Приемник с настраиваемым уровневым демодулятором символов

 

Приемник частотно-манипулированного сигнала с нулевой промежуточной частотой имеет средство (DEM) для получения представления демодулированных модулирующих сигналов в виде серии узких импульсов, имеющих частоту повторения выше, чем частота следования символов модулирующих сигналов, и настраиваемый уровневый демодулятор символов для определения данных. Этот демодулятор имеет средство настройки порогового значения определения символов в зависимости от представления импульсного типа девиации частот, которые могут отличаться в результате смещения между частотами гетеродина и номинальной несущей частотой передатчика (f_L и f_C). Средство для настройки порога уровня определения символов содержит средство для измерения пикового отклонения мгновенного представления частоты и разности между пиковыми отклонениями, пропорциональными девиации передаваемого сигнала, а также средство для вычисления средней девиации пиковых отклонений, причем эта средняя девиация пропорциональна сдвигу между центральной частотой передаваемого сигнала и частотой гетеродина, и средство для установления уровня определения символов по отношению к средней девиации в случае двухуровневого сигнала или набора уровней определения символов в случае М-уровневого сигнала. Техническим результатом является получение возможности компенсировать эффект значительного частотного сдвига между частотой передающего центра и гетеродина приемника в приемнике с нулевой промежуточной частотой. 2 с. и 8 з.п.ф-лы, 15 ил., 2 табл.

Изобретение относится к приемнику, имеющему настраиваемый уровневый демодулятор символов и, в частности, но не исключительно, к приемнику частотно- манипулированных сигналов с нулевой промежуточной частотой. В таком приемнике выходной сигнал демодулятора подается на уровневый определитель символов, который в случае двухуровневой модуляции вырабатывает решение, является ли символ бинарной 1 или бинарным 0 в зависимости от того, находится ли уровень сигнала выше или ниже уровня определяющего порога.

Предшествующий уровень техники Одна из проблем, связанная с приемниками, в целом, состоит в том, что частота гетеродина смещается в зависимости от температуры и старения кварцевого резонатора, что означает, что существует изменяющийся по времени сдвиг между частотой передающего центра и частотой гетеродина приемника. Для того, чтобы преодолеть отрицательный эффект, вызываемый этим смещением, в приемнике допускается определенная погрешность, выражаемая в герцах, с тем, чтобы была возможность принимать передаваемые данные, имеющие определенный сдвиг. Однако в случае, если сдвиг становится слишком большим, приемник перестанет принимать передаваемые данные. На более высоких частотах, таких как частоты СВЧ-диапазона (около 900 МГц), несмотря на то, что смещение частоты кварцевого резонатора, вызванное его старением и изменением температуры, выражается миллионными долями, в большей степени проявляется эффект смещения частоты при тех же характеристиках резонаторов, как и на более низких частотах, при этом абсолютное смещение частоты, выраженное в герцах, будет большим и в результате этого степень допустимой погрешности приемника для приема данных будет превышена так, что в этих условиях потребуются дополнительные меры для обеспечения продолжения работы приемника.

Обычно конструкторы приемников для расширения значения допустимого смещения частоты приемника добавляют схему автоматической подстройки частоты (АПЧ). Схема АПЧ требует проведения частых измерений смещения частоты и использования этого значения для управления частотой гетеродина приемника, чтобы минимизировать, таким образом, смещение частоты. Использование АПЧ не лишено недостатков, которые включают необходимость добавления дополнительных цепей для управления гетеродином приемника и наличия определенных гарантий того, что принимаемый сигнал является именно тем сигналом, смещение частоты которого необходимо измерить. В системах, в которых отсутствует постоянная работа передатчика на передачу, необходимо обеспечить, чтобы сигнал управления и гетеродин приемника не реагировали на шумы в канале, и обеспечить, чтобы система управления АПЧ не отвечала на сигналы с высоким уровнем в расположенных рядом каналах.

Раскрытие изобретения Задачей настоящего изобретения является получение возможности компенсировать эффект значительного частотного сдвига между частотой передающего центра и гетеродина приемника в приемнике с нулевой промежуточной частотой.

В соответствии с настоящим изобретением был разработан приемник частотно-манипулированного сигнала, содержащий средство, вырабатывающее представление импульсного типа, пропорциональное разнице между мгновенной частотой принимаемого сигнала и сигнала гетеродина, средство для использования этого представления импульсного типа для получения мгновенного представления частоты, средство для измерения пикового отклонения мгновенного представления частоты, причем разность между пиковыми отклонениями пропорционально девиации частоты передаваемого сигнала, и средство для вычисления, по меньшей мере, одного уровня определения символов в зависимости от разности между пиковыми девиациями.

Для М-уровневой схемы модуляции, в которой требуется (М-1) уровней определения символов, средство для вычисления этого уровня или набора уровней определения символов может содержать средство, в котором применяется следующий алгоритм: где MIN является минимальным пиковым отклонением, МАХ - максимальным пиковым отклонением и М - количество уровней модуляции.

В случае сигнала с двумя уровнями средство вычисления уровня определения символов, использующее вышеприведенный алгоритм, может быть упрощено и включать средство вычисления средней девиации пиковых отклонений, причем эта средняя девиация пропорциональна сдвигу частоты передающего центра и частоты гетеродина, и средство установки уровня определения в соответствии со значением средней девиации.

Настоящее изобретение описывает также приемник частотно-манипулированного сигнала, имеющий каскад с нулевой промежуточной частотой, включающий гетеродин, средство демодулятора, имеющее средство для вырабатывания представления импульсного типа принимаемого сигнала, причем это представление импульсного типа пропорционально разности между мгновенными значениями частоты принимаемого сигнала и сигнала гетеродина, средство, соединенное со средством демодулятора для подсчета импульсов, фильтрующее средство, имеющее дифференциальную функцию, подключенное к указанному средству подсчета, для получения демодулированного представления сигнала, средство для накапливания максимального и минимального значений демодулированного представления сигнала, средство для определения, превышает ли количество импульсов, принимаемых в течение последовательных периодов времени, соответствующих, в достаточной степени, периоду следования символов или части периода следования символов модулирующего сигнала, текущее хранящееся значение максимума или минимума, средство, выполняющее изменение, по меньшей мере, одного из значений максимума или минимума, для вычисления среднего значения демодулированного сигнала, которое пропорционально сдвигу частоты, средство для задания уровня (уровней) определения сигнала относительно максимального и минимального значений и средство для разделения демодулированного представления сигнала на уровни для получения восстановленных данных.

Настраиваемая уровневая демодуляция символов, сама по себе, имеет целый ряд преимуществ по сравнению с системой АПЧ с замкнутой петлей управления интегрирующего типа. Настраиваемая демодуляция битовых уровней не требует создания петли управления, с наличием которой связан риск получения неправильных значений. Более того, она является быстродействующей и самоисправляющейся, причем оба эти свойства имеют большое значение при приеме сигналов с высокими скоростями передачи данных. Для сравнения, система АПЧ с замкнутой петлей подвержена различным вредным воздействиям, в случае, когда отсутствует сигнал несущей частоты, она медленно работает по захвату сигнала по сравнению со скоростью передачи данных и время захвата сигнала зависит от уровня радиочастотного сигнала и сдвига частоты.

В одном из вариантов осуществления настоящего изобретения пороговый уровень определения символов определяется с помощью вычисления половины суммы максимального и минимального значения подсчета импульсов для системы с двухуровневой модуляцией.

Краткое описание чертежей Настоящее изобретение будет описано с помощью примера со ссылкой на прилагаемые чертежи, в которых: на фиг. 1 представлен ряд диаграмм от А до E, иллюстрирующих передаваемые бинарные частотно-манипулированные сигналы (диаграмма А) и эффект смещения одежду частотами генераторов передатчика и приемника (диаграммы от В до Е), на фиг. 2 представлена блок-схема приемника с нулевой промежуточной частотой, аналогичного приведенному в описании Европейского патента ЕР-А-0405679, на фиг. 3 представлены диаграммы импульсов от А до N, относящиеся к работе схемы, представленной на фиг 2, на фиг. 4 представлена блок-схема двух альтернативных вариантов осуществления настраиваемого определителя символов,
на фиг. 5 представлена передаваемая бинарная последовательность импульсов, амплитуда которой не возвращается к нулевому значению,
на фиг. 6 представлены R- и S-импульсы, принимаемые приемником, представленным на фиг. 1, соответствующие последовательности импульсов, показанной на фиг. 5, при приеме с определенным уровнем шума,
на фиг. 7 представлен график выходного значения суммирующе-вычитающего счетчика 54, показанного на фиг. 3,
на фиг. 8 представлен график значения разности между текущим выходным значением подсчета суммирующе-вычитающего счетчика и значением подсчета, полученным на один период следования символа ранее, вместе с восстановленными данными,
на фиг. 9-11 представлены графики, иллюстрирующие, каким образом получается различный уровень (уровни) определения символов для разных значений сдвига частот, входные и восстановленные данные показаны над каждым из вышеуказанных графиков для двух уровней,
на фиг. 12 представлена блок-схема осуществления алгоритма для обновления максимальных и минимальных значений для двух уровней и получения уровня определения символов,
на фиг. 13 представлены R- и S-выходы для сигнала с четырьмя уровнями модуляции,
на фиг. 14 представлены мгновенные значения подсчета в случае R и S импульсных последовательностей, представленных на фиг. 13, а также
на фиг. 15 представлен график, показывающий разность между мгновенным значением величины на выходе счетчика и величиной, полученной на один период следования символа ранее, вместе с тремя уровнями определения символов.

На всех чертежах указаны одни и те же номера ссылок для обозначения соответствующих признаков.

Варианты осуществления изобретения
На фиг. 1 диаграмма А представляет передаваемую бинарную последовательность "0" и "1" в виде частотно-манипулированного сигнала по отношению к центральной частоте передатчика f_c. Диаграмма В представляет собой амплитудно-частотную характеристику приемного канала, и на ней показан тот же сигнал по отношению к частоте гетеродина f_L, которая соответствует f_c. При этом нет сдвига частот между f_L и f_c. График справа от амплитудно-частотной характеристики относится к представлению импульсного типа этих бинарных сигналов, полученному с помощью схемы, показанной на фиг. 2. Эти представления импульсного типа пропорциональны разности между мгновенным значением частоты принимаемого сигнала и частоты гетеродина. На фиг. 1 импульсное представление бинарных "0" и "1" обозначены как R и S соответственно. На диаграммах С, D и E представлен эффект смещения частоты гетеродина f_L так, что сдвиг между частотой передающего центра f_c и частотой гетеродина f_L увеличивается от С до E до такого значения, что двоичная "1" больше не детектируется, что представлено отсутствием импульсов S на графике справа от диаграммы Е. Таким образом, если схема с определителем символов с фиксированным уровнем подключена к выходу приемника, представленному на фиг. 2, бинарные "1" не будут определяться, что приведет к тому, что демодулированное представление переданного сигнала, которое является восстановленным сигналом, будет неправильным. В случае применения схемы АПЧ частота гетеродина может быть смещена по направлению к центральной частоте передатчика f_c. Однако, как было пояснено выше, при использовании АПЧ имеется целый ряд недостатков.

На фиг. 2 представлена схема приемника, включающего антенну 10 для приема сигналов с частотной манипуляцией f_c ± δf, где f_c - это номинальная частота несущей и δf - это девиация частоты, например, 4,8 кГц для сигналов данных, передаваемых со скоростью 1200 бит/сек. Эти сигналы подаются на первые входы первого и второго смесителей 12, 14. Гетеродин 16, вырабатывающий частоту f_L, которая в идеале f_c = f_L, соединен со вторыми входами первого и второго смесителей 12, 14. Что касается смесителя 14, в цепь сигнала между гетеродином 16 и смесителем 14 включен фазовращатель на 90 градусов 18. Разности частот на выходе первого и второго смесителей равны f_L-(f_c+δf), в случае, когда входной сигнал равен f_c+δf, и f_L-(f_c-δf), когда входной сигнал равен f_c-δf.
В не показанном варианте схемы входных цепей приемника фазовращатель 18 включен в одну из цепей сигнала между антенной 10 и первым или вторым смесителем 12 или 14, а гетеродин 16 соединен прямо со вторыми входами смесителей 12, 14. В другом, не показанном варианте схемы входных цепей приемника, фазовращатели на +45 градусов и на -45 градусов включены в каждой соответствующей цепи между гетеродином и входом смесителя.

Полученные квадратурные дифференциальные сигналы фильтруются в фильтрах низкой частоты 20, 22 и затем жестко ограничиваются в соответствующих усилителях-ограничителях 24, 25, в результате чего получаются прямоугольные сигналы I и Q.

Сигналы I и Q затем подаются на демодулятор DEM. Вначале из ограниченных по амплитуде прямоугольных импульсов I и Q получаются последовательности импульсов с помощью ключевых элементов 26, 28, 30, 32 и инверторов 27, 31. Схема демодулятора содержит четыре пары двухвходовых элементов И 36, 37; 38, 39; 40, 41 и 42, 43. Сигнал I подается на элементы И 36, 39, сигнал на элементы 37, 38, сигнал Q - на элементы 40, 43 и сигнал на элементы 41, 42.

Последовательности импульсов соответственно подаются на элементы И 40, 41; элементы 42, 43; элементы 38, 39 и элементы 36, 37.

В схему включены четырехвходовые элементы ИЛИ 46, 48. Входы от А до D элемента ИЛИ 46 соединены соответственно с выходами элементов И 36, 38, 40 и 42 и входы от А до D элементов ИЛИ 48 соединены соответственно с выходами элементов И 37, 39, 41 и 43. Элементы ИЛИ 46, 48 имеют выходы R и S соответственно.

Работа схемы, представленной на фиг. 2, будет описана со ссылкой на последовательности импульсов, представленных на диаграммах от А до N на фиг. 3, представляющих собой цифровые примеры идеализированного двухуровневого сигнала, амплитуда которого не возвращается к нулевому значению, со скоростью передачи 1200 бод и с частотой девиации ± 4,8 кГц, что соответствует четырем циклам на символ в случае, когда нет смещения между частотой гетеродина и номинальной центральной частотой. Для упрощения ссылок на диаграммах от A до N представлена передача последовательности двоичных "1" и "0". На диаграммах от A до D представлены последовательности , ограниченные по амплитуде, причем эта амплитуда не возвращается к нулевому значению, прямоугольных импульсов соответственно. Диаграммы от E до H представляют собой последовательности импульсов, получающихся на выходах ключевых элементов 26, 28, 30, 32 соответственно. Следует отметить, что эти импульсы в каждой из последовательностей соответствуют переднему фронту соответствующих прямоугольных импульсов и что длительность каждого из импульсов достаточно мала по сравнению с соответствующими прямоугольными импульсами. На парах И входные прямоугольные сигналы коммутируются в момент времени, сдвинутый по фазе от начала их переднего фронта, приблизительно на 90 градусов. Диаграммы от I до L со ссылками A₄₆, B₄₆, С₄₆ и D₄₆ соответственно представляют входы от А до D элемента ИЛИ 46. Входы от А до D элемента ИЛИ 48 не показаны, но могут быть получены в результате анализа диаграмм от А до Н. Диаграммы М и N представляют выходы R, S элементов ИЛИ 46, 48 соответственно.

В числовом примере, приведенном выше, допустим, что сдвиг частоты двоичной "1" представляется частотой 7,2 кГц, причем на символ приходится шесть периодов колебаний, в результате чего получается 24 пересечения нулевой оси на символ, а двоичный "0" - частотой 2,4 кГц, что эквивалентно двум периодам колебания на символ, приводящим к 8 импульсам на символ. Если импульс вырабатывается при каждом пересечении нулевой оси и если эти импульсы затем подсчитываются, то получается средство для определения сдвига частоты частотно-манипулированных сигналов.

Альтернативный вариант осуществления настраиваемого уровневого определителя символов, представленного на фиг. 4, предназначен для использования двухуровневого демодулированного сигнала. Данный вариант осуществления отличается применением фильтра 52A или 52B, имеющих дифференциальную функцию. Выход демодулятора DEM соединен с асинхронным суммирующе- вычитающим счетчиком 54, имеющим входы 55, 56, соединенные так, чтобы принимать R- и S-выходы элементов ИЛИ 46, 48 на фиг. 2. Счетчик 54 имеет шестибитовый параллельный выход, который соединяется с фильтром 52A, который представляет собой девятиразрядный сдвиговый регистр 58, синхронизируемый сигналом синхронизации CL, 8 импульсов которого соответствуют периоду одного бита сигнала, принимаемого приемником (фиг. 2). Для получения приращения подсчета импульсов, по сравнению с периодом предшествующего символа, используется разница между входом и выходом сдвигового регистра 58. Одним из способов получения этой разницы является подача параллельного выхода сдвигового регистра 58 на схему преобразования в дополнительный код 60. Параллельный выход схемы 60 подается вместе с параллельным выходом первого разряда сдвигового регистра 58 на схему сумматора 62. Разница между двумя подсчетами подается с помощью параллельной шины 63 на однобитовый компаратор 64, на который также поступает текущее представление уровня определения символа от схемы 66 (описана со ссылкой на фиг. 12). Соответствующие входные значения сравниваются между собой, и двухуровневый выход данных подается на терминал 68.

В другом альтернативном осуществлении фильтра 52B выходные сигналы со счетчика 54 подаются на однобитовую схему задержки 53 и на один вход схемы вычитания 57, причем второй вход соединяется с выходом схемы задержки 53. Комбинация импульсных последовательностей, поступающих со схем 53, 57, представляет собой однобитовую дифференциацию. Выход схемы 57 соединяется с фильтром с бесконечной импульсной характеристикой 59. Выход фильтра 59 соединен с соответствующим входом однобитового компаратора 64 и схемой 66.

В еще одном альтернативном варианте осуществления, не представленном на чертежах, увеличение в подсчете импульсов для части периода предшествующего символа получается с помощью сдвигового регистра с меньшим количеством разрядов либо путем синхронизации сдвигового регистра 58 импульсами более высокой частоты.

Принцип работы настраиваемого уровневого определителя символов будет пояснен со ссылкой на фиг. 5-8. На фиг. 5 представлена форма волны, амплитуда которой не возвращается к нулевому значению, представляющая передаваемую последовательность двоичных величин 0110010. На фиг. 6 представлены R- и S-сигналы при приеме переданной последовательности с присутствием шумов. Предполагается, что уровень радиочастотного сигнала близок к значению принимаемого порога. Кроме того, здесь относительно большое смещение частоты между частотой гетеродина приемника f_L и частотой передающего центра f_c, смотри диаграмму D на фиг. 1.

Счетчик 54 представляет собой шестибитовый счетчик, в котором отрицательные величины подсчетов представляют собой дополнительный код соответствующего положительного подсчета. Когда счетчик 54 при суммировании достигает максимального значения, он сам себя сбрасывает, как представлено на фиг. 7, и продолжает подсчет. Аналогично, когда счетчик вычитает импульсы и достигает минимального значения, он сам себя сбрасывает и продолжает подсчет сверху вниз. В случае применения фильтра по схеме 52A (фиг. 4) для того, чтобы определить величину, на которую счетчик 54 изменил значение подсчета за период следования символа, сдвиговый регистр 58, схема преобразования в дополнительный код 60 и схема сумматора 62 совместно формируют скользящее окно, вычитая значения последнего подсчета из величины самого длинного хранящегося подсчета, соответствующего значению, полученному на один период символа раньше. Поскольку сдвиговый регистр 58 синхронизируется последовательностью импульсов с восьмикратной частотой, в каждом периоде символа будет получаться восемь разностей подсчета. Эти разности подсчета обозначены точками на верхней кривой на фиг. 8. Поскольку в данном примере имеется существенный сдвиг частот между частотой гетеродина и передаваемого сигнала, эта кривая не опускается ниже нуля. На фиг. 8, устанавливая уровень определения символов, который подается со схемы 66 (фиг. 4), на величине 7, получают выходные данные, которые представляют собой задержанную версию входных данных, представленных на фиг. 5. Уровень определения символов для двух уровней определяется установлением максимальных и минимальных значений разницы подсчетов, вычисляя их среднее значение. На фиг. 8 максимальными и минимальными величинами являются 14 и 0 соответственно и среднее значение равно 7, что дает уровень определения символов, равный 7. Как отмечено на нижней диаграмме на фиг. 8, решения, принимаемые уровневым определителем символов, формируют задержанную по времени версию импульсной последовательности, амплитуда которой не возвращается к нулевому значению, представленному на фиг. 5.

На фиг. 9-11 представлены графики, иллюстрирующие примеры настройки уровней определения символов для различных значений смещения частоты гетеродина. На каждом чертеже представлено три графика, представляющих входные данные i/p передатчика, выходные данные о/p на приемнике и изменение между максимальным (МАХ) и минимальным (MIN) значениями, а также уровень определения символов (SL). На этих чертежах стрелки, направленные вниз, показывают обновление максимальной величины, и стрелки, направленные вверх, показывают обновление минимального значения. Чем больше данных принимается, тем значение максимума МАХ и минимума MIN, а также уровня определения символов SL стремятся стабилизироваться, что приводит к тому, что входная и выходная импульсные последовательности становятся похожими друг на друга. Простой алгоритм для обновления максимальной и минимальной величин для двухуровневого сигнала представляет собой:
Константа, К=2 х 4 х (девиация/скорость передачи бинарных данных)
Исходные значения МАХ = 0, MIN = 0
Цикл программы выглядит следующим образом:
^*If VALUE > МАХ, then MAX = VALUE
If VALUE < MIN, then MIN = VALUE
Уровень определения символа = (MAX + MIN)/2
If MAX - MIN > K, then
MAX = MAX - 1
MIN = MIN + 1
Return to^*
На фиг. 12 сплошными линиями представлена схема применения данного алгоритма для обновления максимальной и минимальной величин. Выход схемы сумматора 62 или фильтра с бесконечной импульсной характеристикой 59 (фиг. 4) поступает через шину 63 на регистр максимального (МАХ) значения 70 и на регистр минимального (MIN) значения 72, каждый из которых хранит текущее значение МАХ и MIN. Текущее значение уровня определения символов SL получается путем вычисления средней величины значений МАХ и MIN в схеме 74 и подается на компаратор 64 (фиг 4).

Разность между текущими значениями МАХ и MIN получается в схеме 76, и ее выход подается на схему компаратора 78 вместе с величиной К. Если MAX-MIN больше чем К, то выходной сигнал, имеющий значение "1", подается на линию 80, соединенную с регистрами 70, 72. В случае регистра 70 значение единицы вычитается от текущего значения МАХ для получения нового значения МАХ, так что новое МАХ= (текущее) МАХ-1. Для регистра 72 значение единицы добавляется к текущему значению MIN для получения нового значения MIN, так что новое MIN= (текущее) MIN+1.

На фиг. 12 пунктирными линиями представлено также усовершенствование основной схемы осуществления алгоритма для обновления максимальной и минимальной величин. Это усовершенствование представляет собой подключение фильтров 82, 84 в шине 63 после соединения 86, от которого ответвляется сигнал, поступающий на схему 66 по шине 88 между соединением 86 и соединением 90, к которому подсоединены входы регистров максимального и минимального значений 70, 72. Фильтры 82 и 84 являются цифровыми фильтрами, фильтр 82 сконструирован таким образом, что пропускает сигналы данных на однобитовый компаратор 64. Фильтр 84 является фильтром, отслеживающим медленно изменяющиеся сигналы, главной функцией которого является блокировать входы регистров 70, 72 от быстро изменяющихся переходных сигналов, которые вносят помеху в выходной сигнал схемы вычисления уровня определения символов 74 и, таким образом, вызывают неправильную работу компаратора 64 по детектированию символов. Частота среза фильтра 84 находится на уровне или немного выше максимальной частоты поступающих данных, причем эта частота среза будет выше для значений М, больших 2.

Приведенное до настоящего момента рассмотрение было дано для двухуровневой модуляции, такой как определена в CCIR Радиопейджинговом Коде N 1, известном также как POCSAG. Тем не менее, настоящее изобретение может применяться для М-уровневой схемы модуляции. В качестве примера рассмотрим М=4. Схема четырехуровневой модуляции используется в пейджинговом коде ERMES, предложенном ETSI (Европейский Институт Телекоммуникационных Стандартов), в котором различные символы представлены с соответствующей девиацией частоты по отношению к воображаемой центральной частоте (табл.1).

Для М=4 требуется для различения 4 символов определить три уровня определения SL1, SL2 и SL3 (фиг. 15). Общий алгоритм вычисления уровней определения по отношению к максимальному (МАХ) и минимальному (MIN) уровням представляет собой

где M - количество уровней.

Так для М= 4, требуется 3 уровня определения i =1, 2, 3, определяемые следующим образом (табл. 2):

На фиг. 13 представлены R- и S-выходы (фиг. 2) по отношению к четырехуровневому сигналу и предполагается, что между частотой передающего центра f_c и частотой гетеродина f_L отсутствует девиация частоты и что в принимаемом сигнале отсутствуют шумы.

На фиг. 14 представлен график значения подсчета счетчика 54 (фиг. 4).

На фиг. 15 представлен график разности подсчета, а также уровня определения SL1, SL2, SL3. Следует отметить, что, принимая решение в моменты пересечения сигнала данных рулевой оси, восстанавливаются исходные значения данных.

Для специалистов в этой области при чтении настоящего описания будут ясны другие возможные модификации данного изобретения. Такие модификации могут включать другие известные по предшествующему уровню техники признаки конструкции, производства и использования приемников с нулевой промежуточной частотой, а также их компонентов, которые могут быть использованы вместо или в дополнение к описанным в настоящем описании. Хотя формула была сформулирована в настоящей заявке по отношению к конкретной комбинации признаков, следует понимать, что рамки настоящего описания также включают любые новые признаки или любые новые комбинации признаков, описанные здесь, как выраженные ясно, так и подразумеваемые, либо любое их обобщение независимо от того, относятся ли они к заявляемому изобретению в любом пункте формулы изобретения, а также независимо от того, решает ли оно часть или все технические проблемы, подобные проблемам, решаемым настоящим изобретением. Заявитель тем самым отмечает, что могут быть сформулированы новые пункты формулы изобретения для этих признаков и/или комбинации таких признаков во время рассмотрения настоящей заявки или любых других будущих заявок, вытекающих из нее.

Промышленное применение
Приемники данных и, в частности, но не исключительно, цифровые приемники пейджинговой связи.

Формула изобретения

1. Приемник частотно-манипулированного сигнала, содержащий средство приема сигнала, демодулятор для формирования импульсных представлений, пропорциональных разности между мгновенным значением частоты принимаемого сигнала и частоты сигнала гетеродина, и средство для использования этих импульсных представлений для получения выходного сигнала, отличающийся тем, что содержит средство дифференциальной фильтрации импульсных представлений для получения мгновенных представлений указанной разности частот, средство для измерения пиковых отклонений этих мгновенных представлений разности частот, причем разность между пиковыми отклонениями связана с мгновенным значением девиации частоты сигнала, средство для вычисления, по меньшей мере, одного уровня определения символов на основе разности между пиковыми девиациями и средство для сравнения мгновенных представлений разности частот, по меньшей мере, с одним уровнем определения символов для получения выходного сигнала.

2. Приемник по п.1, отличающийся тем, что средство для вычисления одного или множества уровней определения символов содержит средство для осуществления алгоритма

где MIN представляет собой минимальное пиковое отклонение;
MAX представляет собой максимальное пиковое отклонение;
M - количество уровней модуляции.

3. Приемник по п.1, отличающийся тем, что средство для вычисления, по меньшей мере, одного уровня определения символов содержит средство для вычисления средней девиации пиковых отклонений, причем эта средняя девиация пропорциональна сдвигу между частотой принимаемого сигнала и частотой гетеродина, и средство для установления, по меньшей мере, одного уровня определения символов по значению этой средней девиации.

4. Приемник по п.3, отличающийся тем, что демодулятор содержит квадратурный демодулятор, имеющий первый и второй выходы для формирования первой и второй серий выходных импульсов, а также включает настраиваемый уровневый определитель символов, имеющий асинхронное средство суммирующе-вычитающего счетчика, имеющего суммирующий вход и вычитающий вход, подключенные таким образом, чтобы принимать первую и вторую последовательности выходных импульсов, средство фильтра, имеющее дифференциальную функцию, а также средство, синхронизируемое с периодами следования символов, для определения восстановленных данных в виде дискретной дифференциации интегрированного значения подсчета импульсов.

5. Приемник по п.4, отличающийся тем, что в нем имеются первое и второе, средства для накапливания максимального и минимального значений подсчета соответственно средство замещения максимальной и минимальной величин, в случае, если подсчет превышает в соответствующем направлении текущее значение максимального или минимального подсчета, и средство, присоединенное к первому и второму средствам для определения, по меньшей мере, одного порогового уровня определения символов на основе алгоритма

где MIN представляет собой минимальное пиковое отклонение;
MAX представляет собой максимальное пиковое отклонение;
M - количество уровней модуляции.

6. Приемник по п.4, отличающийся тем, что в нем имеются первое и второе средства для накапливания значений максимального и минимального подсчетов соответственно, средство для замещения накопленного значения максимума или минимума, в случае, если подсчет превышает в соответствующем направлении счета текущее значение максимума и минимума подсчета и средство, соединенное с указанными первым и вторым средствами, для определения, по меньшей мере, одного порогового уровня определения символа на основе половины суммы текущих значений максимума и минимума подсчетов.

7. Приемник по п.1, отличающийся тем, что в нем имеется средство блокирования переходных помех для блокирования быстрых переходных помех, соединенное с указанным средством для вычисления, по меньшей мере, одного уровня определения символов.

8. Приемник частотно-манипулированного сигнала, содержащий каскад с нулевой промежуточной частотой, включающий гетеродин, средство демодулятора, имеющее средство формирования импульсных представлений принимаемого сигнала, пропорциональных разности между мгновенным значением частоты принимаемого сигнала и частоты сигнала гетеродина, средство, соединенное со средством демодулятора, для фильтрации импульсных представлений для получения выходного сигнала, равного этой разности частот, отличающийся тем, что содержит средство, соединенное со средством демодулятора, для подсчета импульсов, средство фильтра, имеющее дифференциальную функцию, соединенное с указанным средством подсчета, для получения демодулированного представления сигнала, средство для запоминания значений максимума и минимума этого демодулированного представления сигнала, средство определения, превышает ли количество импульсов, принятых за последовательные периоды времени, по существу, соответствующие периоду следования символа или части периода следования символа модулирующего сигнала, текущее значение максимума или минимума, средство, реагирующее на изменение, по меньшей мере, одного из значений максимума и минимума для вычисления среднего значения демодулированного сигнала, которое пропорционально мгновенному значению частоты девиации сигнала, средство для определения, по меньшей мере, одного уровня определения символов на основе значений максимума и минимума и средство для демодулированного представления сигнала для получения восстановленных данных.

9. Приемник по п.8, отличающийся тем, что каскад нулевой промежуточной частоты содержит средство получения первого и второго квадратурных сигналов, а также тем, что средство получения импульсного представления, пропорционального разности между мгновенным значением частоты принимаемого сигнала и сигнала гетеродина, содержит средство получения инвертированной версии первого и второго сигналов, используемых, как третий и четвертый сигналы соответственно, средство генерирования импульса в момент возникновения заранее определенного фронта первого, второго, третьего и четвертого сигналов, средство для получения первой серии выходных импульсов в момент, когда первый сигнал опережает по фазе второй сигнал и второй серии выходных импульсов в момент, когда второй сигнал опережает по фазе первый сигнал.

10. Приемник по п.9, отличающийся тем, что в нем имеется настраиваемый уровневый определитель символов, включающий асинхронное суммирующе/вычитающее средство счетчика, имеющее суммирующий вход и вычитающий вход, соединенные для получения первой и второй серий выходных импульсов, а также фильтр включает средство получения скользящего окна для отслеживания значений выходного подсчета счетчика, разделенных заданными периодами времени, и средство, синхронизированное с периодами следования символов, для определения восстановленных данных в виде дискретной дифференциации интегрированных значений подсчета импульсов.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10, Рисунок 11, Рисунок 12, Рисунок 13, Рисунок 14, Рисунок 15, Рисунок 16, Рисунок 17