Двухтактный усилитель мощности

 

Изобретение относится к усилителям мощности низкой частоты и может быть использовано в миниатюрных слуховых аппаратах. В состав устройства входят два предварительных усилителя и выходной каскад, содержащий два n - p - n выходных транзистора и два ключа на р - n - р -транзисторах. С помощью ключей к шине питания подключается тот из выходов усилителя мощности, в который из коллектора выходного транзистора генерируется меньший ток. В предварительных усилителях осуществляются усиление противофазных переменных составляющих входного напряжения и компенсация постоянных составляющих выходного тока. Технический результат: двукратная экономия тока, потребляемого от источника питания. 1 ил.

Изобретение относится к усилителям мощности и может быть использовано, например, в миниатюрных слуховых аппаратах.

К основным параметрам мощности для слухового аппарата относят предельную амплитуду выходного напряжения на нагрузке и величину тока, потребляемого от источника питания 1. . .1,5 В. Среди известных схем усилителей минимальное потребление тока и максимальную амплитуду выходного напряжения обеспечивает двухтактный усилитель [1].

Известны двухтактные усилители мощности, содержащие выходной каскад, состоящий из n-p-n- и p-n-p-транзисторов, эмиттеры которых связаны с землей и шиной питания соответственно, а коллекторы соединены между собой и через конденсатор подключены к нагрузке [2,3]. Максимальная амплитуда напряжения выходного сигнала U_м определяется напряжением питания E_п и напряжением насыщения U_кн выходных транзисторов: U_м = (E_п - 2U_кн)/2.

Известны двухтактные усилители мощности, содержащие выходной каскад из двух n-p-n-транзисторов, эмиттеры которых соединены с землей, а коллекторы подключены к катушке телефона, имеющей средний вывод [1,4]. Максимальная амплитуда выходного напряжения близка к напряжению питания: U_м =E_п - U_кн.

Основным недостатком такого выходного каскада является использование катушки в режиме класса B, когда противофазные токи, генерируемые выходными транзисторами, протекают через половины обмотки. В режиме класса A такая схема неэкономична из-за большой постоянной составляющей выходного тока.

Наиболее близким техническим решением к изобретению по технической сущности и достигаемому результату является двухтактный усилитель мощности [5], каждое плечо которого состоит из предварительного усилителя тока, в качестве которого используется эмиттерный повторитель Т12, R2 в первом плече или T14, R4 во втором, и выходного каскада, содержащего выходной n-p-n-транзистор, Т2 или Т4, эмиттер которого присоединен к земле, а коллектор - к выходу усилителя и коллектору p-n-p-транзистора, Т1 или Т3, база которого соединена с коллектором дополнительного p-n-p-транзистора другого плеча, Т6 или Т5. Эмиттеры транзисторов Т1 и Т3 связаны и через резистор Re подключены к шине питания. В схеме имеется дифференциальный усилитель Т5, Т6, входы которого присоединены к входам устройства, а эмиттерная цепь питается током генератора тока А1. Коллекторы транзисторов Т5, Т6 подключены к базам транзисторов Т3, Т1 и резисторам R3, R1 соответственно. Вторые выводы резисторов присоединены к выходу генератора тока Т8, R8, управляющий вход которого, база транзистора Т8, соединен с термокомпенсирующей цепочкой Т7, Re, на которой вырабатывается опорное напряжение с помощью генератора тока А2.

Статический режим работы схемы характеризуется равенством токов, протекающих в коллекторных цепях транзисторов Т1, Т2, Т3, Т4. Токи транзисторов Т2 и Т4 определяются величиной постоянной составляющей напряжения на входах усилителя, а токи Т1 и Т3 зависят от параметров схемы: I_к = I₁R8/Re-I₂, (1) где I₁, I₂ - токи генераторов А1, А2. Постоянные составляющие коллекторных токов Т1, Т3 стабилизированы петлей отрицательной обратной связи, проходящей через переходы база-эмиттер транзисторов Т1, Т3, через транзистор в диодном включении Т7, переход база-коллектор инвертирующего транзистора Т8 и резисторы R1, R3.

Переменные составляющие входного напряжения ΔU_c поступают в противофазе на вход дифференциального усилителя Т5, Т6. На базах транзисторов Т1, Т3 образуется разностная составляющая напряжения ΔU₁= ΔU_cI₁R/ϕ_т, где R=R1=R3. Транзисторы Т1, Т3 вырабатывают противофазные приращения токов ΔI_к1= (1/2)ΔU_cI₁RI_к/ϕ²_т. (2)
Они поступают в нагрузку усилителя. В то же время транзисторы Т2 и Т4 также преобразуют приращения входного сигнала в приращения коллекторных токов:
ΔI_к2= ΔU_cI_к/ϕ_т. (3)
Приращения токов транзисторов Т1, Т4 Т2, Т3 должны быть равны и противоположны по направлению, иначе один из этих транзисторов попадает в режим насыщения. Приравнивая (2) и (3), получают условие равенства приращений: I₁R = 2ϕ_т= 50 мВ.
Если один из транзисторов Т1 или Т3 закрывается, изменение коллекторного тока в сопряженном с ним транзисторе прекращается, поскольку даже небольшое приращение напряжения на базе открытого транзистора передается через петлю отрицательной обратной связи и компенсирует это приращение. Поэтому устройство сохраняет работоспособность только в режиме класса A с постоянной составляющей тока в каждом плече I_ко. Ток, потребляемый от источника питания, не может быть меньше 2I_к.

Минимальное напряжение источника питания, 1,5 В, предопределяется падением напряжения на двух включенных последовательно переходах база-эмиттер транзисторов Т2, Т12 или Т4, Т14.

Основные недостатки прототипа состоят в большом потреблении тока от источника питания и высоком минимальном напряжении источника питания.

Технический результат, обеспечиваемый изобретением, состоит в уменьшении потребления тока от источника питания и снижении напряжения источника питания.

Указанный результат достигается тем, что в каждом плече эмиттер p-n-p-транзистора соединен с шиной питания, а его база соединена через резисторы с базой и коллектором p-n-p-транзистора другого плеча, эмиттер дополнительного n-p-n-транзистора подключен через резистор к земле, а его база соединена с выходом предварительного усилителя. Предварительный усилитель содержит первый, второй, третий, четвертый p-n-p-транзисторы, эмиттеры которых присоединены к шине питания, первый, второй, третий, четвертый n-p-n-транзисторы, три резистора, конденсатор и усилитель напряжения. Прямой вход усилителя напряжения соединен с коллектором первого n-p-n-транзистора и через резистор с шиной питания, инверсный вход связан с источником опорного напряжения, а выход соединен с базой четвертого n-p-n-транзистора и через резистор с базами второго и третьего n-p-n-транзиситоров и конденсатором, второй вывод которого подключен к земле. База первого n-p-n-транзистора соединена с входом двухтактного усилителя мощности, его эмиттер соединен с коллектором второго транзистора и через конденсатор с эмиттером одноименного транзистора другого плеча. Эмиттер второго n-p-n-транзистора присоединен к земле непосредственно, а эмиттеры третьего и четвертого - через резисторы. Коллектор третьего n-p-n-транзистора связан с коллектором и базой первого, а также с базой второго p-n-p-транзисторов. Коллектор четвертого n-p-n-транзистора соединен с коллекторами второго и третьего, а также с базами третьего и четвертого p-n-p-транзисторов. Коллектор четвертого p-n-p-транзистора соединен с выходами предварительного усилителя.

На чертеже представлена электрическая схема двухтактного усилителя мощности.

Устройство содержит выходной каскад и два предварительных усилителя ПУ1 и ПУ2. Выходной каскад состоит из двух выходных транзисторов 1,2, двух p-n-p-транзисторов 3,4, двух дополнительных n-p-n-транзисторов 5,6, эмиттеры которых подключены к земле через резисторы 7,8, и резисторы 9,10,11, соединяющих базы и коллекторы p-n-p-транзисторов. В состав каждого предварительного усилителя включены p-n-p-транзисторы 12, 13, 14, 15, n-p-n-транзисторы 16, 17, 18, 19, резисторы 20, 21, 22, 23, усилитель напряжения 24 и конденсатор 25. Эмиттеры транзисторов 16 связаны через конденсатор 26.

Устройство работает следующим образом.

В статическом режиме, когда переменная составляющая входного сигнала отсутствует, ток, протекающий через выходные транзисторы 1, 2, на 2-3 порядка меньше максимального, Такой режим работы устанавливается с помощью автономных предварительных усилителей. В каждом из них имеется петля отрицательной обратной связи, включающая транзистор 17. Его коллекторный ток проходит через транзистор 16, создавая падение напряжения на нагрузке 20, которое передается на базу транзистора 17 через усилитель напряжения 24 и интегрирующую цепь, состоящую из резистора 21 и конденсатора 25. Поскольку падение напряжения на резисторе 21 мало вследствие малости базовых токов транзисторов 2 и 3, напряжение на коллекторе транзистора 16 равно опорному напряжению U_оп, поступающему на инверсный вход усилителя напряжения. Ток, протекающий через резистор 20 и транзисторы 16, 17, поэтому равен
I_к1= (E_п - U_оп)/R20. (4)
Ток I_к1 не зависит от напряжения на базе транзистора 16, если один из транзисторов, 16 или 17, не попадает в состояние насыщения. Поэтому диапазон изменения постоянной составляющей входного напряжения находится в пределах
U_бэ + U_кн ≅ U_вх ≅ U_оп + U_бэ - U_кн, (5)
где
U_бэ и U_кн - падение напряжения на переходе база-эмиттер открытого транзистора и на переходе коллектор-эмиттер в режиме насыщения.

При равенстве сопротивлений резисторов 22 и 23 коллекторные токи транзисторов 18 и 19 равны. Коллекторный ток транзистора 18 инвертируется токовым зеркалом на транзисторах 12, 13 и вычитается из коллекторного тока транзистора 19. Поэтому ток в токовом зеркале 14, 15 и собственно на входе выходного каскада или полностью отсутствует, или имеет небольшую величину. Но даже небольшой входной ток, усиленный дополнительными транзисторами 5, 6 выходного каскада, привел бы транзисторы 3, 4 в состояние насыщения в отсутствие резистивной цепи 9, 10, 11. Это привело бы к шунтированию нагрузки и уменьшению коэффициента передачи выходного каскада в области малых изменений переменной составляющей входного тока. Уменьшение напряжения между коллектором и эмиттером транзистора 3 или 4 передается на его базу через сопротивление нагрузки и резисторы 11 или 9 соответственно, вызывая уменьшение тока транзистора и противофазное изменение напряжения на коллекторе. Если начальные коллекторные токи выходных 1, 2 и дополнительных 5, 6 транзисторов, I_во и I_до, в плечах выходного каскада равны, а базовыми токами транзисторов 3, 4 можно пренебречь, можно найти зависимость между начальным током дополнительного транзистора и сопротивлением R_д=R9=R11, когда транзистор не находится в режиме насыщения:
U_бэо - U_кно ≥ I_доR_д. (6)
Начальные коллекторные токи выходных и дополнительных транзисторов связаны зависимостью, вытекающей из равенства напряжений на их базах:
U_бо= ϕ_тln(I_во/I_ко) = ϕ_тln(I_до/I_ко)+I_доR_эд,
где R_эд=R7=R8,
или
ϕ_тln(I_во/I_до) = I_доR_эд. (7)
Зависимости (5) и (6) позволяют определить величину сопротивлений 9, 11 исходя из допустимого начального тока входного транзистора.

Переменная составляющая входного напряжения ΔU_c усиливается дифференциальным усилителем, состоящим из транзисторов 16 двух предварительных усилителей, эмиттеры которых связаны между собой по переменной составляющей конденсатором 26. Переменная составляющая напряжения на коллекторе транзистора 16 ΔU_cR20l_к1/2 усиливается усилителем 24 в K_н раз и поступает на базу транзистора 19. В его нагрузке, транзисторе в диодном включении 14, появляется ток только от положительной переменной составляющей напряжения на базе транзистора 19, когда его коллекторный ток превышает ток транзистора 13. Этот ток ΔI_п передается через токовое зеркало на транзисторах 14, 15 на вход выходного каскада:
ΔI_п= K_н(ΔU_c/2ϕ_т)(R20/R23)I_к1. (8)
Ток ΔI_п вызывает приращение напряжения ΔU_б, которое приводит к появлению токов ΔI_в и ΔI_д в коллекторах выходного 1 и дополнительного 5 транзисторов выходного каскада, причем токи ΔI_в и ΔI_д связаны между собой соотношением
ΔU_б= ϕ_тln(ΔI_в/I_ко) = ϕ_тln(ΔI_д/I_ко)+ΔI_дR_эд,
откуда
ϕ_тln(ΔI_в/ΔI_д) = ΔI_дR_эд. (9)
Ток ΔI_в= β₁ΔI_п поступает через выход усилителя в нагрузку и понижает напряжение на первом выходе. Ток ΔI_д усиливается транзистором 4 до величины β₂ΔI_д и подается в противофазе на второй выход усилителя, препятствуя понижению напряжения на втором выводе нагрузки. Чтобы выходной транзистор 1 не попал в режим насыщения, коллекторный ток транзистора 4 должен превышать ток транзистора 1:
β₂ΔI_д≥ ΔI_в. (10)
Подставляя (10) в (9), можно найти величину сопротивления резистора R_эд при заданном приращении тока нагрузки I_в:
R_эд≅ ϕ_тβ₂lnβ₂/ΔI_в. (11)
Расчетная величина сопротивления резистора R_эд должна быть найдена для максимально возможного приращения тока нагрузки, когда напряжение питания максимально, сопротивление нагрузки минимально, а транзисторы 1 и 4 находятся в состоянии насыщения, когда
ΔI_{в max}= (E_{п max}-2U_кн)/R_{н min}. (12)
После подстановки (12) в (11)
R_эд≅ R_{н min}ϕ_тβ₂lnβ₂/(E_{п max}-2U_кн). (13)
При положительном приращении тока на входе транзистора 1 транзистор 3 обесточивается путем подачи на его базу напряжения, имеющего положительную полярность относительно потенциала базы транзистора 4, снимаемого с делителя напряжения 10, 11. Транзистор 3 можно считать практически открытым, если его коллекторный ток составляет, например, 0,25% от максимального тока транзистора 4, что соответствует падению напряжения на резисторе 10 150 мВ. Поскольку в режиме насыщения транзистора падение напряжения между базой и коллектором равно примерно 600 мВ, R11/R10 = 3.

Сопротивления резисторов выходного каскада найдены из условий, обеспечивающих линейную зависимость тока в нагрузке и, следовательно, напряжения на нагрузке от положительных приращений тока на входах выходного каскада. Диапазон изменения напряжения на нагрузке равен ±(E_п - 2U_кн) ≈ ±E_п.

Поэтому выходному каскаду соответствует простая эквивалентная схема, состоящая из двух выходных транзисторов 1, 2 и двух управляемых ключей на транзисторах 3, 4, замыкающих на шину питания обесточенный вывод нагрузки. Управление ключами осуществляется с помощью дополнительных транзисторов 5, 6 и предварительных усилителей, которые одновременно выполняют задачу усиления входного напряжения.

По сравнению с прототипом двухтактный усилитель мощности потребляет существенно меньший ток от источника питания за счет отсутствия постоянной составляющей тока выходного каскада в статическом режиме работы. По сравнению с наиболее эффективной из двухтактных схем, используемых в слуховых аппаратах, нагруженной на телефон со средним выводом катушки, достигается двукратная экономия тока в динамическом режиме работы. Этот результат является следствием прохождения положительной и отрицательной переменной составляющей тока через всю катушку, а не через ее половину. Поэтому для создания такого же звукового давления требуется вдвое меньшая амплитуда тока.

Минимальное напряжение питания 0,8 В, при котором устройство работоспособно, равно сумме напряжений на переходах база - эмиттер и коллектор-эмиттер транзисторов, находящихся на грани насыщения. Такие цепи составляют пары транзисторов: 4,5; 3,6; 16,17; 12,18; 14,19; 1,15.

Коэффициент усиления устройства по переменной составляющей входного напряжения K = ΔI_вR_н/ΔU_c с учетом (8) и R13 I_к1 = E_п - U_оп равен
K = K_нβ₁(E_п-U_оп)R_н/2ϕ_тR23. (14)
Из формулы (14) видно, что путем установки необходимого значения коэффициента передачи К_н или опорного напряжения U_оп можно осуществлять регулировку коэффициента усиления устройства в широких пределах.

По данному техническому предложению изготовлены и исследованы макетные образцы устройств по п. 1 и 2 формулы изобретения. Результаты испытаний подтвердили технический результат, обеспечиваемый изобретением. Он заключается в снижении потребления тока от источника питания вдвое по сравнению с аналогами, известными из каталогов слуховых аппаратов зарубежных фирм, а также отечественного аппарата "Элор-у-01"
Источники информации, использованные при выборе аналогов и прототипа.

1. М. М. Эфрусси. Слуховые аппараты и аудиометры. М.: Энергия, 1975, с. 57-70
2. Авторское свидетельство СССР N 744915, кл. H 03 F 3/213.

3. Патент Голландии N 8006305, кл. H 03 F 3/21.

4. Патент ФРГ N 263750, кл. H 03 F 3/21.

5. Патент ФРГ N 3229437, кл. H 03 F 3/187.

Формула изобретения

Двухтактный усилитель мощности, состоящий из двух предварительных усилителей и двухтактного выходного каскада, содержащего в каждом плече выходной n-p-n-транзистор, база которого соединена с выходом предварительного усилителя, эмиттер присоединен к земле, а коллектор - к выходу усилителя и коллектору p-n-p-транзистора, база которого соединен с коллектором дополнительного n-p-n-транзистора другого плеча, отличающийся тем, что в каждом плече эмиттер p-n-p-транзистора соединен с шиной питания, а его база соединена через резисторы с базой и коллектором p-n-p-транзистора другого плеча, эмиттер дополнительного n-p-n-транзистора подключен через резистор к земле, а его база соединена с выходом предварительного усилителя, содержащего первый, второй, третий, четвертый p-n-p-транзисторы, эмиттеры которых присоединены к шине питания, первый, второй, третий, четвертый n-p-n-транзисторы, три резистора, конденсатор и усилитель напряжения, прямой вход которого соединен с коллектором первого n-p-n-транзистора и через резистор с шиной питания, инверсный вход связан с источником опорного напряжения, а выход соединен с базой четвертого n-p-n-транзистора и через резистор с базами второго и третьего n-p-n-транзисторов и конденсатором, второй вывод которого подключен к земле, база первого n-p-n-транзистора соединена с входом двухтактного усилителя мощности, его эмиттер - с коллектором второго n-p-n-транзистора и через конденсатор - с эмиттером одноименного транзистора другого плеча, эмиттер второго n-p-n-транзистора присоединен к земле непосредственно, а эмиттеры третьего и четвертого через резисторы, коллектор третьего n-p-n-транзистора связан с коллектором и базой первого, а также с базой второго p-n-p-транзисторов, коллектор четвертого n-p-n-транзистора соединен с коллекторами второго и третьего, а также с базами третьего и четвертого p-n-p-транзисторов, коллектор четвертого p-n-p-транзистора соединен с выходом предварительного усилителя.

РИСУНКИ

Рисунок 1