Снижение разреженности в кодированных речевых сигналах

 

Изобретение относится к кодированию речи и обеспечивает снижение разреженности во входном цифровом сигнале, включающем в себя первую последовательность значений выборок. Выходной цифровой сигнал, формируемый в ответ на входной цифровой сигнала, включает в себя вторую последовательность значений выборок. Вторая последовательность значений выборок имеет более высокую плотность ненулевых значений выборок, чем первая последовательность значений выборок. Технический результат заключается в улучшении качества кодированных речевых сигналов. 4 н. и 24 з.п. ф-лы, 20 ил.

Область техники

Изобретение относится к кодированию речи и, более конкретно, к проблеме разреженности в кодированных речевых сигналах.

Предшествующий уровень техники

Кодирование речи представляет собой важную часть современных цифровых коммуникационных систем, например систем радиосвязи, таких как цифровые сотовые системы связи. Для достижения высокой пропускной способности, требуемой такими системами, как в настоящее время, так и в будущем, настоятельно необходимым является обеспечение эффективного сжатия цифровых сигналов при формировании высококачественных речевых сигналов. В этой связи, когда скорость передачи битов кодера речевого сигнала снижается, например для обеспечения дополнительной пропускной способности коммуникационного канала для других сигналов связи, желательно иметь при этом незначительное снижение качества речевого сигнала без введения артефактов, вызывающих у пользователя раздражение при прослушивании.

Традиционные примеры кодеров речевого сигнала при низкой скорости передачи для сотовых телекоммуникационных систем проиллюстрированы в стандарте IS-641 (D-AMPS EFR) и в стандарте Международного союза по телекоммуникациям G.729. Кодеры, определенные в вышеуказанных стандартах, сходны по своей структуре, оба включают алгебраический кодовую книгу, которая в типовом случае обеспечивает относительно разреженный выходной результат. Разреженность определяется как относящаяся к ситуации, когда лишь малое количество выборок данной записи в кодовой книге имеет ненулевое значение выборки. Это условие разреженности, в частности, превалирует, когда частота следования битов, соответствующая кодовой книге, снижается при попытках обеспечить сжатие речевого сигнала. При очень малом количестве ненулевых выборок в кодовой книге, используемых с начала, и при более низкой частоте следования битов, требующей использования еще меньшего числа выборок кодовой книги, получаемая в результате разреженность проявляется как легко воспринимаемое ухудшение качества кодированных речевых сигналов упомянутых традиционных кодеров речевых сигналов.

Поэтому желательно предотвратить вышеупомянутое ухудшение качества кодированных речевых сигналов, когда частота следования битов кодера речевого сигнала снижается для обеспечения сжатия речевого сигнала.

Решая проблему вышеупомянутого ухудшения качества кодированных речевых сигналов, настоящее изобретение предусматривает использование оператора, снижающего разреженность в кодированном речевом сигнале или в любом цифровом сигнале, в котором разреженность представляет собой недостаток.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 - блок-схема, иллюстрирующая пример оператора антиразреженности согласно настоящему изобретению.

Фиг.2 - иллюстрация возможных позиций, в которых в кодере/декодере линейного предсказания с кодовым возбуждением может быть применен оператор антиразреженности по фиг.1.

Фиг.2А - приемопередатчик системы связи, в котором может использоваться структура кодера/декодера по фиг.2 и 2В.

Фиг.2В - иллюстрация другого примера выполнения декодера линейного предсказания с кодовым возбуждением, включающего в себя оператора антиразреженности по фиг.1.

Фиг.3 - возможный пример осуществления оператора антиразреженности по фиг.1.

Фиг.4 - пример формирования аддитивного сигнала согласно фиг.3.

Фиг.5 - иллюстрация в виде блок-схемы примера выполнения оператора антиразреженности по фиг.1 как фильтра антиразреженности.

Фиг.6 - пример фильтра антиразреженности по фиг.5.

Фиг.7-11 - графические иллюстрации работы фильтра антиразреженности вида, приведенного на фиг.6.

Фиг.12-16 - графические иллюстрации работы фильтра антиразреженности вида, приведенного на фиг.6, и при относительно более низком уровне операции антиразреженности, чем в случае фильтра антиразреженности, иллюстрируемого с помощью фиг.7-11.

Фиг.17 - другой пример оператора антиразреженности по фиг.1.

Фиг.18 - иллюстрация возможного способа обеспечения модифицирования антиразреженности в соответствии с изобретением.

Детальное описание

На фиг.1 представлен пример оператора антиразреженности, соответствующего настоящему изобретению. Оператор антиразреженности (ОАР), согласно фиг.1, принимает на входе А разреженный цифровой сигнал, получаемый от источника 11. Оператор антиразреженности ОАР работает по разреженному сигналу А и вырабатывает на выходе цифровой сигнал В, который является менее разреженным, чем входной сигнал А.

На фиг.2 показаны различные позиции, в которых может быть применен оператор антиразреженности ОАР по фиг.1 в кодере речевого сигнала с линейным предсказанием с кодовым возбуждением (ЛПКВ-кодере), предусмотренном в передатчике для использования в системе радиосвязи, или в ЛПKB-декодере речевого сигнала, предусмотренном в приемнике системы радиосвязи. Как показано на фиг.2, оператор антиразреженности ОАР может быть включен на выходе постоянной (например, алгебраической) кодовой книги 21 и/или в любом из положений, указанных цифровыми ссылочными позициями 201-206. В каждом из показанных на фиг.2 положений оператор антиразреженности ОАР, выполненный, как показано на фиг.1, будет принимать на своем входе А разреженный сигнал и выдавать на свой выход В менее разреженный сигнал. Таким образом, структура ЛПKB-кодера/декодера, показанная на фиг.2, включает в себя различные примеры источника разреженного сигнала, показанного на фиг.1.

Пунктирной линией на фиг.2 показана обычная цепь обратной связи к адаптивной кодовой книге, как это обычно предусмотрено в ЛПKB-кодерах/декодерах речевого сигнала. Если оператор антиразреженности ОАР включен так, как показано на фиг.2, или в любом из положений 201-204, то оператор(ы) антиразреженности будет оказывать влияние на кодированный сигнал возбуждения, воспроизводимый декодером на выходе схемы суммирования 210. При применении в позициях 205 и/или 206 оператор(ы) антиразреженности не будет оказывать влияние на кодированный сигнал возбуждения с выхода схемы суммирования 210.

На фиг.2В представлен пример ЛПКВ-декодера, включающего в себя дополнительную схему суммирования 25, с которой связаны выходы кодовых книг 21 и 23 и которая подает сигнал обратной связи на адаптивную книгу 23. Если оператор антиразреженности ОАР включен там, где показано на фиг.2В, и/или в позициях 220 и 240, то такой оператор(ы) антиразреженности не будет оказывать влияния на сигнал обратной связи, подаваемый на адаптивную кодовую книгу 23.

На фиг.2А показан приемопередатчик, приемник которого включает в себя структуру ЛПКВ-декодера по фиг.2 (или фиг.2В), а передатчик включает в себя структуру ЛПКВ-кодера по фиг.2. Согласно фиг.2А, передатчик получает на своем входе акустический сигнал и выдает в качестве выходного сигнала в канал связи информацию восстановления, из которой приемник может восстановить акустический сигнал. Приемник принимает на своем входе информацию восстановления из канала связи и выдает на выход восстановленный акустический сигнал. Показанный приемопередатчик и канал связи могут представлять собой, например, приемопередатчик в сотовом телефоне и эфирный интерфейс сотовой телефонной сети соответственно.

На фиг.3 показан пример осуществления оператора антиразреженности ОАР по фиг.1. Согласно фиг.3, шумоподобный сигнал m(n) суммируется с разреженным сигналом, принимаемым на входе А. Фиг.4 иллюстрирует возможный пример того, как может формироваться сигнал m(n). Шумовой сигнал с гауссовым распределением N(0,1) фильтруется с помощью соответствующего фильтра верхних частот и спектрального окрашивания, чтобы сформировать шумоподобный сигнал m(n).

Как показано на фиг.3, сигнал m(n) может быть приложен к схеме суммирования 31 с соответствующим коэффициентом усиления, что реализуется с помощью умножителя 33. Коэффициент усиления, согласно фиг.3, может быть постоянным коэффициентом усиления. Коэффициент усиления, согласно фиг.3, может также быть функцией усиления, обычно прикладываемого к выходу адаптивной кодовой книги 23 (или аналогичным параметром, описывающим степень периодичности). В возможном примере усиление, согласно фиг.3, должно быть равным 0, если усиление адаптивной кодовой книги превышает предварительно определенный порог, и линейно нарастающим, по мере того как усиление адаптивной кодовой книги снижается от порогового значения. Усиление, согласно фиг, 3, может также быть реализовано в аналоговом виде, как функция усиления, обычно прикладываемого к выходу постоянной кодовой книги 21 по фиг.2. Усиление, согласно фиг.3, может также основываться на согласовании спектральной мощности сигнала m(n) с целевым сигналом, используемым в обычном методе поиска, причем в этом случае усиление должно кодироваться и передаваться в приемник.

В другом примере суммирование с щумоподобным сигналом может выполняться в частотной области, чтобы получить преимущества, обеспечиваемые анализом в частотной области.

Фиг.5 иллюстрирует другой пример реализации ОАР по фиг.2. Конфигурация по фиг.5 может быть охарактеризована как фильтр антиразреженности, предназначенный для снижения разреженности в цифровом сигнале, получаемом от источника 11 по фиг.1.

Возможный пример фильтра антиразреженности, показанного на фиг.5, представлен более детально на фиг.6. Фильтр антиразреженности, показанный на фиг.6, содержит блок конвольвера 63, который выполняет свертку кодированного сигнала, принимаемого от постоянной (например, алгебраической) кодовой книги 21, с импульсным откликом (блок 65), связанным с всечастотным (фазовым) фильтром. Работа возможного варианта осуществления фильтра антиразреженности, показанного на фиг.6, представлена на фиг.7-11.

Фиг.10 иллюстрирует пример записи из кодовой книги 21 по фиг.2, имеющей только две ненулевые выборки из полного числа 40 выборок. Эта характеристика разреженности будет снижена, если число (плотность) ненулевых выборок можно будет увеличить. Возможный путь увеличения числа ненулевых выборок состоит в подаче записи кодовой книги, показанной на фиг.10, на фильтр, имеющий соответствующую характеристику, приводящую к распределению энергии по всему блоку из 40 выборок. Фиг.7 и 8 соответственно иллюстрируют амплитудную и фазовую (в радианах) характеристики фазового фильтра, который обеспечивает соответствующее распределение энергии по всем 40 выборкам записи кодовой книги, как показано на фиг.10. Фильтр, иллюстрируемый с помощью фиг.7 и 8, изменяет фазовый спектр в высокочастотной области между 2 и 4 кГц, при этом изменяя низкочастотные области ниже 2 кГц лишь очень незначительно. Фильтр, иллюстрируемый с помощью фиг.7 и 8, сохраняет амплитудный спектр по существу неизменным.

Пример, представленный на фиг.9, графически иллюстрирует импульсный отклик фазового фильтра, определяемого фиг.7 и 8. Фильтр антиразреженности по фиг.6 формирует свертку импульсного отклика по фиг.9 с блоком выборок по фиг.10. Поскольку записи кодовой книги выдаются с кодовой книги как блоки из 40 выборок, операция свертки выполняется поблочно. Каждая выборка на фиг.10 будет формировать 40 промежуточных результатов умножения в ходе операции свертки. Принимая в качестве примера выборку в позиции 7 на фиг.10, первые 34 результата умножения присваиваются позициям 7-40 результирующего блока по фиг.11, а остальные 6 результатов умножения циклически возвращаются к началу соответственно циклической операции свертки, так что они присваиваются позициям 1-6 результирующего блока. 40 промежуточных результатов умножения, формируемых каждой из остальных выборок по фиг.10, присваиваются позициям результирующего блока по фиг.11 аналогичным образом, и выборка 1, разумеется, не должна циклически возвращаться к началу. Для каждой позиции в результирующем блоке по фиг.11 40 промежуточных результатов умножения, присвоенных им (по одному результату умножения на выборку по фиг.10), суммируются вместе, и полученная сумма представляет результат свертки для этой позиции.

Из фиг.10 и 11 ясно видно, что операция круговой свертки изменяет спектр Фурье блока, представленного на фиг.10, так, что энергия распределяется по блоку, тем самым весьма значительно увеличивая число (или плотность) ненулевых выборок в блоке и соответственно снижая величину разреженности. Эффекты выполнения круговой свертки на поблочной основе могут быть сглажены с помощью синтезирующего фильтра 211, показанного на фиг.2.

Фиг.12-16 иллюстрируют другой пример работы фильтра антиразреженности, показанного в общем виде на фиг.6. Фазовый фильтр по фиг.12 и 13 изменяет фазовый спектр между 3 и 4 кГц без существенного изменения фазового спектра ниже 3 кГц Импульсный отклик фильтра показан на фиг.14. Анализируя полученный в результате блок по фиг.16 и имея в виду, что фиг.15 иллюстрирует тот же блок выборок, что и фиг.10, ясно, что операция антиразреженности, иллюстрируемая фиг.12-16, не приводит к распределению энергии в такой же степени, как показано на фиг.11. Таким образом, фиг.12-16 определяют фильтр антиразреженности, который модифицирует запись кодовой книги в меньшей степени, чем фильтр, определенный фиг.7-11. Соответственно, фильтры по фиг.7-11 и по фиг.12-16 определяют различные уровни фильтрации антиразреженности.

Низкое значение усиления адаптивной кодовой книги указывает на то, что составляющая адаптивной кодовой книги реконструированного сигнала возбуждения (выходного сигнала со схемы суммирования 210) будет относительно мала, тем самым обуславливая увеличение относительно большого вклада, вносимого постоянной (т.е. алгебраической) кодовой книгой 21. Ввиду упомянутой разреженности записей постоянной кодовой книги было бы предпочтительным выбрать фильтр антиразреженности по фиг.7-11, вместо фильтра по фиг.12-16, так как фильтр по фиг.7-11 обеспечивает более значительную модификацию блока выборок, чем фильтр по фиг.12-16. При более высоких значениях усиления адаптивной кодовой книги вклад, вносимый постоянной кодовой книгой, относительно меньше, так что может быть использован фильтр по фиг.12-16, обеспечивающий меньшую степень модификации антиразреженности.

Таким образом, настоящее изобретение обеспечивает возможность использования локальной характеристики заданного сегмента речевого сигнала для определения того, следует ли модифицировать характеристику разреженности, связанную с данным сегментом, и если следует, то в какой степени это требуется.

Свертка, выполняемая фильтром антиразреженности по фиг.6, может представлять собой также линейную свертку, которая обеспечивает более сглаженный характер операции, поскольку при этом исключаются эффекты поблочной обработки. Кроме того, хотя в вышеприведенных примерах описана поблочная обработка, для реализации изобретения на практике такая поблочная обработка не требуется, а она является всего лишь характеристикой обычного речевого кодера/декодера с линейным предсказанием с кодовым возбуждением, показанного в примерах.

Может использоваться вариант замкнутого контура рассматриваемого способа. В этом случае кодер учитывает модификацию, осуществляемую в рамках операции антиразреженности, при поиске в кодовой книге. Это дает улучшенные характеристики ценой увеличения сложности обработки. Операция круговой или линейной свертки может быть реализована путем умножения матрицы фильтрации, сформированной из обычного импульсного отклика фильтра поиска посредством матрицы, которая определяет фильтр антиразреженности (с использованием линейной или круговой свертки).

Фиг.17 иллюстрирует другой пример оператора антиразреженности ОАР по фиг.1. В примере, представленном на фиг.17, фильтр антиразреженности, подобный показанному на фиг.5, принимает входной сигнал А, и выходной сигнал фильтра антиразреженности умножается в блоке 170 на коэффициент усиления g₂. Шумоподобный сигнал m(n), показанный на фиг.3 и 4, умножается на коэффициент усиления g₁, и выходные сигналы умножителей 170 и 172 суммируются в блоке 174 для формирования выходного сигнала В. Коэффициенты усиления g₁ и g₂ могут быть определены, например, следующим образом. Коэффициент усиления g₁ может быть определен сначала одним из способов, описанных выше со ссылками на фиг.3, и затем коэффициент усиления g₂ может быть определен как функция коэффициента усиления g₁. Например, коэффициент усиления g₂ может изменяться инверсно с изменением коэффициента g₁. Как вариант, коэффициент усиления g₂ может быть определен тем же самым способом, что и коэффициент усиления по фиг.3, и затем коэффициент усиления ₁ может быть определен как функция коэффициента усиления g₂, например коэффициент усиления g₁ может изменяться инверсно с изменением коэффициента g₂.

В возможном примере выполнения устройства по фиг.17 используется фильтр антиразреженности, иллюстрируемый фиг.12-16; коэффициент усиления g₂=1; m(n) получается путем нормировки гауссова распределения шума N(0,1) по фиг.4 для получения уровня энергии, равного записям в кодовой книге, и установкой частоты отсечки фильтра верхних частот по фиг.4 на 200 Гц; коэффициент усиления g₁ равен 80% относительно коэффициента усиления постоянной кодовой книги.

Фиг.18 иллюстрирует пример способа обеспечения модификации антиразреженности в соответствии с изобретением. Это может быть осуществлено автономно (в “офлайновом” режиме) или адаптивно в процессе обработки речевого сигнала. Например, в алгебраических кодовых книгах и в мультифазных кодовых книгах выборки могут быть выбраны близкими друг к другу или разнесенными, что приводит в результате к варьированию разреженности; в то время как в регулярной кодовой книге расстояние между выборками фиксировано, так что разреженность постоянна. Этот этап также может быть выполнен автономно или адаптивно в процессе обработки речевого сигнала, как описано выше. В качестве другого примера адаптивного определения уровня антиразреженности можно отметить вариант, когда импульсный отклик (см. фиг.6, 9 и 14) может изменяться от блока к блоку. В блоке 185 выбранный уровень модификации антиразреженности применяется к сигналу.

Для специалистов в данной области техники должно быть ясно, что варианты, описанные выше со ссылками на фиг.1-18, могут быть легко реализованы с использованием, например, соответственно запрограммированного цифрового процессора сигналов или иного процессора обработки данных, и могут, как вариант, быть реализованы с использованием, например, соответствующим образом запрограммированного цифрового процессора сигналов или иного процессора обработки данных в комбинации с дополнительными внешними схемами, соединенными с таким процессором.

Хотя возможные варианты осуществления настоящего изобретения описаны выше детально, однако они не ограничивают объем изобретения, которое может быть практически реализовано множеством различных вариантов.

Формула изобретения

1. Устройство для снижения разреженности во входном цифровом сигнале, который включает в себя первую последовательность значений выборок, содержащее вход для приема входного цифрового сигнала, оператор антиразреженности, связанный с упомянутым входом и обеспечивающий в ответ на входной цифровой сигнал формирование выходного цифрового сигнала, который включает в себя другую последовательность значений выборок, причем упомянутая другая последовательность значений выборок имеет большую плотность ненулевых значений выборок, чем первая последовательность значений выборок, и выход, связанный с оператором антиразреженности для получения от него упомянутого выходного цифрового сигнала.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что оператор антиразреженности содержит схему суммирования входного цифрового сигнала с шумоподобным сигналом.

3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что оператор антиразреженности содержит фильтр, связанный с упомянутым входом, для фильтрации входного цифрового сигнала.

4. Устройство по п.3, отличающееся тем, что упомянутый фильтр является всечастотным фильтром.

5. Устройство по п.3, отличающееся тем, что упомянутый фильтр использует круговую свертку или линейную свертку для фильтрации соответствующих блоков значений выборок в упомянутой первой последовательности значений выборок.

6. Устройство по п.3, отличающееся тем, что упомянутый фильтр модифицирует фазовый спектр упомянутого входного цифрового сигнала, но сохраняет его амплитудный спектр существенно неизменным.

7. Устройство по п.1, отличающееся тем, что оператор антиразреженности содержит сигнальный тракт от упомянутого входа к упомянутому выходу, причем указанный сигнальный тракт содержит фильтр, а также оператор антиразреженности содержит схему для суммирования шумоподобного сигнала с сигналом, передаваемым посредством упомянутого сигнального тракта.

8. Устройство по п.7, отличающееся тем, что упомянутый фильтр представляет собой фазовый фильтр.

9. Устройство по п.7, отличающееся тем, что упомянутый фильтр использует круговую свертку или линейную свертку для фильтрации соответствующих блоков значений выборок в упомянутой первой последовательности значений выборок.

10. Устройство по п.7, отличающееся тем, что упомянутый фильтр модифицирует фазовый спектр упомянутого входного цифрового сигнала, но сохраняет его амплитудный спектр существенно неизменным.

11. Устройство для обработки информации акустического сигнала, содержащее вход для приема информации акустического сигнала, устройство кодирования, связанное с упомянутым входом и обеспечивающее в ответ на упомянутую информацию выдачу цифрового сигнала, включающего в себя первую последовательность значений выборок, оператор антиразреженности, имеющий вход, связанный с упомянутым устройством кодирования и обеспечивающий в ответ на упомянутый цифровой сигнал формирование выходного цифрового сигнала, который включает в себя другую последовательность значений выборок, причем упомянутая другая последовательность значений выборок имеет большую плотность ненулевых значений выборок, чем первая последовательность значений выборок.

12. Устройство по п.11, отличающееся тем, что упомянутое устройство кодирования включает в себя множество кодовых книг, схему суммирования и фильтр синтеза, причем упомянутые кодовые книги имеют соответствующие выходы, связанные с соответствующими входами упомянутой схемы суммирования, выход которой связан с входом фильтра синтеза.

13. Устройство по п.12, отличающееся тем, что вход оператора антиразреженности связан с одним из выходов кодовых книг.

14. Устройство по п.12, отличающееся тем, что вход оператора антиразреженности связан с выходом упомянутой схемы суммирования.

15. Устройство по п.12, отличающееся тем, что вход оператора антиразреженности связан с выходом упомянутого фильтра синтеза.

16. Устройство по п.12, отличающееся тем, что устройство кодирования представляет собой кодер, а информация акустического сигнала включает акустический сигнал.

17. Устройство по п.12, отличающееся тем, что устройство кодирования представляет собой декодер, а информация акустического сигнала включает в себя информацию, из которой может быть восстановлен акустический сигнал.

18. Способ снижения разреженности во входном цифровом сигнале, который включает в себя первую последовательность значений выборок, включающий прием входного цифрового сигнала, формирование в ответ на входной цифровой сигнал выходного цифрового сигнала, который включает в себя вторую последовательность значений выборок, причем указанная вторая последовательность значений выборок имеет более высокую плотность ненулевых значений выборок, чем первая последовательность значений выборок, и выдачу на выход выходного цифрового сигнала.

19. Способ по п.18, отличающийся тем, “что на этапе формирования осуществляют фильтрацию входного цифрового сигнала.

20. Способ по п.19, отличающийся тем, что при фильтрации используют фазовый фильтр.

21. Способ по п.19, отличающийся тем, что при фильтрации используют круговую свертку или линейную свертку для фильтрации соответствующих блоков значений выборок в первой последовательности значений выборок.

22. Способ по п.19, отличающийся тем, что при фильтрации модифицируют фазовый спектр входного цифрового сигнала, но сохраняют его амплитудный спектр по существу неизменным.

23. Способ по п.18, отличающийся тем, что на этапе формирования осуществляют фильтрацию первого сигнала для получения отфильтрованного сигнала и суммирование шумоподобного сигнала с упомянутым первым сигналом или упомянутым отфильтрованным сигналом.

24. Способ по п.23, отличающийся тем, что при фильтрации используют фазовый фильтр.

25. Способ по п.23, отличающийся тем, что при фильтрации используют круговую свертку или линейную свертку для фильтрации соответствующих блоков значений выборок в первой последовательности значений выборок.

26. Способ по п.23, отличающийся тем, что при фильтрации модифицируют фазовый спектр входного цифрового сигнала, но сохраняют его амплитудный спектр по существу неизменным.

27. Способ по п.18, отличающийся тем, что на этапе формирования осуществляют суммирование шумоподобного сигнала с входным цифровым сигналом.

28. Способ обработки информации акустического сигнала, включающий прием информации акустического сигнала, формирование в ответ на указанную информацию цифрового сигнала, включающего в себя первую последовательность значений выборок, и формирование в ответ на указанный цифровой сигнал выходного цифрового сигнала, который включает в себя вторую последовательность значений выборок, имеющую более высокую плотность ненулевых значений выборок, чем в первой последовательности значений выборок.

РИСУНКИРисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3, Рисунок 4, Рисунок 5, Рисунок 6, Рисунок 7, Рисунок 8, Рисунок 9, Рисунок 10, Рисунок 11, Рисунок 12, Рисунок 13, Рисунок 14, Рисунок 15, Рисунок 16, Рисунок 17, Рисунок 18, Рисунок 19, Рисунок 20