Способ управления импульсным стабилизатором

 

Изобретение относится к преобразовательной технике и может быть использовано для управления импульсными стабилизаторами постоянного напряжения (ИСН) повышающего типа (ПВ) с широтно-импульсной модуляцией, имеющими малые длительность переходных процессов и статическую ошибку стабилизации выходного напряжения. Технический результат заключается в повышении качества выходного напряжения ИСН ПВ в режимах: динамических – уменьшение длительности переходных процессов - и статических – достижение астатизма выходного напряжения. Для чего вычисляют сигнал I_c=I_L-I_H· U_ВЫХ/U_ВХ, где I_L и I_H - токи дросселя и нагрузки ИСН, U_ВХ и U_вых - напряжения на входе и выходе ИСН, и сигнал рассогласования ε =U_вых-U_ЭТ, где U_эт - эталонное напряжение. Сигнал рассогласования ε усиливают в К_Р раз и интегрируют, ограничивая диапазон возможного изменения интеграла (прерывая интегрирование) по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции. Сигнал I_c подвергают усилению и частотной коррекции, и в сумме с интегралом сигнала рассогласования подают на вход модулятора (М). Пилообразное опорное напряжение М формируют в виде суммы отрезков квадратичной и кубической парабол. 10 ил.

Изобретение относится к области электротехники, в частности к преобразовательной технике, и может быть использовано при построении импульсных стабилизаторов постоянного напряжения (ИСН) с силовой цепью повышающего типа, имеющих малые длительность переходных процессов и статическую ошибку стабилизации выходного напряжения.

Известен [1] способ управления ИСН, выполненный в виде управляемого электрического ключа (УЭК) и DLC-фильтра (индуктивно-емкостного фильтра с замыкающим диодом), соединенных последовательно между входом и выходом ИСН, заключающийся в том, что измеряют ток I_C конденсатора DLC-фильтра и напряжение U_вых на выходе ИСН, вычисляют напряжение U_С.Н на емкости конденсатора DLC-фильтра путем интегрирования сигнала, полученного суммированием тока конденсатора, взятого с коэффициентом 1/С, где С - емкость конденсатора DLC-фильтра, и сигнала отклонения напряжения U_С.Н от U_вых, взятого с коэффициентом К₀=(0,05-0,0005)/(R_С· C), где R_С - внутреннее активное сопротивление конденсатора DLC-фильтра, формируют сигнал рассогласования (по напряжению путем сравнения напряжения U_С.Н с эталонным напряжением U_ЭТ, умножают ток I_C и сигнал рассогласования (на коэффициенты K_I1 и K_U1, соответственно, причем

где L - индуктивность DLC-фильтра, U_ВХ - напряжение на входе ИСН, t_И - статическая длительность импульса управления УЭК, Т – период преобразования и ν _Л - скорость изменения пилообразного напряжения широтно-импульсного модулятора (ШИМ), формируют сигнал управления, суммируя сигналы, полученные в результате умножения, и сигналом управления формируют импульсы управления УЭК по принципу ШИМ с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса.

Этот способ обеспечивает ИСН с силовой цепью понижающего типа (ИСН ПН), малую длительность переходных процессов при воздействиях по выходу (изменение тока I_H нагрузки) и по входу (изменение напряжения U_ВХ на входе ИСН).

К недостаткам этого способа относится то, что он не обеспечивает высокой статической точности стабилизации напряжения U_ВЫХ, поскольку сигнал рассогласования ε по напряжению умножается на коэффициент K_U1, величина которого, определяемая через параметры ИСН, относительно мала и не может быть увеличена без ухудшения динамических характеристик ИСН. Кроме того, этот способ не применим непосредственно для стабилизации выходного напряжения ИСН с силовой цепью повышающего типа (ИСН ПВ), содержащего дроссель и диод, включенные последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемый электрический ключ, включенный между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя с диодом и конденсатор, включенный между выходом и общим проводом стабилизатора.

Известен [2] способ управления ИСН ПВ, заключающийся в измерении выходного напряжения на интервале включенного состояния УЭК, запоминании выходного напряжения на момент окончания интервала включенного состояния УЭК, получении сигнала рассогласования по напряжению путем сравнения запомненного значения выходного напряжения и эталонного напряжения и формировании сигналом рассогласования по напряжению импульсов управления УЭК по принципу ШИМ. Этот способ позволяет обеспечить ИСН ПВ высокую статическую точность стабилизации выходного напряжения, но не обеспечивает малой длительности переходных процессов.

В качестве прототипа выбран способ управления ИСН ПН [3], согласно которому измеряют ток I_С(t) конденсатора DLC-фильтра и напряжение U_ВЫХ, на выходе стабилизатора, получают сигнал рассогласования по напряжению ε (t), вычитая эталонное напряжение U_ЭТ из U_ВЫХ(t), получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению ε (t) на коэффициент K_P<l/(R· C+T), где R_C и С, соответственно, внутреннее активное сопротивление и емкость конденсатора DLC-фильтра, получают сигнал "ток конденсатора", считая его равным току I_C(t) конденсатора DLC-фильтра, умножают сигнал "ток конденсатора" на коэффициент 1/С и, суммируя с первым сигналом, получают второй сигнал, интегрируют второй сигнал, причем диапазон возможного изменения интеграла второго сигнала ограничивают по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, получают третий сигнал, считая его равным интегралу второго сигнала, получают сигнал управления, умножая сигнал "ток конденсатора" и третий сигнал на коэффициенты K_I1 и K_U1, соответственно, и суммируя инверсные значения сигналов, полученных в результате умножения, формируют сигналом управления импульсы управления УЭК по принципу ШИМ с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса. При этом K_I1 и K_U1 соответствуют K_I1 и K_U1 из [1].

Этот способ позволяет обеспечить ИСН ПН малую длительность переходных процессов в динамических режимах работы и малую величину статической ошибки выходного напряжения.

Однако при его использовании для управления ИСН ПВ не достигается малая длительность переходных процессов в динамических режимах работы из-за различия силовых цепей ИСН ПН и ИСН ПВ.

В известных ИСН ПВ, как правило, решают задачи уменьшения величины статической ошибки выходного напряжения или длительности переходных процессов. Однако существуют области техники, в которых от ИСН ПВ требуется как малая длительность переходных процессов, так и малая статическая ошибка выходного напряжения. Например, такие требования к ИСН ПВ предъявляются при их использовании в системах электропитания космических аппаратов. Обеспечить в ИСН малую длительность переходных процессов и малую статическую ошибку выходного напряжения достаточно сложно, так как увеличение коэффициента усиления сигнала рассогласования по напряжению или интегрирования этого сигнала позволяет уменьшить статическую ошибку выходного напряжения, но, как правило, приводит к увеличению длительности переходных процессов в динамических режимах работы ИСН. В известном решении [3] обеспечивается как малая длительность переходных процессов, так и малая статическая ошибка выходного напряжения. Однако это решение применимо к ИСН ПН и при его использовании в ИСН ПВ не обеспечивает малой длительности переходных процессов из-за различия силовых цепей ИСН.

В основу изобретения положена задача повышения качества выходного напряжения ИСН ПВ в динамических и статических режимах его работы. При этом под повышением качества выходного напряжения в динамических режимах понимается уменьшение длительности переходных процессов, а в статических режимах - достижение астатизма выходного напряжения.

Поставленная задача решается тем, что в способе управления импульсным стабилизатором, содержащим дроссель с индуктивностью L и диод, включенные последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемый электрический ключ, включенный между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатор с емкостью С, включенный между выходом и общим проводом стабилизатора, измеряют напряжение U_ВЫХ на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент К_P, интегрируют второй сигнал, путем прерывания интегрирования ограничивают диапазон изменения интеграла второго сигнала по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, получают суммарный сигнал, умножая сигнал "ток конденсатора" и третий сигнал на коэффициенты K_I и К_U, соответственно, и суммируя инверсные значения сигналов, полученных в результате умножения, управляющим сигналом формируют импульсы управления управляемым электрическим ключом по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса, согласно изобретению дополнительно измеряют входное напряжение U_ВХ, токи дросселя I_L и нагрузки I_H, вычисляют сигнал "ток конденсатора" I_C=I_L-I_H· U_ВЫХ/U_ВХ, получают третий сигнал, интегрируя четвертый сигнал, вычисляемый путем вычитания из сигнала "ток конденсатора" самого третьего сигнала, взятого с коэффициентом К_О<<1/Т, где Т - период преобразования, второй сигнал принимают равным первому, результирующий сигнал получают, вычитая интеграл второго сигнала из суммарного сигнала, причем в случае модуляции переднего фронта импульсов управления управляемым электрическим ключом сигнал управления получают, инвертируя результирующий сигнал, а в случае модуляции заднего фронта импульсов управления управляемым электрическим ключом сигнал управления принимают равным результирующему сигналу, при этом

K_I=2,4· L· U_Л(Т)/(U_вых· Т), K_U=K_I/T,

К_P<4· K_I· С· U_вых/[U_ВХ· Т(2· R_С· C+T)],

где R_С - внутреннее активное сопротивление конденсатора,

формируют нелинейное опорное напряжение модулятора

U_Л(t)=2,4· U_Л(T)· (t²/4· T²+t³/6· T³),

где 0<t<Т, U_Л(Т) - амплитудное значение нелинейного опорного напряжения модулятора.

На фиг.1 и 2 приведены силовые цепи ИСН ПН и ИСН ПВ соответственно. На фиг.3 приведены временные диаграммы напряжений и токов элементов силовой цепи ИСН ПВ. На фиг.4 приведена амплитудно-импульсная модель ИСН ПВ. На фиг.5 - 7 приведены структурные схемы устройств управления, необходимые для доказательства возможности осуществления изобретения. На фиг.8 приведена функциональная схема ИСН ПВ, в котором реализован заявляемый способ. На фиг.9 и 10 приведены временные диаграммы выходного напряжения, тока дросселя и тока нагрузки ИСН ПВ, подтверждающие решение поставленной задачи.

Силовые цепи ИСН ПН (фиг.1) и ИСН ПВ (фиг.2) содержат регулирующий элемент 1, состоящий из УЭК 2 и диода 3, дроссель 4, конденсатор 5, входной конденсатор 6, вход 7, выход 8, общий провод 9.

Для доказательства решения поставленной выше задачи посредством предлагаемого способа управления, в частности обеспечения высокого качества выходного напряжения ИСН ПВ в динамических режимах работы, воспользуемся подходом [4], основанным на представлении ИСН с ШИМ в режиме ″ малого сигнала" адекватной амплитудно-импульсной моделью и применении для синтеза закона управления третьего полиномиального уравнения [5], позволяющего достичь грубости и осуществимости системы с минимальной конечной длительностью переходного процесса в условиях вариации параметров силовой цепи. Для чего из общего процесса в ИСН с ШИМ вычленяют стационарный процесс, соответствующий неизменной (стационарной) длительности t_И.СТ импульсов управления регулирующим элементом (РЭ) и процесс регулирования, обусловленный приращением длительности t_И импульса управления на величину t_И.Р относительно стационарной длительности t_И.СТ. Применительно к процессу регулирования для режима ″ малого сигнала″ , когда

где Т - период преобразования, ИСН с ШИМ заменятся моделью с амплитудно-импульсной модуляцией (АИМ), в которой импульсы напряжения U_L.P(t), воздействующих со стороны регулирующего элемента на дроссель и имеющие длительность t_И.Р (t), заменятся эквивалентными по вольт-секундной ″ площади″ δ -функциями.

Процесс изменения переменных ИСН ПВ, напряжения U_L(t) и тока I_L(t) дросселя L и напряжения U_C(t) на емкости конденсатора С с разделением на регулируемую (помечена индексом ″ Р″ ) и стационарную (помечена индексом ″ СТ″ ) составляющие, показан на временных диаграммах (фиг.3). В качестве нагрузки ИСН ПВ принят источник тока.

Регулируемая составляющая напряжения U_L.P(t) на дросселе L имеет вид двухполярных импульсов с амплитудой U_L.P.A(t) и длительностью t_И.Р(t) (фиг.3). Амплитуда U_L.P.A(t) определяется как разность напряжений U_L.НАК(t) и U_L.PAC(t) на дросселе L на интервалах накопления и расходования энергии дросселя, соответственно, [4]. На интервале накопления энергии УЭК 2 (фиг.2) включен и U_L.НАК(t)=U_ВХ(t), а на интервале расходования энергии УЭК 2 выключен и U_L.PAC(t)=U_Bx(t)-U_BЫХ, где U_ВХ(t) и U_ВЫХ - напряжения на входе и выходе ИСН ПВ, соответственно. Следовательно

В отличие от ИСН ПН в ИСН ПВ регулируемая составляющая тока дросселя I_L.P(t) передается в конденсатор С (конденсатор 5 фиг.2) только на интервалах проводящего состояния диода VD. Эта передаваемая часть I_L.P.П(t) регулируемой составляющей тока I_L.P(t) дросселя приведена на соответствующей временной диаграмме (фиг.3). Выделенные на ней штриховкой ампер-секундные ″ площади″ тока S_I.1 и S_I.2 не связаны с регулируемой составляющей тока I_L.P(t) дросселя, а объясняются изменением длительности передачи стационарной составляющей тока дросселя в конденсатор С.

Закон управления, найденный в [4], обеспечивает ИСН ПН с однозвенным LC-фильтром минимальную конечную длительность переходных процессов в два периода преобразования. На этих двух периодах, следующих за моментом действия возмущения, регулируемые составляющие импульсов управления различны по знаку, то есть, если на первом периоде t_И.Р>0, то на втором - t_И.Р<0. Предполагая аналогичное изменение регулируемой составляющей длительности t_И.Р импульсов управления в ИСН ПВ с синтезируемым законом управления, можно считать, что ампер-секундные ″ площади″ S_I.1 и S_I.2, примерно равные по модулю и противоположные по знаку, взаимно компенсируются. Поэтому для рассматриваемого случая малых приращений t_И.Р можно пренебречь влиянием ампер-секундных ″ площадей″ S_I.1 и S_I.2 на изменение регулируемой составляющей напряжения U_C.P на емкости конденсатора С.

Среднее за период Т значение передаваемой регулируемой составляющей тока I_L.p.п дросселя:

где К_CB=(1-К_З.СТ) - коэффициент связи (относительное время проводящего состояния диода 3), а К_З.СТ=t_И.СТ/Т - стационарный коэффициент заполнения импульсов управления. На соответствующей временной диаграмме (фиг.3) _L.P.C(t) показано пунктиром. На временных диаграммах U_C.P(t), U_C.P.C(t) показаны регулируемые составляющие напряжения на емкости конденсатора С, обусловленные регулируемыми составляющими тока дросселя I_L.P.П и I_L.P.C, соответственно. Поскольку в моменты времени mТ регулируемые составляющие напряжений U_C.P(mT) и U_C.P.C(mT) равны, то в амплитудно-импульсной модели ИСН ПВ реальную импульсную связь дросселя L с конденсатором С можно заменить на непрерывную через звено с коэффициентом передачи К_CB.

В быстродействующем ИСН понижающего типа при выполнении условий

где , T_L=L/R_L, L и R_L - индуктивность и активное внутреннее сопротивление дросселя, а С - емкость конденсатора фильтра, можно пренебречь влиянием проводимости активной и активно-индуктивной нагрузок на передаточную функцию непрерывной части, а саму непрерывную часть представить в виде последовательно включенных дросселя и конденсатора с передаточными функциями W_L(p)=1/(pL) и W_c(p)=1/(рС), соответственно, [4].

В предположении, что в ИСН ПВ выполняются условия (4), а синтезируемый закон управления обеспечит ему те же свойства, что и закон управления [4] ИСН понижающего типа, амплитудно-импульсная модель силовой цепи ИСН ПВ примет вид, приведенный на фиг.4.

Эта амплитудно-импульсная модель по сути является общей для ИСН ПВ и ИСН ПН. Различными являются только величины коэффициента связи К_СВ и входного сигнала модулятора S_B(t). В ИСН ПН дроссель и конденсатор связаны непрерывно и К_CB=1, в то время как в ИСН ПВ согласно (3) К_CB=(1-К_З.СТ). В ИСН ПН амплитудное значение регулируемой составляющей напряжения на дросселе U_L.P.A=U_ВХ и входной сигнал модулятора

в то время как для ИСН ПВ U_L.P.A=U_ВЫХ и входной сигнал модулятора

Полученный для обобщенной модели (фиг.4) с использованием методики синтеза [4] закон изменения дискрет входного сигнала амплитудно-импульсного модулятора

где Δ U_C.P(mT)=U_C.P(mT)-U_C.P((m-1)(T), K_M.O=t_И.Р/U_У.Р - коэффициент передачи модулятора по регулируемым составляющим, аналогичен соответствующему закону для ИСН ПН [4] и отличается только количественными значениями К_СВ и U_L.P.A.

Реализация (7) в ИСН с ШИМ определяется способом формирования входного сигнала широтно-импульсного модулятора U_У(t) и заключается вычислении U_У.P(mT) к реальному моменту переключения t_П, отличающемуся от стационарного mТ на величину приращения длительности импульса t_И.P. Из трех известных [4] для ИСН ПН законов формирования входного сигнала ШИМ практическое применение получил закон по непрерывным значениям переменных состояния

где ε _С(t)=U_С(t)-U_ЭТ - сигнал рассогласования по напряжению на емкости конденсатора С, U_ЭТ - эталонное напряжение, U_C(t) и I_C(t) - текущие значения напряжения на емкости конденсатора фильтра и его тока, соответственно.

Закон формирования входного сигнала ШИМ для обобщенной модели ИСН, полученный из (7) с использованием методики [4]:

аналогичен (8). При его использовании в ИСН ПВ необходимо с учетом (2) и (3) принять U_L.P.A=U_ВЫХ, а К_СВ=(1-К_З.СТ).

Сложность технической реализации (9) состоит в том, что напряжение U_C(t) на емкости конденсатора выходного фильтра, отличающееся от выходного напряжения U_ВЫХ(t) на величину падения напряжения U_RC на внутреннем активном сопротивлении R_C конденсатора, не поддается непосредственному измерению. Один из вариантов [1] его вычисления для ИСН ПН заключается в интегрировании тока I_C.1(t) конденсатора, взятого с коэффициентом 1/С, где С - емкость конденсатора выходного фильтра. При технической реализации (9) в ИСН ПВ ток I_C.1(t) должен соответствовать току конденсатора фильтра модели с непрерывной связью дросселя и конденсатора (фиг.4). Этот ток может быть вычислен

Поскольку в ИСН ПВ (1-t_И.СТ/Т)=U_ВХ/U_ВЫХ, то и коэффициент связи К_CB=(1-t_И.СТ/T)=U_ВХ/U_ВЫХ. В случае изменения входного напряжения U_ВХ во времени К_СВ(t)=U_ВХ(t)/U_ВЫХ.

Структурная схема устройства управления, реализующего (9) с учетом (10), приведена на фиг.5.

Сигнал коррекции U_K(t)=К₀· (U_ВЫХ(t)-U_C(t)) обеспечивает соответствие среднего значения напряжения _c(t) на выходе интегратора среднему значению выходного напряжения U_ВЫХ(t), предотвращая возможный дрейф U_C(t) из-за не идеальности элементов, на которых реализована схема управления. Величина коэффициента К₀ выбирается из условия K₀<(0,05-0,0005)/(C· R_С+T) [1].

После проведения структурных преобразований с учетом K_CB(t)=U_BX(t)/U_ВЫХ и замене тока I_C.1(t) на ток

структурная схема устройства управления (фиг.5) принимает вид, приведенный на фиг.6. Этой структурной схеме (фиг.6) соответствует закон формирования сигнала управления

Коэффициент передачи К_м ШИМ зависит не только от скорости U’_Л изменения опорного сигнала ШИМ, но и от скорости U’_У(t) изменения входного сигнала ШИМ и согласно [4] определяется

Сохранение необходимых, согласно (12), коэффициентов K_I и К_U усиления сигналов ε _C(t) и I_C(t) возможно за счет изменения скорости опорного сигнала ШИМ – U’_Л(t), где 0<t≤ Т.

В случае модуляции заднего фронта импульса управления УЭК скорости изменения I’_C(t) и ε ’_C(t) в момент переключения t_И.СТ определяются

Определим скорость U’_У(t_И.СТ) в момент переключения, подставив (14) в (12), предварительно продифференцировав последнее

После преобразования (15), с учетом того, что U_ВХ/U_ВЫХ=1-К_З.СТ=1-t_И.CТ/Т получаем

Подставив (16) в (13) и проведя преобразования, получим скорость изменения нелинейного опорного сигнала ШИМ в момент переключения t_И.СТ:

Нелинейный опорный сигнал ШИМ

где К_М=const - желаемый коэффициент передачи ШИМ, 0<t≤ Т.

Выразим желаемый коэффициент передачи ШИМ через амплитудное значение U_Л(Т) нелинейного опорного сигнала ШИМ, приняв в (18) t=T

U_Л(Т)=(Т/4+Т/6)/K_M.

После преобразования

Подставив (19) в (18) и в (12) получим, соответственно, закон изменения нелинейного опорного сигнала ШИМ

и закон формирования входного сигнала ШИМ

где K_I=2,4· L· U_Л(T)/(U_ВЫХ· T); K_U=K_I/T.

В случае модуляции переднего фронта импульса управления УЭК законы формирования входного сигнала ШИМ - U_У(t) и нелинейного опорного сигнала ШИМ - U_Л(t), полученные аналогично соответствующим законам для случая модуляции заднего фронта импульса управления УЭК, также определяются выражениями (21) и (20). Входной сигнал ШИМ дополнительно инвертируют, за счет чего обеспечивают отрицательную обратную связь.

Задача по обеспечению высокого качества выходного напряжения в динамических и статистических режимах работы в ИСН ПН решена в [3], где уменьшение статической ошибки стабилизации выходного напряжения ИСН ПН достигается при использовании схемы управления, близкой к приведенной на фиг.6, за счет интегрирования интегратором 10 суммарного сигнала из суммы сигнала, равного току I_C(t) конденсатора, и сигнала рассогласования по напряжению ε (t)=U_ВЫХ(t)-U_ЭТ. При этом исключается какая-либо коррекция выходного напряжения интегратора 10. Недостаток такого решения заключается в появлении статической ошибки стабилизации выходного напряжения U_ВЫХ из-за погрешности датчика или устройства вычисления сигнала ″ ток конденсатора″ I_C(t).

В предлагаемом техническом решении статическая ошибка стабилизации U_ВЫХ исключается за счет интегрирования сигнала ″ ток конденсатора″ I_C(t) и сигнала рассогласования по напряжению ε (t) по отдельности разными интеграторами. На фиг.7 приведена структурная схема устройства управления ИСН ПВ, полученная из структурной схемы (фиг.6) разделением интегратора (10) на два отдельных интегратора. В ней, кроме интегратора 10, интегрирующего сигнал I_C(t), использован второй интегратор 11, интегрирующий сигнал рассогласования ε (t), взятый с коэффициентом К_Р. Интеграл сигнала рассогласования ε (t), взятый с коэффициентом К_Р, суммируется посредством сумматора 12 с U_У(t), определяемым (21). Выходной сигнал сумматора (12) является результирующим сигналом U_У.M(t), поступающим на вход ШИМ.

Величина коэффициента усиления сигнала рассогласования по напряжению К_р определяется из условия малого влияния интеграла сигнала рассогласования на результирующий сигнал U_У.M(t), поступающий на вход ШИМ. Условие малого влияния сигнала рассогласования может быть записано в виде

где U_1.П(t), U_2.П(t), U_3.П(t) - сигналы на входах сумматора 12 (фиг.7). Рассмотрим случай ступенчатого изменения тока нагрузки I_H(t) на величину Δ I_H. При этом из (10) с учетом (11) следует

Максимальное отклонение сигнала U_З.П(t) будет через (2-4)Т после момента ступенчатого изменения тока в момент возврата напряжения U_ВЫХ к стабильному значению. Однако влияние интеграла сигнала рассогласования на входной сигнал ШИМ в динамических режимах определяется не только амплитудой сигнала U_3.П, но и скоростью его изменения U’_З.П, которая максимальна при максимальном сигнале рассогласования ε (t). Максимальная величина сигнала рассогласования ε (t) в ИСН ПН отстоит от момента приращения тока нагрузки на время, равное периоду Т [4]. Полагая, что в ИСН ПВ при заявляемом управлении максимальное отклонение сигнала рассогласования ε (t) будет также через период Т, запишем (22) в виде

С учетом (21) и (23)

Отклонение U_3.П через период Т

Подставив (25) и (26) в (24) и преобразовав, получаем

где R_С и С - внутреннее активное сопротивление и емкость конденсатора 5 (фиг.2).

Блоки 13-15 имеют коэффициенты передачи K_I, K_U, K_P, определяемые выражениями (12) и (27). Сумматор 16 совместно с перемножителем 17 обеспечивают вычисление тока _c(t) в соответствии с (10) и (11). Сумматоры 18 и 19 обеспечивают формирование входного сигнала интегратора 10 и сигнала рассогласования по напряжению ε (t).

Поскольку статическая ошибка при стабилизации выходного напряжения, при использовании схемы (фиг.7), устраняется посредством контура обратной связи, включающего интегратор 11, то нет необходимости вычислять посредством интегратора 10 постоянную составляющую напряжения U_C(t) на емкости конденсатора 5 и путем сравнения U_C(t) с U_ЭТ получать сигнал ε _C(t). Для обеспечения малой длительности переходных процессов достаточно в (21) использовать только переменную составляющую напряжения ε _C(t). Переменная составляющая ε _C.П(t) напряжения на емкости конденсатора 5 для модели ИСН (фиг.4) вычисляется путем интегрирования тока I_C(t) интегратором 10. Охват интегратора 10 отрицательной обратной связью посредством блока 20 и сумматора 18 необходим для исключения постоянного увеличения (или уменьшения) выходного сигнала интегратора 10 в установившемся режиме из-за неидеальности самого интегратора или наличия постоянной составляющей во входном сигнале интегратора, например из-за неидеальности датчиков тока. Величина коэффициента К₀ передачи блока 20 выбирается достаточно малой, чтобы исключить влияние цепи отрицательной обратной связи на процесс интегрирования тока I_С(t). При выборе К₀<<1/Т, где Т - период преобразования, блок 20 не оказывает существенного влияния на процесс интегрирования тока I_C(t) интегратором 10 на интервале переходного процесса в (2-4) Т. На фиг.8 приведен ИСН ПВ со схемой управления, в которой реализован предлагаемый способ управления. Кроме рассмотренных ранее элементов, силовая цепь ИСН ПВ (фиг.8) содержит датчики 21 и 22 токов дросселя и нагрузки. Схема управления относительно схемы (фиг.7) дополнена делителем 23, который совместно с перемножителем 17 обеспечивают вычисление I_C(t) в соответствии с выражениями (10) и (11). Широтно-импульсный модулятор 24 формирует сигнал управления УЭК 3 (фиг.2) по принципу ШИМ с блокировкой модулятора в момент образования регулируемого фронта импульса.

При коммутации значительной активной или активно-емкостной нагрузок, приводящих к прерыванию ШИМ, сигнал рассогласования Δ U_ВЫХ(t) имеет большие значения по амплитуде и длительности. При этом к моменту возврата напряжения на выходе ИСН к стабильному значению интеграл сигнала рассогласования по напряжению принимает максимальное значение. Причем возврат интеграла сигнала рассогласования к его значениям до момента коммутации нагрузки и переход ИСН к статическому режиму работы возможен только за счет смены знака Δ U_ВЫХ, т.е. перерегулирования, приводящего к увеличению длительности переходного процесса. Исключить или существенно уменьшить перерегулирование можно за счет прерывания процесса интегрирования в случае выхода интеграла сигнала рассогласования за границы зоны его изменений в режимах работы ИСН, не приводящих к прерыванию модуляции. Для улучшения качества выходного напряжения в динамических режимах работы, связанных со значительными возмущающими воздействиями, приводящими к прерыванию процесса широтно-импульсной модуляции, в схеме (фиг.8) использован интегратор 25 с ограниченным диапазоном изменения значений интеграла сигнала рассогласования ε (t). Прерывание процесса интегрирования сигнала интегратором 11 достигается за счет применения пороговых устройств 26, 27, управляемых ключей 28, 29 и диодов 30, 31. Возможна другая реализация интегратора 25 с ограниченным диапазоном изменения значений интеграла сигнала рассогласования ε (t), например, путем шунтирования двуханодным стабилитроном конденсатора интегратора, выполненного на операционном усилителе.

Для подтверждения реализуемости предлагаемого способа на основе схемы ИСН ПВ (фиг.8) была разработана математическая модель ИСН ПВ в формате Pspise и изготовлен его макет. Макет ИСН ПВ и его математическая модель имеют следующие параметры: U_ВЫХ=100 В, U_ВХ=40-95 В, L=200 мкГн, С=1000 мкФ, R_С=0,01 Ом, Т=25 кГц.

Проведенные исследования переходных и установившихся процессов в макете ИСН ПВ и его математической модели показали работоспособность ИСН ПВ с заявленным управлением и решение поставленных задач.

На фиг.9 а, б приведены временные диаграммы токов нагрузки I_H и дросселя I_L и напряжения U_ВЫХ на выходе ИСН полученные при использовании математической модели ИСН ПВ. Временные диаграммы получены для двух значений коэффициента К_P

K_P=0.4· K_I· C· U_ВЫХ/[U_ВХ· T(2· R_C· C+T)], и

K_P=K_I· C· U_ВЫХ/[U_ВХ· T(2· R_C· C+T)].

Из анализа временных диаграмм видно, что при К_P=0.4· K_I· C· U_ВЫХ/[U_BX· T(2· R_C· C+T)] (фиг.9а) длительность переходных процессов, вызванных коммутацией активной нагрузки, составляет (3-4)Т, а при К_P=K_I· C· U_ВЫХ/[U_ВХ· T(2· R_C· C+T)] длительность переходных процессов возрастает и появляется перерегулирование выходного напряжения. Это подтверждает необходимость ограничения величины коэффициента K₁ на указанном уровне. При вариации параметров ИСН, входящих в выражение (27) с одновременной К_P согласно (27), длительность переходных процессов, выраженная в периодах Т, сохраняется.

На фиг.10 а, б приведены временные диаграммы токов нагрузки _H и дросселя I_L и напряжения U_ВЫХ на выходе ИСН, полученные при коммутации активно-емкостной нагрузки и при использовании в качестве интегратора 26 интегратора без прерывания процесса интегрирования (фиг.10 а) и при использовании в качестве интегратора 26 интегратора с прерыванием процесса интегрирования (фиг.10 б). Из сравнения переходных процессов в ИСН ПВ (фиг.10 а) и (фиг.10 б) видно, что прерывание процесса интегрирования сигнала рассогласования значительно сокращает время переходных процессов, связанных с прерыванием ШИМ.

ЛИТЕРАТУРА

1. А.С. №1403037 СССР, кл. G 05 F 1/56. Способ стабилизации выходного напряжения импульсного стабилизатора / В.И.Иванчура, А.В.Манаков, Ю.В.Краснобаев, Б.П.Соустин. - Опубл. 15.06.88, Бюл. №22.

2. А.С. №440659 СССР, кл. G 05 F 1/56. Стабилизатор постоянного напряжения / Ю.А.Мордвинов и П.П.Гурский. - Опубл. 15.10.92, Бюл. №38.

3. Патент №2025764 РФ, кл. G 05 F 1/56. Способ управления импульсным стабилизатором / В.И.Иванчура, А.В.Манаков, Ю.В.Краснобаев, Б.П.Соустин. - Опубл. 30.12.94, Бюл. №24.

4. Иванчура В.И., Манаков А.В., Соустин Б.П. Синтез исследование быстродействующего ИПН с ШИМ // Техническая электродинамика. - 1987. - c.43-51.

5. Цыпкин Я.З. Теория линейных импульсных систем. - М.: Физматгиз, 1963. - 968 с.

Формула изобретения

Способ управления импульсным стабилизатором, содержащим дроссель с индуктивностью L и диод, включенные последовательно между входом и выходом стабилизатора, управляемый электрический ключ, включенный между общим проводом стабилизатора и точкой соединения дросселя и диода, конденсатор с емкостью С, включенный между выходом и общим проводом стабилизатора, заключающийся в том, что измеряют напряжение U_вых на выходе стабилизатора, формируют сигнал рассогласования по напряжению, вычитая эталонное напряжение из напряжения на выходе стабилизатора, получают первый сигнал, умножая сигнал рассогласования по напряжению на коэффициент К_P, интегрируют второй сигнал, путем прерывания интегрирования ограничивают диапазон изменения интеграла второго сигнала по значениям его максимальных отклонений в динамических режимах, не приводящих к прерыванию модуляции, получают суммарный сигнал, умножая сигнал "ток конденсатора" и третий сигнал на коэффициенты K_I и К_U соответственно, и, суммируя инверсные значения сигналов, полученных в результате умножения, сигналом управления формируют импульсы управления управляемым электрическим ключом по принципу широтно-импульсной модуляции с блокировкой модулятора в момент формирования модулируемого фронта импульса, отличающийся тем, что дополнительно измеряют входное напряжение U_ВХ, токи дросселя I_L и нагрузки I_H, вычисляют сигнал "ток конденсатора" I_C=I_L-I_H· U_ВЫХ/U_ВХ, получают третий сигнал, интегрируя четвертый сигнал, вычисляемый путем вычитания из сигнала "ток конденсатора" самого третьего сигнала, взятого с коэффициентом К₀<<1/Т, где Т - период преобразования, второй сигнал принимают равным первому, результирующий сигнал получают, вычитая интеграл второго сигнала из суммарного сигнала, причем в случае модуляции переднего фронта импульсов управления управляемым электрическим ключом сигнал управления получают, инвертируя результирующий сигнал, а в случае модуляции заднего фронта импульсов управления управляемым электрическим ключом сигнал управления принимают равным результирующему сигналу, при этом

K_I=2,4· L· U_Л(T)/(U_ВЫХ· Т), К_U=К_I/Т,

К_P<4· K_I· C· U_ВЫХ/[U_ВХ· Т(2· R_С· C+T)],

где R_С - внутреннее активное сопротивление конденсатора,

а нелинейное опорное напряжение модулятора

U_Л(t)=2,4· U_Л(T)· (t²/4· T²+t³/6· T³),

где 0<t<Т,

Л(T) - амплитудное значение нелинейного опорного напряжения модулятора.

РИСУНКИРисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10