Способ и устройство (варианты) передачи информации в многолучевом канале

 

Предлагается способ повышения надежности и достоверности приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частоты. Достигаемый технический результат осуществляется с помощью применения сложных широкополосных сигналов на основе манипуляции фазы несущей псевдослучайным кодом и использования принципа оптимального сложения колебаний, приходящих по разным путям распространения с разными задержками, выделяемых в результате их согласованной фильтрации. Такое согласование трудно обеспечить при быстрых флуктуациях параметров сигналов. Если на протяжении длительности сигнала фазы колебаний, приходящих по разным лучам с разными задержками, несколько раз некоррелированно друг с другом изменяют знак, корреляционные свойства сигнала резко ухудшаются и достоверность приема падает. Предлагаемый способ отличается от прототипа тем, что передаваемую кодовую последовательность перекодируют в соответствии с законом относительной фазовой манипуляции, и к заполнению каждого элементарного сигнала добавляется фаза, которая увеличивается от сигнала к сигналу по квадратичному закону. При приеме сигнал задерживают на длительность одного элемента передаваемого сложного сигнала, смещают его частоту на суммарное значение промежуточной частоты и значение, равное среднему приращению мгновенной частоты несущего колебания за время задержки, умножают на исходное принимаемое колебание и выделяют колебание на промежуточной частоте. Сигнал на промежуточной частоте обрабатывают также как в канале без доплеровского смещения с известными постоянными фазовыми сдвигами колебаний, приходящих с разными задержками. 3 с.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к технике связи и предназначено для помехоустойчивой передачи дискретной информации по сложным многолучевым каналам. К таким каналам относятся высокоскоростной канал сотовой мобильной связи в условиях городской застройки, дальний коротковолновый мобильный канал связи, гидроакустический канал связи с подвижным подводным аппаратом.

Имеется большое число способов и устройств, в которых решается задача помехоустойчивой передачи дискретной информации по многолучевым каналам связи [1, 2] . Проведенное патентное исследование выявило следующие три тенденции развития систем передачи дискретной информации по многолучевым каналам связи: повышение помехоустойчивости путем использования методов разнесенного приема [3, 4]; повышение эффективности систем связи путем применения новых методов адаптивного приема [5, 6]; повышение помехоустойчивости приема за счет применения сложных широкополосных сигналов и корреляционных методов обработки [7] . Предлагаемое изобретение относится к третьей тенденции развития систем связи по многолучевым каналам и предлагает для построения систем связи способ, основанный на использовании широкополосных сигналов с соответствующим корреляционным преобразованием на приемной стороне, которое делает систему нечувствительной к многолучевому распространению сигналов и к случайным переменным доплеровским смещениям частоты колебаний, приходящих по разным путям.

Прототипом к изобретению является способ, лежащий в основе системы "Рейк". Система "Рейк", реализующая данный способ, рассматривается как прототип заявляемых устройств. Эта классическая система описана в большом числе источников [1, 2] , наиболее подробно в монографии [1]. Система "Рейк" строится в соответствии со способом, предполагающим передачу дискретной информации с помощью ансамбля шумоподобных сигналов, а при приеме - разделение принимаемых по разным лучам сигналов по времени их прихода с помощью согласованной фильтрации или корреляционно фильтровой обработки, с последующим их временным совмещением и квазикогерентным объединением перед принятием решения. В системе "Рейк" для передачи информации используется два шумоподобных ортогональных сигнала. Разделение колебаний, приходящих в точку приема по разным путям с разными задержками, осуществляется с помощью корреляционно-фильтровой обработки. Принимаемое колебание разделяют на два канала приема, соответствующих двум передаваемым ортогональным шумоподобным сигналам. В каждом канале принимаемое колебание поступает на линию задержки с отводами, сделанными с равномерным шагом Δt, который равен разрешающей способности шумоподобного сигнала по времени. Сигнал с каждого отвода линии задержки с помощью смесителей умножается на соответствующий шумоподобный сигнал на несущей частоте и затем на гармоническое колебание с амплитудой и фазой, равными оценкам амплитуды и фазы колебания, приходящего с данной задержкой. Результирующие колебания суммируются, фильтруются в полосе, равной обратному значению времени длительности передаваемого сигнала, и после детектирования подаются на сравнивающее устройство, где принимается решение, что передается сигнал, соответствующий каналу с большим уровнем напряжения детектора. Гармонические колебания с амплитудами и фазами, являющимися оценками амплитуд и фаз сигналов с разными задержками, поступают на умножители-смесители с их других входов после смещения частоты и выделения в узкополосных фильтрах в результате накопления на длительном интервале времени, значительно превышающем длительность периода передаваемого сигнала. Эта часть схемы может быть выделена как устройство оценки параметров канала.

Система "Рейк" хорошо работает в многолучевом канале с очень медленными замираниями и флуктуациями сигналов. Предполагается, что на интервале длительности передаваемого по каналу сигнала фаза колебаний, приходящих по отдельным лучам, остается постоянной. При увеличении скорости фазовых флуктуаций и доплеровского смещения частоты принимаемых колебаний их корреляция с опорным сигналом уменьшается, согласованная обработка нарушается, сделанные на предшествующих шагах оценки амплитуды и фазы колебаний становятся неверными, система перестает работать.

Задача, на решение которой направлено данное изобретение, заключается в том, чтобы максимально повысить надежность и достоверность приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частоты. Данная задача решается с помощью применения сложных широкополосных сигналов на основе манипуляции фазы несущей псевдослучайным кодом и использования принципа оптимального сложения колебаний, приходящих по разным путям распространения с разными задержками, с учетом оценки параметров канала с помощью корреляционно-фильтровой обработки с последующим принятием решения. Предлагаемый способ отличается от прототипа тем, что исходную кодовую последовательность x_j L-значного кода трансформируют в соответствии с законом относительной фазовой модуляции: (modL), где суммирование производится по модулю L; x_j-j-й символ исходной кодовой комбинации; - символы результирующего кода. Сложный передаваемый сигнал формируют как последовательность элементарных (простых) сигналов, имеющих начальную фазу: , где j - номер элементарного сигнала; C - константа, коэффициент квадратичного закона изменения начальной фазы несущей. При приеме сигнал задерживают на длительность одного элементарного сигнала τ_s, смещают его частоту на величину равную суммарному значению промежуточной частоты f_in и значению среднего приращения мгновенной частоты несущего колебания за время задержки τ_s, умножают результирующий сигнал на исходное принимаемое колебание и выделяют сигнал на частоте f_in. Затем этот сигнал обрабатывают также, как в канале без доплеровского смещения на частоте f_in с известными постоянными фазовыми сдвигами.

Принципиальные схемы систем, реализующих предлагаемый способ передачи информации, представлены на фиг.1, 2, 3.

На фиг. 1 показана блок-схема, демонстрирующая общий принцип предлагаемого способа, где 1 - источник цифровых сообщений; 2 - кодер; 3 - устройство перекодирования; 4 - модулятор; 5 - управляемый фазовращатель (управляемый элемент задержки); 6 - передатчик; 7 - входные селективные цепи приемника; 8 - элемент задержки на длительность элементарного сигнала τ_s; 9 - умножитель (смеситель) на сигнал ; 10 - умножитель; 11 - полосовой фильтр с полосой пропускания, равной ширине спектра сигнала, и центральной частотой f₀ + f_in; 12 - полосовой фильтр с центральной частотой, равной промежуточной частоте f_in, и с полосой, равной ширине спектра сигнала; 13 - обычный приемник сигналов, не имеющих фазовых флуктуаций и доплеровского смещения частоты. На фиг. 2 приводится схема устройства (системы передачи информации СПИ-1), реализующая предлагаемый способ, на основе шумоподобного фазоманипулированного сигнала, где 14 - линия задержки с равномерными отводами через интервал, равный величине обратной ширине полосы сигнала; 15, 16, 17, 18 - умножители на опорный (ожидаемый) сигнал, соответствующий данному каналу, на промежуточной частоте f_in с начальной фазой ; 19, 20, 21, 22 - умножители на значения H(k), которые пропорциональны квадратам коэффициентов передачи канала по отдельным лучевым путям распространения с соответствующими задержками t_k; 23 - сумматор; 24 - фильтр нижних частот с полосой, равной ширине спектра сигнала; 25, 26 - соответственно второй и последний каналы приемного устройства; 27 - схема сравнения и принятия решения. На фиг. 3 приводится схема простейшей двоичной системы связи (СПИ-2), реализующей рассматриваемый способ, где 9 - умножитель на сигнал W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀); 27 - схема сравнения с порогом и принятия решения; 24 - фильтр нижних частот с шириной полосы, равной обратной величине длительности сигнала (интегратор со сбросом); 28 - умножитель на сигнал .

СПИ-1 состоит из передающей и приемной частей. Передающая часть содержит последовательно включенные: источник 1 цифровых сообщений, кодер 2, устройство 3 перекодирования по принципу фазоразностной модуляции, фазовый модулятор 4, управляемый фазовращатель (управляемый элемент задержки) 5 и передатчик 6. Приемное устройство содержит селективный усилитель 7 с центральной частотой, равной несущей частоте сигнала f₀, подключенный к нему через первый вход умножитель 10, последовательно включенные между выходом усилителя 7 и вторым входом умножителя 10, линию 8 задержки на время длительности элементарного сигнала τ_s, второй умножитель (смеситель) 9 на гармоническое колебание W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀) и полосовой фильтр 11 с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания f₀ и промежуточной частоты f_in. Выход перемножителя 10 подключен к входу полосового фильтра 12, настроенного на промежуточную частоту f_in. Остальная часть схемы, подключенная к выходу этого полосового фильтра, представляет собой приемное устройство сигналов с известной частотой и постоянной фазой на основе трансферсального фильтра. Она состоит из M параллельных каналов 25, 26. Каждый канал содержит линию 14 задержки с K равномерными отводами, которые подключены к умножителям 15, 16, 17, 18 на опорный (ожидаемый) сигнал, соответствующий данному каналу и данной задержке t_k, на промежуточной частоте f_in и с начальной фазой . Выходы умножителей 15, 16, 17, 18 через умножители 19, 20, 21, 22 на значения H(k), пропорциональные квадратам коэффициентов передачи по отдельным путям распространения сигналов, характеризующиеся задержками t_k, подключены к сумматору 23. Выходы сумматоров отдельных каналов через фильтры 24 нижних частот подключены к схеме 27 принятия решения, которая сравнивает уровни сигналов разных каналов и выдает на выход номер сигнала, соответствующего каналу с максимальным уровнем.

СПИ-2 состоит из передающей и приемной частей. Передающая часть содержит последовательно включенные: источник 1 цифровых сообщений, модулятор 4, управляемый фазовращатель (управляемый элемент задержки) 5 и передатчик 6. Приемное устройство содержит селективный усилитель 7 с центральной частотой, равной несущей частоте сигнала, подключенный к нему через первый вход первый умножитель 10 и последовательно включенные между выходом входного селективного усилителя 7 и вторым входом первого умножителя 10, линию 8 задержки на время длительности элементарного сигнала τ_k, второй умножитель (смеситель) 9 на гармоническое колебание W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀) и полосовой фильтр 11 с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания f₀ и промежуточной частоты f_in. Выход первого перемножителя 10 подключен к входу полосового фильтра 12, настроенного на промежуточную частоту f_in. Остальная часть схемы, подключенная к выходу этого полового фильтра, представляет собой когерентное приемное устройство сигналов с амплитудной манипуляцией с известной частотой и постоянной фазой. Выход полосового фильтра 12 подключен к перемножителю-смесителю 28 на колебание z(t) = sin(2πf_int+C-2πf₀τ_s+ϕ₀). Выход перемножителя подключен к входу низкочастотного фильтра 24 с полосой, равной величине обратной длительности сигнала, а сигнал с выхода фильтра 24 поступает на схему 27 принятия решения, которая сравнивает его уровень с порогом и при превышении порога принимает решение, что передавалась единица, в противном случае считается, что передавался ноль.

СПИ-1 работает следующим образом. Данные из блока 1 цифровых сообщений поступают на кодер 2 блоками по l символов. Каждый такой блок из l двоичных единиц кодируется в виде одной из M=2¹ блочных двоичных кодовых последовательностей. Далее код перекодируется в соответствии с принципом относительной модуляции, при котором выходной бинарный символ меняет свое значение при поступлении в устройство 1 перекодирования и сохраняет свое значение при поступлении 0 в соответствии с правилом: (mod 2), где суммирование производится по модулю два; x_j-j-й символ исходной кодовой комбинации; - символы результирующего кода. Получаемая в результате кодовая последовательность управляет фазовым модулятором 4, где код преобразуется в фазоманипулированный сигнал в соответствии с правилом: где σ(t) - прямоугольный импульс единичной амплитуды с длительностью τ_s; A - амплитуда формируемого сигнала. Далее с помощью управляемого фазовращателя 5 к фазе каждого элементарного сигнала добавляется дополнительный фазовый сдвиг, увеличивающийся от сигнала к сигналу по квадратичному закону ϕ_j = Cj². В результате получаем сигнал: Данный сигнал можно приближенно описать в более удобном для дальнейших преобразований виде. Поскольку j равна частному от деления нацело t на τ_s, то и можно предложить более удобное описание сигнала s(t): где , S^m(t) - отгибающая псевдошумового фазоманипулированного сигнала, соответствующая коду с номером m. Данный сигнал подается на выходные каскады передатчика и передается по каналу. На вход приемника сигнал приходит по нескольким лучам с разными задержками:
,
где
K - число лучей; h_k - амплитуда k-го луча или коэффициент передачи канала по k-му лучу; t_k - задержка k-го луча; ϕ_k (t) - изменяющаяся во времени по произвольному закону фаза k-го луча; n(t) - аддитивный белый шум.

В приемнике принимаемый сигнал усиливается, фильтруется в полосе частот своего спектра и подвергается корреляционному преобразованию, которое далее рассматривается более подробно. Принимаемое колебание задерживается на время длительности элементарного сигнала τ_s и умножаются в смесителе 9 на сигнал W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀). На выходе умножителя образуется сигнал (преобразования шума опускаются):

После полосовой фильтрации 11 сигнал принимает форму:

После умножения полученного таким образом сигнала на исходный и фильтрации в полосовом фильтре 12 получаем:

Прервем описание операций, производимых над сигналом, и проанализируем полученное выражение.

Предположим, что фаза по каждому лучу на интервале длительности элементарного сигнала τ_s может считаться постоянной и справедливо соотношение: ϕ_k(t-τ_k) ≈ ϕ_k(t).

Произведение двух шумоподобных сигналов с временным сдвигом друг относительно друга можно рассматривать как шумоподобный сигнал S_rk(t) с параметрами r и k: S_rk(t) = S^m(t-t_r)S^m(t-t_k- τ_s).

Раскрывая выражение для сигнала:

Преобразования используют равенство:

где
x_j - исходная кодовая последовательность сигналов, а суммирование производится по модулю два. При этом - исходный сигнал, соответствующий исходному коду, передаваемому по каналу. В результате получаем:

где

Полученный в результате описанных преобразований сигнал состоит из суммы двух выделенных частей. Первая часть - сигнал точно на промежуточной частоте без фазовых флуктуаций колебаний отдельных лучей. Вторая часть y₂(t) представляет собой сумму шумоподобных сигналов на несущей частоте, не совпадающей с промежуточной частотой f_in. Выражение для второй части y₂(t) можно преобразовать к следующему виду:

При этом использовалось упрощенное выражение для изменения фаз отдельных лучей:
ϕ_k(t-τ_s) ≈ ϕ_k(0)+ω_dk(t-τ_s);
ϕ_r(t) ≈ ϕ_r(0)+ω_drt,
где
ω_dk,ω_dr - доплеровские сдвиги частот сигналов разных лучей.

Заметим, что такое представление используется только в этой части выкладок, где по существу обосновываются свойства помехи сигнального происхождения, и поэтому оно не является принципиальным.

Параметр C выбирается из условия:

где
ΔF - ширина спектра применяемого шумоподобного сигнала; T = Jτ_s - длительность сигнала. Рекомендуемое значение C = 2π/J. Шумоподобные сигналы из второй части полученного выражения имеют частоту несущего колебания, более чем на l/T, отличающуюся от несущей частоты сигнала , равной промежуточной частоте f_in. Таким образом несущая частота шумоподобных сигналов из второй части выражения отличается от несущей частоты сигнала первой части больше, чем на величину разрешающей способности по частоте. При этом в результате согласованной фильтрации сигнала шумоподобные сигналы будут восприниматься только через боковые лепестки взаимной функции корреляции и могут рассматриваться как шумовая помеха.

Будем считать первую часть полученного выражения полезным сигналом, а вторую часть - помехой сигнального происхождения.

Заметим, что в результате преобразований сигнал, имевший произвольные фазовые флуктуации колебаний, приходящих по отдельным лучам, приведен к виду, в котором эти колебания имеют одну и ту же промежуточную частоту и известную постоянную фазу . При этом фазовые флуктуации исходного сигнала могут быть разными для колебаний разных лучей и достаточно быстро меняющимися. Единственным условием, которому они должны удовлетворять, является:
ϕ_k(t-τ_s) ≈ ϕ_k(t).
Поскольку фазы колебаний, приходящих по разным лучам, после проведенных преобразований приведены к известному значению, представляется возможным при дальнейших преобразованиях осуществить когерентное накопление этих колебаний и последующее их когерентное сложение перед принятием решения о номере передаваемой кодовой комбинации. Вторую часть полученного выражения, как уже отмечалось выше, можно считать шумом. В соответствии с этим запишем:

Итак, после проведенных преобразований задача свелась к когерентному выделению сигнала из шума в многолучевом канале с известными фазами и частотами колебаний, приходящих по отдельным лучам с разными задержками.

Продолжим описание дальнейших преобразований над сигналом, которые производятся в соответствии с известной схемой приема шумоподобных сигналов с большой базой в многолучевом канале без доплеровского смещения частоты и без фазовых флуктуаций сигналов отдельных лучевых путей [1, 2]. Сигнал подается на M каналов, согласованных с M различными сигналами ансамбля. В каждом канале сигнал поступает на линию 14 задержки с отводами через одинаковые промежутки времени, равные значению .

Сигнал с каждого отвода данной линии задержки подается на умножитель-смеситель 15, где производится умножение на опорный (ожидаемый) сигнал S(k, t) на промежуточной частоте f_in с задержкой t_k и с начальной фазой

С выхода смесителя 15 сигнал подается на умножитель 19, реализуемый в виде усилителя с управляемым коэффициентом усиления, где он умножается на значение H(k), пропорциональное квадрату коэффициента передачи канала h²_k/ с задержкой t_k. Эта операция подчеркивает значимость каналов приема, отличающихся задержками, с большим уровнем сигнала. Если значение h²_k мало, то полагают H(k) = 0, и данный канал исключается из процесса обработки сигнала. Если значения H(k) заранее не известны, они определяются в процессе приема реального сигнала, как величины, пропорциональные среднему уровню напряжений сигналов, согласованных с задержкой t_k.

Сигналы с выходов перемножителей 19, 20, 21, 22 суммируются, накапливаются в фильтрах нижних частот (интеграторах со сбросом) 24 и поступают на схему 27 принятия решения, которая сравнивает уровни сигналов разных каналов и выдает на выход кодовую комбинацию, соответствующую каналу с максимальным уровнем.

В результате предложенных преобразований удается все сигналы, приходящие в точку приема по разным лучам с разными задержками и фазами, которые изменяются с течением времени по произвольному закону, привести к одной фазе и реализовать их когерентное сложение перед принятием решения о номере передаваемого сигнала. При этом достигается поставленная цель, а именно максимальное повышение надежности и достоверности приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частоты.

СПИ-2 работает следующим образом.

Двоичные дискретные сообщения из источника 1 поступают в модулятор 4, где при появлении 0 сигнал не передается, а при приходе 1 передается сигнал, который после управляемого фазовращателя имеет вид:

где
σ(t) - прямоугольный импульс единичной амплитуды с длительностью τ_s, A - амплитуда сигнала. В результате при поступлении на вход модулятора дискретного сообщения m = 0, 1 передатчик 6 передает по каналу сигнал вида:

В приемнике сигнал усиливается и фильтруется в полосе частот своего спектра. Далее принимаемое колебание задерживается на время длительности элементарного сигнала τ_s и умножается в смесителе 9 на колебание W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀). На выходе перемножителя образуется сигнал (преобразования шума опускаются):

После полосового фильтра 11 сигнал принимает следующую форму:

После умножения полученного таким образом сигнала на исходный и фильтрации в полосовом фильтре 12 получаем:

Проведем анализ полученного выражения. Его удобно представить в виде:

где


При этом в выражении для второй части формулы использовалось представление меняющейся во времени фазы через доплеровские частоты
ω_dk,ω_dr.
ϕ_k(t-τ_s) ≈ ϕ_k(0)+ω_dk(t-τ_s);
ω_r(t) ≈ ϕ_r(0)+ω_drt.
Параметр C и длительность сигнала T = m τ_s выбираются из двух условий:

При выполнении этого условия сигналы из второй части полученного выражения имеют частоту несущего колебания, более чем на l/T отличающуюся от несущей частоты сигнала , равной промежуточной частоте f_in, и поэтому не проникают на выход приемного усилительного тракта после фильтрации в выходном фильтре низких частот. Рекомендуемое значение C = 2 π /J.

где
Δ t_m - время многолучевого растяжения сигналов.

При выполнении этого условия справедливо , то есть фаза не зависит от k и все слагаемые вида из первой части выражения оказываются приблизительно с одинаковыми фазами. Интерференция, вызванная многолучевым распространением сигналов, пропадает, так как происходит когерентное фазирование сигналов, приходящих по разным лучам с разными задержками и с произвольными, меняющимися во времени, фазами.

После полосового фильтра 12 с центральной частотой f_in сигнал умножается в умножителе-смесителе 28 на гармоническое колебание вида:
Z(t) = sin(2πf_int+C-2πf₀τ_s+ϕ₀),
и проходит через фильтр нижних частот (интегратор со сбросом) 24 с шириной полосы l/T. На выходе фильтра образуется напряжение:

При передаче нулевого символа (m=0) по каналу просто ничего не передается. В результате на выходе фильтра 28 нижних частот приемника образуется случайное напряжение, вызванное прохождением по цепям приемника шума. Среднее значение этого напряжения равно нулю, а среднеквадратическое значение определяется в соответствии с формулой:

Напряжение с выхода фильтра нижних частот подается на схему 27 принятия решения, которая сравнивает его уровень с порогом и при превышении порога принимает решение, что передавалась единица, в противном случае считается, что передавался ноль. Уровень порога (в соответствии с критерием Неймана-Пирсона) должен в несколько раз превышать среднеквадратическое значение напряжения, образующегося в результате прохождения шума по цепям приемного устройства при передаче 0. Сравнение формул для уровня полезного сигнала и среднеквадратического значения шума показывает, что увеличение длительности сигнала позволяет неограниченно увеличивать отношение сигнал-шум перед схемой принятия решения, несмотря на произвольный закон изменения фазы сигналов, приходящих по отдельным лучам. Этот эффект служит достижению поставленной цели, а именно максимальному повышению надежности и достоверности приема сигналов в многолучевом канале с быстрыми фазовыми флуктуациями и сильными переменными доплеровскими смещениями частот.

Предлагаемый способ реализуется через описанную работу устройств связи СПИ-1 и СПИ-2. Трансформирование передаваемой кодовой последовательности в соответствии с законом относительной фазовой модуляции реализуется в устройстве 3 перекодирования. Формирование сигнала на основе фазовой модуляции реализуется в модуляторе 4.

Дополнительная фазовая модуляция каждого элементарного сигнала j в соответствии с квадратическим законом ϕ_j = Cj² реализуется с помощью управляемого фазовращателя или управляемого элемента 5 задержки. Предварительное усиление и фильтрация реализуются в селективном усилителе 7. Задержка принимаемого сигнала на время длительности элементарного сигнала τ_s реализуется с помощью элемента 8 задержки. Смещение частоты на величину , где f_in - промежуточная частота, реализуется с помощью смесителя 9 и полосового фильтра, настроенного на частоту f₀+f_in. Умножение сигнала, полученного в результате таких преобразований, на исходный сигнал реализуется в перемножителе 10. Выделение необходимой части спектра результата перемножения реализуется в полосовом фильтре 12. Известная структура когерентного приемника в случае СПИ-1 реализуется в виде многоканальной схемы с многоотводными линиями 14 задержки, перемножителями 15 - 22, сумматорами 23 и фильтрами 24 нижних частот, подключенной к схеме принятия решения. В случае СПИ-2 когерентный приемник дискретных сигналов с амплитудной модуляцией реализуется в виде смесителя 28, подключенного к фильтру нижних частот, выход которого подключен к схеме принятия решения. Случай СПИ-2 предельно простой и может рассматриваться как вырожденный. В нем нельзя выделить кодер или устройство перекодирования в соответствии с законом фазоразностной модуляции. В этом случае, при передаче по каналу 1, сигнал формируется из J элементарных сигналов с одной и той же фазой, что соответствует передаче кодовой комбинации из одних нулей. Можно считать, что кодер превышает 1 в кодовую комбинацию, состоящую из одних нулей. Такая кодовая комбинация после перекодирования по закону фазоразностной модуляции не изменяется. После дополнительной фазовой модуляции каждого элементарного сигнала j в соответствии с квадратическим законом ϕ_j = Cj² с помощью управляемого фазовращателя (управляемого элемента задержки) сигнал становится действительно сложным и широкополосным у него появляется хорошее разрешение по задержкам, которое используется при его приеме. При передаче по каналу 0 просто ничего не передается.

Список используемой литературы.

1. Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. - М.: Советское радио, 1970, с. 728.

2. Пенин П.И.

3. Устройство автовыбора канала при разнессенном приеме. Авторское свидетельство СССР N 886273, кл. H 04 B 7/02, 1980.

4. Способ компенсации помех и устройство для осуществления этого способа. патент США N 4085368, кл. H 04 B 7/08, Bell Telephone Laboratory, 80.08.76.

5. Устройство для выделения фазомодулированных сигналов на фоне помех. авторское свидетельство СССР N 613506, кл. H 04 B 1/10, 1976.

6. Устройство для сложения разнесенных сигналов. авторское свидетельство СССР N 620025, кл. H 04 B 7/04, 1975.

7. Устройство для распределения сигналов нескольких каналов. авторское свидетельство 1409101, Великобритания, кл. H 04 B 1/00, Western Electric Co. , 27.12.71.

Формула изобретения

1. Способ передачи информации по многолучевому каналу, заключающийся в том, что сигнал, несущий информацию, составляют из J следующих друг за другом элементарных сигналов с одинаковой длительностью и отличающихся фазой, передают его по линии связи и принимают с помощью многоканального фильтра, согласованного в каждом канале с одним из передаваемых сигналов, отличающийся тем, что передаваемую кодовую последовательность с символами X_j из алфавита размером L трансформируют в последовательность в соответствии с правилом где суммирование производится по модулю L, и фазу несущей каждого элементарного сигнала с номером формируют в виде

где C - константа, коэффициент квадратического закона изменения начальной фазы несущей,
а при приеме сигнал задерживают на длительность элементарного сигнала τ_s, смещают его частоту на значение умножают на исходное принимаемое колебание и обрабатывают сигнал после выделения на промежуточной частоте f_in.

2. Система передачи дискретной информации, состоящая из передающего устройства, включающего в себя источник цифровых сообщений, кодер, фазовый модулятор, передатчик, и из приемного устройства сигналов с известной частотой и постоянной фазой на основе трансверсального фильтра, включающего в себя входной селективный усилитель и схемы из М параллельных каналов, подключенных к схеме принятия решения, каждый из каналов содержит линию задержки с K равномерными отводами, которые через умножители на опорной сигнал, соответствующей данному каналу, и умножители на значения, пропорциональные квадратам коэффициентов передачи отдельных путей распространения сигналов, имеющих соответствующие задержки, подключены к сумматору, а выходы сумматоров отдельных каналов через фильтры нижних частот подключены к схеме принятия решения, которая сравнивает уровни сигналов разных каналов и выдает на выход номер сигнала, соответствующего каналу с максимальным уровнем, отличающаяся тем, что в передающем устройстве между кодером и фазовым модулятором включено устройство перекодирования по принципу фазоразностной модуляции, при котором выходной бинарный символ меняет свое значение при поступлении в устройство перекодирования 1 и сохраняет свое значение при поступлении 0, между фазовым модулятором и передатчиком включен управляемый фазовращатель, с помощью которого к фазе несущей каждого элементарного сигнала добавляют фазу, увеличивающуюся в зависимости от последовательного номера j элементарного сигнала с длительностью τ_s, по квадратичному закону
ϕ_j= C²_j,
где C - константа, коэффициент квадратического закона изменения начальной фазы несущей,
а в приемном устройстве после входного селективного усилителя введена схема, состоящая из первого умножителя, подключенного первым своим входом к выходу селективного усилителя, последовательно включенных между выходом этого усилителя и вторым входом первого умножителя линии задержки на время длительности элементарного сигнала, второго умножителя на гармоническое колебание
W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀),
где t - текущее время,
и полосового фильтра с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания и промежуточной частоты f_in, выход первого перемножителя подключен к входу полосового фильтра, настроенного на промежуточную частоту, а выход этого фильтра подключен к входу схемы приемного устройства из M каналов.

3. Система передачи дискретной информации, состоящая из передающего устройства, включающего в себя источник цифровых сообщений, модулятор и передатчик, и из приемного устройства сигналов с известной частотой и постоянной фазой, включающего в себя входной селективный усилитель, перемножитель-смеситель на несущее колебание принимаемого сигнала, подключенного к его выходу низкочастотного фильтра с полосой, равной величине обратной длительности сигнала и подключенной к выходу этого фильтра схемы принятия решения, отличающаяся тем, что в передающем устройстве между модулятором и передатчиком включен управляемый фазовращатель, с помощью которого фазу несущей через равные интервалы времени длительности τ_s, изменяют по квадратичному закону
ϕ_j= C²_j,
где C - константа, коэффициент квадратического закона изменения начальной фазы несущей;
j - номер интервала,
а в приемном устройстве после входного селективного усилителя введена схема, состоящая из первого умножителя, подключенного первым своим входом к выходу входного селективного усилителя, последовательно включенных между выходом этого усилителя и вторым входом умножителя, линии задержки на время длительности элементарного сигнала, второго умножителя на гармоническое колебание
W(t) = sin((2πf_in+2C/τ_s)t+ϕ₀),
где t - текущее время,
и полосового фильтра с центральной частотой, равной сумме частот несущего колебания и промежуточной частоты f_in, выход первого перемножителя подключен к входу полосового фильтра, настроенного на промежуточную частоту, а выход этого фильтра подключен к перемножителю-смесителю приемного устройства.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3