π /2 радиан, что не повлияет на значение квадрата сигнала разности (см. фиг. 3). Аналитически это свойство можно записать в виде системы из m линейных уравнений
- = X_i, i = (5)
i = 1,m где неизвестные f_o^c, Δ _i и X_i; причем X_i - произвольные целые числа, а Δ _i - полоса захвата системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) для несущей частоты f_i^c. Формулы (2) и (3) являются решением системы (5) с учетом того, что полоса захвата системы ФАПЧ Δ = |mx Δi| . Выражение (2) показывает, что в качестве опорной частоты необходимо выбирать положительную частоту, отстоящую от максимально возможной несущей частоты на целое число f₀^t/4. Таким образом получается сетка разрешенных опорных частотб отстоящих друг от друга на f₀^t/4 (см. фиг. 4,а). При приеме сигнала с f_i^c выбранная согласно (3) полоса захвата Δ системы ФАПЧ обеспечит перестройку опорного сигнала на величину Δ _i ≅ Δ так, что произойдет захват по фазе несущей частоты (см. фиг. 4,б и 4,в). При этом несмотря на то, что f_o^c ± Δ может значительно отличаться по величине от f_i^c, между опорным и несущим колебаниями за ТИ обработки Т₀будет набег фазы кратный π /2, что не повлияет на процесс коррекции.

Способ может быть реализован, например, с помощью устройства, изображенного на фиг. 1, которое содержит последовательно соединенные блоки аналого-цифрового преобразования (АЦП) 1, фильтра-корректора 2, блок задержки 3 и блок синхронизации опорного колебания 4, второй вход которого является первым установочным входом устройства, а выход подключен к второму входу фильтра-корректора 2, второй выход которого подключен к входу блока тактовой синхронизации 5, выход которого подключен к тактовым входам блока АЦП 1 и делителя 6, второй вход которого является вторым установочным входом устройства, а выход подключен к тактовому входу блока задержки 3, причем вход блока АЦП 1 является информационным входом устройства, а выход фильтра - корректора 2 - выходом устройства.

Работает устройство следующим образом.

На вход блока АЦП 1 в виде двух составляющих поступает модулированный многопозиционный сигнал Z(t), имеющий межсимвольные искажения (МСИ). Для удобства описания преобразований представим Z(t) как аналитический сигнал:
Z(t) = Z _s(t) + jZ_c(t), где Z_s (t) синфазная, a Z_c(t) - квадратурная составляющие сигнала. С выхода блока АЦП 1 цифровой отсчет сигнала Z(iT_к), где Т_к = 1/f_к, поступает в фильтр-корректор 2. Отфильтрованный отсчет сигнала X (iТ_к) появляется на выходе фильтра-корректора 2 также с частотой f_к. Блок задержки 3 представляет собой регистр, информация на выходе которого изменяется с частотой f_к. На выход регистра, а следовательно и блока задержки 3, отсчет сигнала Х поступает с частотой f₀^t благодаря стробированию записи в регистр с частотой f₀^t. Тем самым осуществляется прореживание сигналов с фильтра-корректора 2. Отсчет сигнала Х(iТ₀) поступает в блок синхронизации опорного колебания 4, который содержит цепь ФАПЧ с синусно-косинусным генератором и решающую схему. Частота генератора изменяется от f₀^c - Δ до f₀^c + Δ, где Δ определяет полосу захвата ФАПЧ и задается через установочный вход как параметр δ₂, что эквивалентно заданию полосы пропускания фильтра петли ФАПЧ. После захвата по фазе ФАПЧ обеспечивает когерентное детектирование сигнала, при этом на выходах сумматоров 6 и 7 формируется огибающая сигнала Y(iТ₀).

В решающей схеме блока синхронизации опорного колебания 4 по огибающей сигнала Y (iT₀), являющейся сигналом оценки, определяется эталонный сигнал А(iT₀). Операцию вынесения решения можно представить в виде
A(iT_o) = arg mnY_iT-A, U = где argmin f(x) - функция, принимающая значения аргумента Х, минимизирующего f(x);
А₁-А₄ - элементы ансамбля двукратной фазовой модуляции.

Таким образом решающая схема формирует сигнал оценки А(iT₀) как ближайший по квадрату эвклидовой метрики к Y (iT₀) элемент А_n. Затем в блоке синхронизации опорного колебания 4 определяется сигнал разности Е_i= Y (iT₀) - А(iT₀) = ε_s + j ε_c, где ε_s - синфазная, а ε_с - квадратурная составляющие сигнала разности. С выхода блока синхронизации опорного колебания 4 сигнал Е_i поступает в фильто-корректор 2 на подстройку коэффициентов до достижения минимума среднего значения Е².

Блок тактовой синхронизации 5 содержит генератор колебаний с частотой квантования и цепь подстройки фазы момента квантования, работа которой описывается выражением
r(i) = r(i - 1) + γ {C₁(i - 1) - C_-1(i - 1)}, где r(i), r(i - 1) - оценка фазы момента квантования, вычисляемая на i и (i - 1) шагах подстройки;
С₁(i - 1), C_-1(i - 1) - значения коэффициентов фильтра-корректора 2, ближайших к центральному; γ - малое вещественное число.

Причем величина в фигурных скобках характеризует величину ошибки фазы момента квантования. Отсчеты С₁(i - 1) и C_-1(i - 1) поступают на вход блока тактовой синхронизации 5 с второго выхода фильтра-корректора 2. С выхода блока тактовой синхронизации 5 импульсы с частотой квантования поступают на входы блока АЦП 1 и делителя. Делитель на программируемом счетчике формирует на выходе импульсы с частотой f₀^t.

Формула изобретения

СПОСОБ АДАПТИВНОЙ КОРРЕКЦИИ МНОГОПОЗИЦИОННЫХ СИГНАЛОВ, включающий квантование сигнала по времени и уровню, преобразование его в сигнал цифровой информации, фильтрацию сигнала, измерение сигнала разности между сигналом оценки и эталонным сигналом, изменение коэффициентов фильтра корректора до достижения минимума среднего квадрата сигнала разности, отличающийся тем, что, с целью обеспечения коррекции сигналов с неизвестными тактовыми и несущими частотами, отфильтрованный сигнал прореживают с частотой f_o^t , формируют опорный сигнал с частотой f_o^c ± Δ , выделяют огибающий сигнал, являющимся сигналом оценки посредством когерентного детектирования прореженного сигнала, в качестве эталонного сигнала используют ближайший к сигналу оценки элемент ансамбля сигналов двухкратной фазовой модуляции и при формировании сигналов обеспечивают выполнение следующих соотношений:
f^t_o = ;
f^c_o = maxf + , f^c_o > 0, i= ;
f^c_o > 0, i = ,
Δ = ax f^c_o - f^c_i - + 0,5 ;
f_к = Nf_o^t ≥ 2(Δf) ;
где f_o^t - частота прореживания;
[T₁ , ..., T_n] - наименьшее общее кратное совокупности тактовых интервалов передаваемых сигналов;
M и N - произвольные натуральные числа;
f_o^c - опорная частота;
f_i^c - несущая частота сигнала I-го вида,
max(˙) - операция определения максимального числа;
K - произвольное целое;
Δ - сдвиг опорной частоты;
f_к - частота квантования;
Δ f - полоса частот корректируемого сигнала;
n - число различных тактовых частот передаваемых сигналов;
m - число различных несущих частот передаваемых сигналов.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4