Абонентский блок и способ его использования в беспроводной системе связи

 

Изобретение раскрывает способ кодирования сигнала и устройство для его осуществления, используемые в абонентском блоке беспроводной системы связи. В способе кодирования сигнала с переменной скоростью передачи генерируют кадр, имеющий постоянное количество символов. С этой целью перемежают исходный кадр кодовых символов для получения последовательности перемеженных символов, повторяют последовательность перемеженных символов несколько раз, присоединяют часть последовательности перемеженных символов. При этом количество повторений и размер части последовательности перемеженных символов основаны на количестве кодовых символов в исходном кадре кодовых символов. 2 н. и 27 з.п.ф-лы, 14 ил., 7 табл.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к абонентскому блоку и способу его использования в беспроводной системе связи.

Уровень техники

В беспроводных системах связи, включая сотовые и спутниковые системы связи, а также системы двухпунктовой (прямой) связи, используется беспроводная линия связи на основе модулированного радиочастотного (РЧ) сигнала для передачи данных между двумя системами. Использование беспроводной линии связи желательно по многим причинам, в том числе из-за возросшей мобильности и пониженных требований к инфраструктуре по сравнению с проводными системами связи. Одним из недостатков беспроводной линии связи является ее ограниченная пропускная способность вследствие ограниченной ширины доступной полосы радиочастот (РЧ). Напротив, в проводных системах связи такого ограничения нет, поскольку их пропускную способность можно увеличить путем установки дополнительных проводных соединений.

С учетом ограничений, присущих РЧ полосе, были разработаны различные способы обработки сигналов, повышающие эффективность использования беспроводной системой связи доступной РЧ полосы. Широко распространенным примером подобной эффективной обработки сигнала в полосе частот является стандарт для интерфейса в эфире IS-95 и его модификации, такие как IS-95-A и ANSI J-STD-008 (определяемые ниже под общей ссылкой как стандарт IS-95), опубликованные Ассоциацией промышленности средств связи (TIA) и используемые главным образом в сотовых системах электросвязи. Стандарт IS-95 включает использование способов модуляции сигнала с множественным доступом и кодовым разделением каналов (МДКР) для одновременной передачи множества сообщений в одной и той же РЧ полосе. Передача множества сообщений в одной и той же полосе частот в сочетании с комплексным управлением мощностью позволяет увеличить общее количество вызовов и других сообщений, которые могут передаваться в беспроводной системе связи, среди прочего за счет многократного использования частоты, что отсутствует в других способах беспроводной электросвязи. Использование способов МДКР в системе связи с множественным доступом, раскрытых в Патенте США №4901307 "SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" и Патенте США №5103459 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", при этом оба патента включены сюда по ссылке и принадлежат правоприемнику настоящего изобретения.

На фиг.1 представлена сильно упрощенная схема сотовой телефонной системы с конфигурацией, обеспечивающей использование стандарта IS-95. Во время работы набор абонентских пунктов 10a-d осуществляет беспроводную связь путем установления одного или более РЧ интерфейсов с одной или более наземными станциями 12a-d, используя модулированные РЧ сигналы с МДКР. Каждый РЧ интерфейс между базовой станцией 12 и абонентским блоком 10 включает в себя сигнал прямой линии связи, передаваемый от базовой станции 12, и сигнал обратной линии связи, передаваемый от абонентского блока. При использовании этих интерфейсов связь с другим пользователем обычно выполняется с помощью центра коммутации мобильной телефонной связи (ЦКМ) 14 и коммутируемой телефонной сети общего пользования (КТСОП) 16. Линии связи между базовыми станциями 12, ЦКМ 14 и КТСОП 16 обычно выполняются в виде проводных соединений, хотя также известны случаи использования для этой цели дополнительных РЧ или микроволновых линий связи.

Согласно стандарту IS-95 каждый абонентский блок 10 передает данные пользователя посредством сигнала одноканальной некогерентной обратной линии связи с максимальной скоростью передачи данных 9,6 или 14,4 кбит/с в зависимости от той установленной скорости, которая выбрана из набора установленных скоростей. Некогерентная линия связи - это линия, в которой принимающая система не использует информацию о фазе. Когерентная линия связи - это линия, где приемник в процессе обработки использует имеющуюся у него информацию о фазе несущих. Информацию о фазе обычно получают из контрольного сигнала (пилот-сигнала), однако оценить значение фазы можно также на основе передаваемых данных. Стандарт IS-95 также устраивает набор из шестидесяти четырех кодов Уолша, каждый из которых содержит шестьдесят четыре элемента (чипа) для использования в прямой линии связи.

Использование сигнала одноканальной некогерентной обратной линии связи, обеспечивающего согласно стандарту IS-95 максимальную скорость передачи 9,6 или 14,4 кбит/с, хорошо подходит для беспроводной сотовой системы связи, в которой типичный сеанс связи представляет собой передачу оцифрованной речи или цифровых данных с более низкой скоростью передачи, к примеру факсимильных данных. Некогерентный канал для линии обратной связи был выбран потому, что в системе, где связь с базовой станцией 12 для каждой выделенной полосы частот 1,1288 МГц могут осуществлять до 80 абонентских блоков 10, обеспечивая при этом необходимые контрольные данные при передаче от каждого абонентского блока 10, у такого набора абонентских блоков 10 существенно возрастают уровень взаимных помех. Также на скоростях передачи данных 9,6 или 14,4 кбит/с отношение мощности передачи контрольных данных к мощности передачи данных пользователя оказывается весьма значительным, из-за чего также возрастают помехи между абонентскими блоками. Использование сигнала одноканальной обратной линии связи продиктовано тем, что выполнение одновременно только одного вида связи согласуется с использованием проводных телефонов и именно на этой концепции основана современная беспроводная сотовая связь. Кроме того, обработка сигналов при наличии одного канала не так сложна, как в случае с несколькими каналами.

С прогрессом в технологиях цифровой связи следует ожидать существенного повышения требований к беспроводной передачи данных для таких прикладных областей, как интерактивный просмотр файлов и телеконференции. Эта тенденция приведет к изменению характера использования беспроводных систем связи и условий функционирования соответствующих интерфейсов. В частности, данные будут передаваться с более высокими максимальными скоростями и в более широком диапазоне возможных скоростей. Также возможно понадобится более надежная переда, так как ошибки при передаче данных менее терпимы, чем ошибки при передаче аудиоинформации. Вдобавок при возросшем количестве типов данных возникнет потребность в одновременной передаче данных множества типов. Например, в процессе поддержания аудио- или видеоинтерфейса может возникнуть необходимость обменяться файлом данных. Кроме того, с возрастанием скорости передачи от абонентского блока количество осуществляющих связь с базовой станцией 12 абонентских блоков 10, приходящихся на РЧ полосу данной ширины, уменьшится, поскольку повышение скорости передачи данных приведет к тому, что та же самая пропускная способность базовой станции сможет быть достигнута уже при меньшем количестве абонентских блоков 10. В некоторых слоях может оказаться так, что используемая в настоящее время обратная линия связи IS-95 не сможет быть до конца адаптирована к такого рода изменениям. Таким образом, настоящее изобретение относится к созданию интерфейса с МДКР с более высокой скоростью передачи данных и эффективностью использования ширины полосы, посредством которого можно будет осуществить множество видов связи.

Сущность изобретения

Согласно одному аспекту в изобретении предлагается абонентский блок либо другой передатчик для использования в беспроводной системе связи, причем абонентский блок включает: множество информационных источников для выдачи информационных данных; кодер для кодирования информационных данных; множество источников управления для выдачи данных управления и модулятор для модулирования закодированных информационных данных и данных управления от одного или более источников управления из множества источников управления в соответствии с разными модулирующими кодами для передачи на несущей, в котором модулятор устроен так, что он комбинирует закодированные информационные данные от одного информационного источника и закодированные данные управления, прежде чем они выводятся для передачи.

Согласно другому аспекту в изобретении предусмотрена базовая станция либо другой приемник для использования в беспроводной системе связи, причем базовая станция включает приемник для приема несущей и выделения из нее закодированных информационных данных от множества информационных источников, модулированных соответствующими разными модулирующими кодами, и данных управления от множества источников управления, причем данные управления (в единственном или множественном числе) модулируются соответствующими разными модулирующими кодами и закодированные информационные данные от одного информационного источника комбинируются с закодированными данными управления; демодулятор для демодуляции закодированных информационных данных и данных управления исходя из соответствующих разных модулирующих кодов и декодер для кодирования закодированной информации и данных управления.

Согласно еще одному аспекту в изобретении предлагается способ для передачи данных управления, основных данных и дополнительных данных от первого абонентского блока из набора абонентских блоков на базовую станцию, связанную с набором абонентских блоков, включающий: (а) модуляцию дополнительных данных первым кодом Уолша; (б) модуляцию основных данных вторым кодом Уолша и (в) модуляцию данных управления третьим кодом Уолша, в котором первый код Уолша короче второго кода Уолша, а второй код Уолша короче третьего кода Уолша.

Согласно следующему аспекту в изобретении предлагается способ передачи данных от абонентского блока для использования в беспроводной системе связи, причем способ включает: прием информационных данных от множества информационных источников; кодирование информационных данных; прием данных управления от множества источников управления и модуляцию закодированных информационных данных и данных управления от одного или более источников управления из множества источников управления соответствующими разными модулирующими кодами для передачи на несущей, в котором закодированные информационные данные от одного информационного источника объединяются с закодированными данными управления прежде, чем они выводятся для передачи.

Согласно одному варианту изобретения создается набор абонентских каналов с индивидуальной регулировкой усиления путем использования набора ортогональных субканальных кодов, имеющих небольшое количество ПС расширяющих элементов на один период ортогонального сигнала. Данные, передаваемые через один из каналов передачи, подвергаются низкоскоростному кодированию с исправлением ошибок, а затем они перед модуляцией одним из субканальных кодов последовательно повторяются, подвергаются регулировке усиления и суммируются с данными, модулированными с использованием других субканальных кодов. Результирующие суммарные данные модулируются с использованием длинного кода пользователя и псевдослучайного расширяющего кода (ПС кода) и преобразуются с повышением частоты для выполнения передачи. Использование коротких ортогональных кодов обеспечивает подавление помех, позволяя при этом выполнять кодирование с исправлением ошибок и повторение для временного разнесения, чтобы преодолеть рэлеевское замирание - явление, с которым часто сталкиваются в наземных беспроводных системах. В предложенном иллюстративном варианте изобретения набор субканальных кодов состоит из четырех кодов Уолша, каждый из которых ортогонален остальному набору и имеет продолжительность, соответствующую четырем элементам. Предпочтительно использовать небольшое число (например, четыре) субканала, так как это позволяет применять более короткие ортогональные коды; хотя использование большего количества каналов и, следовательно, более длинных кодов также не противоречит изобретению. В другом варианте изобретения длина или количество элементов в каждом канальном коде выбираются разными, чтобы дополнительно уменьшить отношение пиковой мощности передачи к средней.

В предпочтительном иллюстративном варианте изобретения контрольные данные передаются по первому из каналов передачи, а данные управления мощностью передаются по второму каналу передачи. Остальные два канала передачи используются для передачи неспециализированных цифровых данных, включая данные пользователя, данные сигнализации, либо и то и другое. В иллюстративном варианте конфигурация двух неспециализированных каналов передачи приспособлена для модуляции типа ДПФМ (двухпозиционная фазовая манипуляция) и передачи по квадратурному каналу.

Краткое описание чертежей

Признаки цели и преимущества настоящего изобретения станут более очевидными из нижеследующего подробного описания варианта его осуществления вместе с чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции идентифицируют соответствующие элементы на всех чертежах и где:

фиг.1 - блок-схема системы сотовой телефонной связи;

фиг.2 - блок-схема абонентского блока и базовой станции, конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения;

фиг.3 - блок-схема канального кодера ДПФМ и канального кодера ФМЧС (фазовая манипуляция с четвертичными сигналами), конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения;

фиг.4 - блок-схема системы обработки сигнала передачи, конфигурация которой соответствует иллюстративному варианту изобретения;

фиг.5 - блок-схема системы обработки сигнала приема, конфигурация которой соответствует иллюстративному варианту изобретения;

фиг.6 - блок-схема системы "пальцевой" обработки (finger processing), конфигурация которой соответствует одному варианту изобретения;

фиг.7 - блок-схема канального декодера ДПФМ и канального декодера ФМЧС, конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения;

фиг.8 - блок-схема системы обработки сигнала передачи, конфигурация которой соответствует второму иллюстративному варианту изобретения;

фиг.9 - блок-схема системы "пальцевой" обработки, конфигурация которой соответствует одному варианту изобретения;

фиг.10 - блок-схема системы обработки сигнала передачи, конфигурация которой соответствует другому варианту изобретения;

фиг.11 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для основного канала, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения;

фиг.12 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для основного канала, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения;

фиг.13 – блок-схема процесса кодирования, выполняемого для дополнительного канала, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения;

фиг.14 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для канала управления, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения.

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Новый и улучшенный способ и устройство для высокоскоростной беспроводной связи с использованием МДКР описаны применительно к части системы сотовой электросвязи, относящейся к передаче по обратной линии связи. Хотя изобретение можно приспособить для использования при передаче по обратной линии связи радиально-узловой многопунктовой системы сотовой связи, данное изобретение в равной степени применимо и для передач по прямой линии связи. Вдобавок, настоящее изобретение принесет пользу при его включении во многие другие беспроводные системы связи, в том числе спутниковые беспроводные системы связи, двухпунктовые беспроводные системы связи и системы, передающие радиочастотные сигналы с использованием коаксиальных или других широкополосных кабелей.

На фиг.2 показана блок-схема передающей и приемной систем, выполненных в виде абонентского блока 100 и базовой станции 120. Первый набор данных (данные ДПФМ) принимается канальным кодером ДПФМ 103, который генерирует поток кодовых символов с конфигурацией, приспособленной для выполнения ДПФМ, при этом указанный поток принимается модулятором 104. Второй набор данных (данные ФМЧС) принимается канальным кодером ФМЧС 102, который генерирует поток кодовых символов с конфигурацией, приспособленной для модуляции ФМЧС, при этом указанный поток также принимается модулятором 104. Модулятор 104 получает также данные управления мощностью и контрольные данные, которые модулируются наряду с закодированными данными ДПФМ и ФМЧС в соответствии со способами множественного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР), для генерации набора символов модуляции, принимаемых системой обработки РЧ 106. Система обработки РЧ 106 фильтрует и преобразует с повышением частоты набор символов модуляции в частоту несущей для передачи на базовую станцию 120 с использованием антенны 108. Хотя здесь показан только один абонентский блок, на самом деле с базовой станцией 120 могут осуществлять связь множество абонентских блоков.

В базовой станции 120 система обработки РЧ 122 принимает через антенну 121 передаваемые РЧ сигналы и выполняет полосовую фильтрацию, преобразование с понижением частоты до полосы частот модулирующих сигналов и оцифровку (преобразование в цифровую форму). Демодулятор 124 принимает оцифрованные сигналы и выполняет демодуляцию в соответствии со способами МДКР для получения данных "мягкого решения" ДПФМ и ФМЧС. Канальный декодер ДПФМ 128 декодирует данные "мягкого решения" ДПФМ, принимаемые от демодулятора 124, получая наилучшую оценку данных ДПФМ, а канальный декодер ФМЧС 126 декодирует данные "мягкого решения" ФМЧС, принимаемые от демодулятора 124, получая наилучшую оценку данных ФМЧС. После этого наилучшая оценка первого и второго наборов данных доступна для дальнейшей обработки или направления к следующему месту назначения, а полученные данные для управления мощностью используются либо непосредственно, либо после декодирования для регулировки мощности передачи того канала прямой связи, который используется для передачи данных абонентскому блоку 100.

На фиг.3 показана блок-схема канального кодера ДПФМ 103 и канального кодера ФМЧС 102, конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения. В канальном кодере ДПФМ 103 данные ДПФМ принимаются генератором контрольных сумм КИЦК (контроль с помощью избыточного циклического кода) 130, который генерирует контрольную сумму для каждого 20-миллисекундного кадра первого набора данных. Кадр данных наряду с контрольной суммой КИЦК принимается генератором хвостовых битов 132, который добавляет к концу хвостовые биты, содержащие восемь логических нулей на конце каждого кадра, чтобы обеспечить известное состояние в конце каждого процесса декодирования. Затем кадр, включающий хвостовые биты кода и контрольную сумму КИЦК, принимается сверточным кодером 134, который выполняет сверточное кодирование с длиной кодового ограничения (К) 9 и скоростью (R) 1/4, генерируя тем самым кодовые символы со скоростью, в четыре раза превышающей скорость на входе кодера (Е_R). В качестве альтернативы выполняют кодирование с другими скоростями, включая скорость 1/2, но использование скорости 1/4 более предпочтительно ввиду того, что при этом получается оптимальное соотношение сложности и эффективности. Блочный перемежитель 136 выполняет перемежение бит на кодовых символах, чтобы обеспечить временное разнесение для более надежной передачи в условиях быстрого замирания. Получившиеся в результате перемещения символы принимаются повторителем с изменяемой стартовой точкой 138, который повторяет последовательность перемежающихся символов достаточное количество раз N_R, чтобы обеспечить поток символов с постоянной скоростью, который соответствует выходящим кадрам, имеющим постоянное количество символов. Повторение последовательности символов также увеличивает временное разнесение данных, необходимое для преодоления замирания. В иллюстративном варианте постоянное количество символов равно 6144 для каждого кадра, что дает значение скорости передачи символов 307,2 килосимволов в секунду (кс/с). Повторитель 138, начиная повторение, использует также разные стартовые точки для каждой последовательности символов. Если значение N_R , необходимое для генерации 6144 символов на кадр, не является целым числом, то заключительное повторение выполняется только для части последовательности символов. Результирующий набор повторяемых символов принимается преобразователем ДПФМ 139, который генерирует поток кодовых символов ДПФМ (ДПФМ), имеющих значения +1 и -1, для выполнения ДПФМ модуляции. В альтернативном варианте повторитель 138 размещается перед блочным перемежителем 136, так что блочный перемежитель 136 получает одно и тоже количество символов для каждого кадра.

В канальном кодере ФМЧС 102 данные ФМЧС принимаются генератором контрольных сумм КИЦК 140, который генерирует контрольную сумму для каждого 20-миллисекундного кадра.

Кадр, включающий контрольную сумму КИЦК, принимается генератором кодовых хвостовых бит 142, который добавляет набор из восьми хвостовых бит, имеющих значения логических нулей, к концу кадра. Кадр, включающий теперь кодовые хвостовые биты и контрольную сумму КИЦК, принимается сверточным кодером 144, который выполняет сверточное кодирование с К=9, R=1/4, генерируя кодовые символы со скоростью, в четыре раза превышающей скорость на входе кодера (Е_R). Блочный перемежитель 146 выполняет перемежение бит в кодовых символах, а результирующие перемежающиеся символы принимаются повторителем с изменяемой силовой точкой 148. Повторитель с изменяемой стартовой точкой 148, используя для каждого повторения разные стартовые точки в последовательности символов, повторяет последовательность перемежающихся символов достаточное число раз N_R, генерируя 12288 символов для каждого кадра, что дает значение скорости передачи кодовых символов 614,4 килосимволов в секунду (кс/с). Если N_R не целое число, то заключительное повторение выполняется только для части последовательности символов. Результирующие повторяющиеся символы принимаются преобразователем ФМЧС 149, который генерирует поток кодовых символов ФМЧС, имеющий конфигурацию, обеспечивающую выполнение модуляции ФМЧС, и содержащий поток кодовых символов ФМЧС в фазе со значениями +1 и -1 (ФМЧС ₁) и квадратурный (сдвинутый по фазе на 90 градусов) поток кодовых символов ФМЧС со значениями +1 и -1 (ФМЧС_Q ). В альтернативном варианте повторитель 148 размещают перед блочным перемежителем 146, так что блочный перемежитель 146 получает одно и то же количество символов для каждого кадра.

На фиг.4 показана блок-схема модулятора 104 по фиг.2 с конфигурацией, соответствующей иллюстративному варианту изобретения. Каждый символ ДПФМ из канального кодера ДПФМ 103 модулируется кодом Уолша W₂ с использованием умножителя 150b, а каждый символ ФMЧC₁ и ФМЧС_Q из канального кодера ФМЧС 102 модулируется кодом Уолша W₃ с использованием умножителей 150с и 154d. Данные управления мощностью (УМ) модулируются кодом Уолша W₁, с использованием умножителя 150а. Регулятор усиления 152 получает контрольные данные (КОНТР), которые предпочтительно имеют логический уровень, соответствующий положительному напряжению, и регулирует амплитуду в соответствии с коэффициентом регулировки усиления А₀. Сигнал КОНТР не несет данных пользователя, а обеспечивает базовую станцию информацией о фазе и амплитуде, так что базовая станция может когерентно демодулировать данные, передаваемые по остальным субканалам, и масштабировать выходные значения "мягкого решения" для их комбинирования. Регулятор усиления 154 регулирует амплитуду данных управления мощностью, модулированных кодом Уолша W₁, в соответствии с коэффициентом регулировки усиления A₁, a регулятор усиления 156 регулирует амплитуду канальных данных ДПФМ, модулированных кодом Уолша W₂ в соответствии с переменной усиления А₂. Регуляторы усиления 158а и 158b в соответствии с коэффициентом регулировки усиления А₃ регулируют амплитуду символов ФМЧС в фазе и квадратурных, модулированных соответственно кодом Уолша W₃. Четыре кода Уолша, используемые в предпочтительном варианте изобретения, показаны в таблице I.

Специалистам в данной области техники очевидно, что код W₀ совершенно не подходит для модуляции и, как показано, соответствует обработке контрольных данных. Данные управления мощностью модулируются кодом W₁, данные ДПФМ-кодом W₂, а данные ФМЧС-кодом W₃. После модуляции соответствующим кодом Уолша контрольные данные, данные управления мощностью и данные ДПФМ передаются в соответствии со способами ДПФМ, а данные ФМЧС (ФМЧС_I и ФМЧС_Q) - в соответствии со способами ФМЧС, как описано ниже. Следует также иметь в виду, что нет необходимости использовать каждый ортогональный код, а в альтернативном варианте изобретения, где для пользователя предусмотрен только один канал, используются только три из четырех кодов Уолша.

Использование коротких ортогональных кодов требует генерации меньшего количества элементов на один символ и, следовательно, дает возможность выполнения более широкого кодирования и повторения по сравнению с системами, в которых используются более длинные коды Уолша. Такое более широкое кодирование и повторение обеспечивает защиту от рэлеевского замирания, которое является главным источником ошибок в наземных системах связи. Использование другого количества кодов и кодов другой длины согласуется с настоящим изобретением, однако использование набора из большего числа кодов Уолша с большей длиной уменьшает эффективность защиты от замирания. Использование четырехэлементных кодов считается оптимальным, поскольку четыре канала обеспечивают существенную гибкость при передаче различных типов данных, как показано ниже, при сохранении короткой длины кода.

Сумматор 160 суммирует результирующие символы модуляции с отрегулированной амплитудой, поступающие от регуляторов усиления 152, 154, 156 и 158а, генерируя суммарные символы модуляции 161. ПС расширяющие коды ПC_I и ПС_Q расширяются путем умножения на длинный код 180 с использованием умножителей 162а и 162b. Результирующие псевдослучайные коды, обеспечиваемые умножителями 162а и 162b, используются для модуляции суммарных символов модуляции 161 и квадратурных символов ФМЧС_Q 163 с отрегулированным усилением посредством комплексного умножения с использованием умножителей 164a-d и сумматоров 166а и 166b. Затем результирующая составляющая в фазе X_I и квадратурная составляющая X_Q фильтруются (фильтрация не показана) и преобразуются с повышением частоты до частоты несущей в системе обработки РЧ 106, показанной в сильно упрощенном виде, с использованием умножителей 168 и двух синусоид: в фазе и сдвинутой на 90 градусов. В альтернативном варианте изобретения также может быть использовано преобразование ФМЧС с повышением частоты и сдвигом. Результирующие сигналы с повышенной частотой, в фазе и квадратурный суммируются с использованием сумматора 170 и усиливаются главным усилителем 172 в соответствии с главным коэффициентом регулировки A_M для генерации сигнала s(t), который передается на базовую станцию 120. В предпочтительном варианте изобретения сигнал расширяется и фильтруется в полосе 1,2288 МГц, чтобы сохранить совместимость с полосой пропускания существующих каналов МДКР.

Обеспечивая множество ортогональных каналов, по которым могут передаваться данные, а также используя повторители с регулируемой частотой, которые уменьшают количество повторений N_R, выполняемых в соответствии с высокими скоростями данных на входе, вышеописанный способ и система обработки сигналов передачи позволяет одному абонентскому блоку либо другой системе передачи передавать данные с различными скоростями передачи данных. В частности, уменьшая частоту повторений N_R , выполняемых повторителями с изменяемой стартовой точкой 138 или 148 по фиг.3, можно поддерживать более высокую скорость E _R на входе кодера. В альтернативном варианте изобретения сверточное кодирование со скоростью 1/2 выполняется при увеличенной вдвое частоте повторения N_R. Набор скоростей кодера Е_R, поддерживаемый различными частотами повторения N_R и скоростями кодирования R, равными 1/4 и 1/2 для канала ДПФМ и канала ФМЧС, показаны в таблицах II и III соответственно.

В таблицах II и III показано, что путем подбора количества повторений последовательностей N_R можно поддерживать самые различные скорости передачи данных, включая высокие скорости передачи данных, когда скорость на входе кодера E_R соответствует скорости передачи данных минус константа, необходимая для передачи КИЦК кодовых хвостовых бит и любой другой дополнительной служебной информации. Из таблиц II и III также видно, что ФМЧС модуляцию можно использовать для повышения скорости передачи данных. Обычно используемые скорости снабжаются метками, к примеру "Высокая скорость - 72" и "Высокая скорость - 32". Скорости, отмеченные как Высокая скорость - 72, Высокая скорость - 64 и Высокая скорость – 32, имеют скорости трафика 72, 64 и 32 кбит/с соответственно, причем для сигнализации и других данных управления они мультиплексируются соответственно со скоростями 3,6, 5,2 и 5,2 кбит/с. Скорости RS1 - Полная скорость и RS2 - Полная скорость соответствуют скоростям, используемым в системах связи, работающим согласно стандарту IS-95, что также весьма полезно с точки зрения совместимости. "Нулевая" скорость соответствует передаче одного бита и используется для индикации разрушения кадра, что также является частью стандарта IS-95.

Скорость передачи данных может быть также увеличена путем одновременной передачи данных по двум или более каналам из множества ортогональных каналов, выполняемой либо вдобавок, либо вместо увеличения скорости передачи посредством уменьшения частоты повторения N_R. Например, мультиплексор (не показан) может разбить один источник данных на множество источников данных, предаваемых по множеству субканалов данных. Тогда общая скорость передачи может быть увеличена либо путем передачи по конкретному каналу с более высокой скоростью, либо путем выполнения множества передач одновременно по множеству каналов, либо и то и другое, пока не будет превышена пропускная способность приемной системы по обработке сигналов и станет неприемлемой частота появления ошибок, либо не будет достигнут максимум мощности передачи передающей системы.

Обеспечение множества каналов повышает также гибкость при передаче данных различных типов. Например, канал ДПФМ может быть предназначен для речевой информации, а канал ФМЧС - для передачи цифровых данных. Этот вариант может быть обобщен далее путем выделения одного канала для передачи данных, зависящих от времени, к примеру речи, отличающейся более низкой скоростью передачи, и выделения другого канала для передачи данных, менее зависящих от времени, к примеру цифровых файлов. В этом варианте перемежение может выполняться более крупными блоками для данных, менее зависящих от времени, чтобы дополнительно увеличить временное разнесение. В другом варианте изобретения канал ДПФМ выполняет основную передачу данных, а канал ФМЧС выполняет передачу переполнения. Использование ортогональных кодов Уолша исключает или существенно уменьшает взаимные помехи в наборе каналов, по которым идет передача от абонентского блока, в результате чего минимизируется энергия передачи, необходимая для успешного приема этих каналов на базовой станции.

Для увеличения пропускной способности при обработке сигналов в приемной системе и, следовательно, степени использования высокой мощности передачи абонентского блока по одному из ортогональных каналов также передаются контрольные данные. Используя контрольные данные, приемная система может выполнять когерентную обработку путем определения и устранения фазового сдвига сигнала обратной линии связи. Контрольные данные могут также использоваться для оптимального взвешивания многолучевых сигналов, принимаемых с различными временными задержками, прежде чем они будут объединены в Рэйк-приемнике. После устранения фазового сдвига и соответствующего взвешивания многолучевые сигналы могут быть объединены, что уменьшает мощность, с которой должен приниматься сигнал обратной линии связи для соответствующей обработки. Такое уменьшение требуемой мощности приема позволяет успешно обрабатывать передачи с более высокими скоростями или, наоборот, уменьшить взаимные помехи в наборе сигналов обратной линии связи. Хотя для передачи контрольного сигнала требуется некоторая дополнительная мощность передачи, но с учетом более высоких скоростей передачи отношение мощности контрольного канала к общей мощности сигнала обратной линии связи существенно ниже, чем это же отношение у низкоскоростных сотовых систем для передачи цифровых речевых данных. Таким образом, в высокоскоростной системе передачи данных с МДКР выигрыш в отношении Е_b/N₀, достигаемый благодаря использованию когерентной обратной линии связи, перевешивает затраты на дополнительную мощность, необходимую для передачи контрольных данных от каждого абонентского блока.

Использование регуляторов усиления 152-158, а также главного усилителя 172 дополнительно увеличивает степень использования высокой мощности передачи вышеописанной системы благодаря тому, что система передачи имеет возможности адаптации к различным параметрам радиоканалов, скоростям передачи и типам данных. В частности, мощность передачи канала, необходимая для уверенного приема, может изменяться во времени и при изменяющихся условиях таким образом, чтобы она не зависела от других ортогональных каналов. Например, во время начального захвата сигнала обратной линии связи возможно потребуется увеличение мощности контрольного канала, чтобы облегчить обнаружение и синхронизацию на базовой станции. Однако, как только сигнал обратной линии связи принят, необходимая мощность передачи контрольного канала существенно уменьшается и будет изменяться в зависимости от различных факторов, включая скорость перемещения абонентских блоков. Соответственно, значение коэффициента регулировки усиления А₀ будет увеличиваться при захвате сигнала, а затем уменьшено во время осуществления текущей связи. В другом случае, когда по линии прямой связи передается информация, менее чувствительная к ошибкам, или среда, в которой осуществляется передача по прямой линии связи, не подвержена замиранию, коэффициент регулировки усиления A₁ может быть уменьшен, так как требование передачи данных управления мощностью с низкой частотой появления ошибок становится не столь жестким. Всякий раз, когда нет необходимости регулировать мощность, коэффициент регулировки усиления A ₁ предпочтительно снижать до нуля.

В другом варианте изобретения дополнительно используется возможность регулировки усиления каждого ортогонального канала или сигнала всей обратной линии связи путем предоставления возможности базовой станции 120 либо другой приемной системе изменять регулировку усиления канала или сигнала всей обратной линии связи, используя команды управления мощностью, передаваемые посредством сигнала прямой линии связи. В частности, базовая станция может передавать информацию об управлении мощностью, задающую мощность передачи конкретного канала или сигнала всей обратной линии связи, подлежащего регулировке. Во многих случаях такой подход имеет преимущества, включая случаи, когда по каналам ДПФМ и ФМЧС передаются два типа данных, имеющих разную чувствительность к ошибкам, к примеру оцифрованные речевые данные и цифровые данные. В этом случае базовая станция 120 устанавливает разные заданные значения частоты появления ошибок для двух связанных каналов. Если действительная частота появления ошибок в канале превысит заданную, то базовая станция даст команду абонентскому блоку уменьшать усиление этого канала до тех пор, пока действительная частота появления ошибок не достигнет заданной. В конце концов, это приведет к тому, что коэффициент регулировки усиления одного канала увеличится по отношению к другому каналу. То есть коэффициент регулировки усиления, связанный с данными, которые более чувствительны к ошибкам, увеличится относительно коэффициента регулировки усиления, связанного с менее чувствительными данными. В других случаях может потребоваться регулировка мощности передачи всей обратной линии связи из-за условий замирания или перемещения абонентского блока 100. В таких случаях базовая станция 120 может выполнить регулировку мощности посредством передачи единой команды управления мощностью.

Таким образом, благодаря возможности независимой регулировки усиления четырех ортогональных каналов, а также взаимосвязанной регулировки каналов общая мощность передачи сигнала обратной линии связи может поддерживаться на минимальном уровне, необходимом для успешной передачи данных каждого типа, будь то контрольные данные, данные управления мощностью, данные сигнализации или различные типы данных пользователя. Кроме того, успешность передачи может быть определена по-разному для каждого типа данных. Передача с минимально необходимым уровнем мощности позволяет передавать на базовую станцию максимальный (с учетом конечного значения возможной мощности передачи абонентского блока) объем данных, а также уменьшает взаимные помехи между абонентскими блоками. Такое снижение взаимных помех увеличивает общую пропускную способность беспроводной сотовой системы МДКР в целом.

Канал управления мощностью, используемый в сигнале обратной линии связи, позволяет абонентскому блоку передавать на базовую станцию информацию об управлении мощностью передачи с различными скоростями, включая скорость, равную 300 бит управления мощностью в секунду. В предпочтительном варианте изобретения бит управления мощностью дает команду базовой станции увеличить или уменьшить мощность передачи канала трафика прямой линии связи, используемого для передачи информации абонентскому блоку. Хотя в системе с МДКР быстрое управление мощностью полезно во всех случаях, оно особенно эффективно применительно к высокоскоростной связи, включающей передачу данных, поскольку цифровые данные более чувствительны к ошибкам, и передача с высокой скоростью приводит к тому, что значительное количество данных теряется даже во время кратковременных замираний. Если предположить, что высокоскоростная передача по обратной линии связи сопровождается высокоскоростной передачей по прямой линии связи, то обеспечение высокоскоростной передачи сигналов управления мощностью по обратной линии связи дополнительно облегчает выполнение высокоскоростной связи в беспроводных системах электросвязи с МДКР.

В альтернативном иллюстративном варианте изобретения для передачи конкретного типа данных используется набор скоростей на входе кодера E _R, определяемых конкретным значением N_R. То есть данные могут передаваться с максимальной скоростью на входе кодера Е_R или с набором более низких скоростей на входе кодера Е_R при соответствующей настройке значений N_R. В предпочтительном варианте реализации данного изобретения максимальные скорости соответствуют максимальным скоростям, используемым в беспроводной системе связи, совместимой со стандартом IS-95 (смотри выше таблицы II и III), а именно: RS1 - Полная скорость и RS2 - Полная скорость; при этом каждая более низкая скорость составляет примерно половину от следующей более высокой скорости, что создает набор скоростей, в который входят полная скорость, половинная скорость, скорость "одна четверть" и скорость "одна восьмая". Более низкие скорости передачи данных предпочтительно генерируются путем увеличения частоты повторения символов N_R со значения N_R для набора скоростей 1 и набора скоростей 2 в канале ДПФМ, представленных в таблице IV.

Скорости повторения для канала ФМЧС в два раза больше, чем для канала ДПФМ.

В соответствии с иллюстративным вариантом изобретения, где скорость передачи данных кадра изменяется в соответствии с предыдущим кадром, мощность передачи кадра регулируется в соответствии с изменением скорости передачи. То есть, если после кадра, переданного с более высокой скоростью, передается кадр с более низкой скоростью, то мощность передачи канала, по которому передается этот кадр, снижается для кадра с более низкой скоростью передачи пропорционально уменьшению скорости и наоборот. Например, если мощность передачи канала во время передачи кадра с полной скоростью представляет величину Т, то мощность передачи во время следующей передачи кадра с половинной скоростью составит Т/2. Снижение мощности передачи предпочтительно выполнять путем снижения мощности передачи в течение всего кадра, но это можно также осуществлять путем уменьшения рабочего цикла передачи, так чтобы какая-то избыточная информация "пропускалась". В любом случае регулировка мощности передачи выполняется в сочетании с механизмом замкнутого управления мощностью, в результате чего мощность передачи дополнительно регулируется в соответствии с данными управления мощностью, передаваемыми от базовой станции.

На фиг.5 представлена блок-схема системы обработки РЧ 122 и демодулятор 124 по фиг.2 с конфигурацией, соответствующей иллюстративному варианту изобретения. Умножители 180 а и 180b понижают частоту сигналов, принимаемых от антенны 121 с помощью синусоиды в фазе и квадратурной синусоиды, создавая приемные выборки в фазе R_I и квадратурные приемные выборки R_Q соответственно. Следует иметь в виду, что система обработки РЧ 122 показана в сильно упрощенном виде и что эти сигналы также фильтруются и преобразуются в цифровую форму (не показано) в соответствии с известными способами. Затем приемные выборки R_I и R_Q подаются на пальцевые демодуляторы (finger demodulator) 182 в демодуляторе 124. Каждый пальцевый демодулятор 182 обрабатывает экземпляр сигнала обратной линии связи, передаваемый абонентским блоком 100, если такой экземпляр доступен, где каждый экземпляр сигнала обратной линии связи генерируется в результат явления многолучевого распространения. Хотя здесь показаны три пальцевых демодулятора, изобретение допускает использование альтернативного количества пальцевых процессоров, в том числе использование одного пальцевого демодулятора 182. Каждый пальцевый демодулятор 182 создает набор данных "мягкого решения", содержащий данные управления мощностью, данные ДПФМ и данные ФМЧС_I и ФМЧС_Q. Каждый набор данных "мягкого решения" подвергается также временной настройке в соответствующем пальцевом демодуляторе 182, хотя в альтернативном варианте изобретения временная настройка может выполняться в объединителе 184. Затем объединитель 184 суммирует наборы данных "мягкого решения", получаемых от пальцевых демодуляторов 182, для получения единого экземпляра данных управления мощностью, ДПФМ, ФМЧС_I и ФМЧС_Q.

На фиг.6 представлена блок-схема пальцевого демодулятора 182 по фиг.5 с конфигурацией, соответствующей иллюстративному варианту изобретения. Приемные выборки R_I и R _Q первый раз регулируются с использованием временной настройки 190 в соответствии с величиной задержки, вносимой трактом передачи конкретного экземпляра обрабатываемого сигнала обратной линии связи. Длинный код 200 смешивается с псевдослучайными расширяющими кодами ПC_I и ПС_Q с использованием умножителей 201, и комплексно сопряженная величина результирующего длинного кода, модулированного расширяющими кодами ПC_I и ПС _Q, комплексно умножается на настроенные по времени приемные выборки R_I и R_Q с использованием умножителей 202 и сумматоров 204, в результате чего получаются составляющие X_I и X_Q. Затем три отдельных экземпляра составляющих X_I и X_Q демодулируются с использованием кодов Уолша W₁, W₂ и W ₃ соответственно, и результирующие демодулированные с помощью кодов Уолша данные суммируются по четырем элементам демодуляции с использованием сумматоров 4:1 212. Четвертый экземпляр данных X_I и X_Q суммируется по четырем элементам демодуляции с использованием сумматоров 208 и затем фильтруется с использованием фильтров контрольных сигналов 214. В предпочтительном варианте изобретения фильтр контрольного сигнала 214 выполняет усреднение по ряду суммировании, выполняемых сумматорами 208, но специалистам в данной области техники очевидны и другие способы фильтрации. Отфильтрованные контрольный сигнал в фазе и квадратурный контрольный сигнал используются для сдвига фазы и масштабирования данных, демодулированных кодами Уолша W₁ и W₂ , в соответствии с данными, модулированными ДПФМ посредством умножения на комплексно сопряженную величину с использованием умножителей 216 и сумматоров 217, в результате чего получаются данные "мягкого решения" по управлению мощностью и ДПФМ. Данные, модулированные кодом Уолша W₃, сдвигаются по фазе с использованием отфильтрованных контрольных сигналов, в фазе и квадратурного в соответствии с ФМЧС модулированными данными с использованием умножителей 218 и сумматоров 220, в результате чего получаются данные "мягкого решения" ФМЧС. Данные "мягкого решения" по управлению мощностью суммируются по 384 символам модуляции с помощью сумматора 384:1 222, в результате чего получаются данные "мягкого решения" по управлению мощностью. После этого сдвинутые по фазе модулированные кодом Уолша W₂ данные, модулированные кодом Уолша W₃ данные и данные "мягкого решения" по управлению мощностью становятся доступными для объединения. В альтернативном варианте изобретения с данными управления мощностью выполняется также кодирование и декодирование.

Вдобавок к обеспечению информацией о фазе контрольный сигнал можно также использовать в приемной системе для облегчения временного слежения. Временное слежение выполняется в процессе обработки текущей приемной выборки также и путем обработки принимаемых данных в начале и в конце выборки. Для определения момента времени, который лучше всего согласуется с действительным моментом поступления, амплитуду контрольного канала в момент начала и конца выборки можно сравнить с амплитудой выборки в данный момент, чтобы определить наибольшую из них. Если сигнал в один из указанных соседних моментов больше, чем сигнал в текущий момент, то временную настройку можно выполнить таким образом, чтобы получить наилучшие результаты демодуляции.

На фиг.7 представлена блок-схема канального декодера ДПФМ 128 и канального декодера ФМЧС 126 (фиг.2), конфигурации которых соответствуют иллюстративному варианту изобретения. Данные "мягкого решения" ДПФМ от объединителя 184 (фиг.5) принимаются накопителем 240, который запоминает первую последовательность из 6144/N _R символов демодуляции в приемном кадре, где N_R зависит от скорости передачи данных "мягкого решения" ДПФМ, как было описано выше, и добавляет каждый последующий набор из 6144/N_R демодулированных символов, содержащихся в кадре, к соответствующим накопленным символам. Обратный блочный перемежитель 242 выполняет обратное перемежение накопленных данных "мягкого решения", поступающих от сумматора с изменяемой стартовой точкой 240, а декодер Витерби 244 декодирует данные "мягкого решения", подвергнутые обратному перемежению, чтобы получить данные "жесткого решения" (hard decision data), а также результирующие значения контрольных сумм КИЦК. В декодере ФМЧС 126 данные "мягкого решения" ФМЧС _I и ФМЧС_Q от объединителя 184 (фиг.5) демультиплексируются в единый поток данных "мягкого решения" с помощью демультиплексора 246, и единый поток данных "мягкого решения" принимается накопителем 248, который накапливает все 6144/N_R символов демодуляции, где N_R зависит от скорости передачи данных ФМЧС. Обратный блочный перемежитель 250 выполняет обратное перемежение данных "мягкого решения", поступающих от сумматора с изменяемой стартовой точкой 248, а декодер Витерби 252 декодирует символы модуляции, подвергнутые обратному перемежению, чтобы получить данные "жесткого решения", а также результаты контрольных сумм КИЦК. В альтернативном иллюстративном варианте, описанном выше, со ссылками на фиг.3, в котором повторение символов выполняется перед перемежением, накопители 240 и 248 расположены после обратных блочных перемежителей 242 и 250. В варианте изобретения, в котором используются наборы скоростей, и следовательно, в котором скорость конкретного кадра не известна, используется множество декодеров, каждый из которых работает с разной скоростью передачи, и тогда на основе результатов контрольных сумм КИЦК выбирается кадр, связанный с наиболее вероятной из используемых скоростей передачи. При практическом использовании настоящего изобретения допускается применение и других способов контроля ошибок.

На фиг.8 представлена блок-схема модулятора 104 (фиг.2), конфигурация которого соответствует альтернативному варианту изобретения, когда используется один канал данных ДПФМ. Регулировка усиления контрольных данных выполняется регулятором усиления 452 в соответствии с коэффициентом регулировки усиления А₀, Данные управления мощностью моделируются умножителем 150а с помощью кода Уолша W₁, a регулятор усиления 454 выполняет регулировку усиления в соответствии с коэффициентом регулировки усиления A₁. Контрольные данные после регулировки усиления и данные управления мощностью суммируются сумматором 460, в результате чего получают суммарные данные 461. Данные ДПФМ модулируются умножителем 150b с помощью кода Уолша W₂, a затем регулятор усиления 456 выполняет регулировку усиления в соответствиии с коэффициентом регулировки усиления А₂.

Псевдослучайный расширяющий код в фазе (ПC_I) и квадратурный псевдослучайный расширяющий код (ПС_Q) модулируются длинным кодом 480. Результирующие модулированные длинным кодом коды ПC_I и ПС_Q комплексно умножаются на суммарные данные 461 и данные ДПФМ с отрегулированным усилением, поступающие от регулятора усиления 456, с использованием умножителей 464a-464d и сумматоров 466а-466b, в результате чего получают составляющие X_I и Х_Q. Затем составляющие X_I и X_Q преобразуются с повышением частоты с помощью умножителей 468, использующих синусоиду в фазе и синусоиду, сдвинутую на 90 градусов, а результирующие сигналы повышенной частоты суммируются сумматорами 470 соответственно и усиливаются усилителем 472 в соответствии с амплитудным коэффициентом A_M, в результате чего генерируется сигнал s(t).

Вариант, показанный на фиг.8, отличается от других описанных здесь вариантов тем, что данные ДПФМ находятся в квадратурном канале, в то время как контрольные данные и данные управления мощностью находятся в канале сигнала в фазе. В описанных предыдущих вариантах изобретения данные ДПФМ находятся наряду с контрольными данными и данными управления мощностью в канале сигнала в фазе. Размещение данных ДПФМ в квадратурном канале, а контрольных данных и данных управления мощностью в канале сигнала в фазе уменьшает отношение пиковой мощности к средней мощности сигнала обратной линии связи, и ортогональность фаз каналов приводит к тому, что суммарное значение сигнала двух каналов изменяется меньше в ответ на изменение данных. Это уменьшает пиковую мощность, необходимую для поддержания заданной средней мощности и тем самым уменьшает отношение пиковой мощности к средней мощности для сигнала обратной линии связи. Это уменьшение отношения пиковой мощности к средней снижает пиковую мощность, с которой должен приниматься сигнал обратной линии связи на базовой станции, для того чтобы поддерживать заданную мощность передачи, и следовательно, увеличивает расстояние, на котором абонентский блок, имеющий некоторую максимальную мощность передачи, может быть расположен от базовой станции, прежде чем он станет неспособным передать сигнал, который может быть принят на базовой станции с требуемой пиковой мощностью. Это увеличивает дистанцию, на которой абонентский блок может успешно осуществить связь с заданной скоростью передачи данных либо в альтернативном варианте поддерживать более высокие скорости передачи данных при заданном расстоянии.

На фиг.9 представлена блок-схема пальцевого демодулятора 182 с конфигурацией, соответствующей варианту изобретения, показанному на фиг.8. Приемные выборки R_I и R_Q настраиваются по времени блоком временной настройки 290, а коды ПC_I и ПС _Q умножаются на длинный код 200 с использованием умножителей 301. Прошедшие временную настройку приемные выборки умножаются затем на комплексно сопряженные значения кодов ПС_I и ПС_Q с использованием умножителей 302 и сумматоров 304, в результате чего получают составляющие X_I и Х_Q. Первый и второй экземпляр составляющих X_I и X_Q демодулируются умножителями 31.0 с использованием кода Уолша W₁ и кода Уолша W₂, а результирующие символы демодуляции суммируются в наборы из четырех символов с использованием сумматоров 312. Третий экземпляр составляющих Х_I и X_Q суммируется по четырем символам модуляции сумматорами 308 для генерации контрольных эталонных данных. Контрольные опорные данные фильтруются фильтрами контрольных сигналов 314 и используются для фазового сдвига и масштабирования модулированных данных, просуммированных с кодами Уолша с использованием умножителей 316 и сумматоров 320, в результате чего получаются данные "мягкого решения" ДПФМ, а после суммирования по 384 символам сумматором 384:1 322 получаются данные "мягкого решения" по управлению мощностью.

На фиг.10 представлена блок-схема системы передачи с конфигурацией, соответствующей еще одному варианту изобретения. Блок усиления канала 400 регулирует усиление контрольного канала 402 на основе переменной усиления А₀. Основные канальные символы 404 преобразуются в значения +1 и -1 преобразователем 405, и каждый символ модулируется кодом Уолша W_F, равным +, +, -, - (где + = +1, а - = -1). Данные, модулированные W_F, подвергаются регулировке усиления на основе переменной усиления A₁ регулятором усиления 406. Выходы регуляторов усиления 400 и 406 суммируются сумматором 408, в результате чего получаются данные в фазе 410. Дополнительные канальные символы 411 преобразуются в значения + и - преобразователем 412, а каждый символ модулируется кодом Уолша W_S, равным +, -. Регулятор усиления 414 регулирует усиление данных, модулированных W_S. Данные канала управления 415 преобразуются в значения + и - преобразователем 416. Каждый символ модулируется кодом Уолша W_C, равным +, +, +, +, -, -, -, -. Символы, модулированные W_C , подвергаются регулировке усиления регулятором усиления 418 на основе переменной усиления А₃, а выходы регуляторов усиления 414 и 418 суммируются сумматором 419 для получения данных 420 с фазой, сдвинутой на 90 градусов.

Следует иметь в виду, что, поскольку коды Уолша W_F и W_S имеют разную длину и генерируются с одинаковой скоростью передачи элементов, основной канал передает символы данных со скоростью, составляющей половину от скорости дополнительного канала. По сходным причинам следует иметь в виду, что канал управления передает символы данных с половинной скоростью по отношению к скорости основного канала.

Данные в фазе 10 и квадратурные данные 420 подвергаются комплексному умножению на расширяющие коды ПC _I и ПС_Q, как показано на фигуре, в результате чего получается составляющая в фазе X_I и квадратурная составляющая X_Q. Квадратурная составляющая X_Q имеет задержку на 1/2 длительности элемента ПС расширяющего кода для выполнения расширения ФМЧС со сдвигом, а затем составляющая X_I и составляющая X_Q преобразуются с повышением частоты в соответствии с системой обработки РЧ 106, показанной на фиг.4 и описанной выше.

Путем использования кодов Уолша W_F, W_S и W_C, которые, как было указано выше, имеют разную длину, в этом альтернативном варианте обеспечивается набор каналов связи, имеющий большее число различных скоростей. Вдобавок, использование более короткого, двухэлементного кода Уолша W_S для дополнительного канала обеспечивает ортогональный дополнительный канал с более высокой скоростью передачи данных при отношении пиковой мощности передачи к средней мощности передачи, меньшем, чем при использовании двух каналов на основе 4-элементных кодов Уолша. Это дополнительно улучшает рабочие характеристики системы передачи в том отношении, что данный усилитель может поддерживать более высокую скорость либо передавать на большее расстояние, используя сигнал с более низким отношением пиковой мощности передачи к средней мощности передачи.

Схема распределения кодов Уолша, описанная со ссылками на фиг.10, может рассматриваться так же, как распределение восьмиэлементного интервала Уолша согласно таблице VI.

Вдобавок к уменьшению отношения пиковой мощности передачи к средней мощности передачи распределение наборов каналов из восьми элементов Уолша с использованием одного более короткого кода Уолша упрощает систему передачи. Например, модуляция с помощью четырех кодов Уолша из восьми элементов и суммирование результатов потребует иметь дополнительные схемы, и следовательно, усложнит систему.

Кроме того, видно, что система передачи, показанная на фиг.10, может работать с различными полосами расширения и, следовательно, с кодами Уолша и расширяющими кодами, генерируемыми с другими скоростями, отличными от 1,2288 мегаэлементов/секунда. В частности, рассматривается полоса расширения 3,6864 МГц с соответствующей скоростью кода Уолша и расширения 3,6864 мегаэлементов/секунда. На фигурах 11-14 показан процесс кодирования, выполняемый для основного канала, дополнительного канала и канала управления при использовании полосы расширения 3,6864 МГц. Обычно для настройки процесса кодирования с использованием полосы расширения 1,2288 МГц уменьшают количество повторений символов. Этот принцип, то есть подгонку количества повторений символов, можно применить более широко, увеличивая ширину полосы расширения, включая, например, использование полосы расширения 5 МГц. В приведенном ниже описании фигур 11-14, в частности, указаны настройки, выполняемые в случае кодирования для системы с полосой расширения 1,2288 МГц.

На фиг.11 показано кодирование, выполняемое для четырех скоростей (то есть полной, половинной, равной одной четверти и равной одной восьмой), которые образуют набор скоростей 1 стандарта IS-95, в соответствии с одним вариантом изобретения. Данные поступают в кадрах длительностью 20 мс с количеством битов, показанным для каждой скорости, а контрольные биты КИЦК и восемь хвостовых бит добавляются генераторами контрольных сумм КИЦК 500a-500d и генераторами хвостовых бит 502a-502d. Дополнительно для каждой скорости сверточными кодерами 504a-504d выполняется сверточное кодирование со скоростью 1/4, генерирующее четыре кодовых символа для каждого бита данных, бита КИЦК или хвостового бита. Результирующий кадр из кодовых символов подвергается блочному перемежению с использованием блочных перемежителей 506a-506d, генерирующих указанное количество символов. Для трех более низких скоростей символы передаются с повторением с помощью повторителей передачи 508а-508с, как показано на фигуре, что вызывает генерацию 768 кодовых символов для каждого кадра. Затем 768 кодовых символов для каждого кадра повторяются 24 раза повторителями символов 510a-510d, генерирующими 18432 кодовых символа на кадр для каждой скорости.

Как обсуждалось выше, каждый кодовый символ в основном канале модулируется четырехразрядным кодом Уолша W _F, который генерируется со скоростью 36864000 элементов в секунду (3,6864 мегаэлементов/секунда). Таким образом, для временного интервала 20 мс (1/50-я секунды) количество элементов кода Уолща и расширения составляет 73628, что соответствует 4 элементам Уолша для каждого из 18432 кодовых символов в кадре.

Для системы, работающей со скоростью 1,2288 мегаэлементов/секунда, количество повторений символов, выполняемых повторителями символов 510a-510d уменьшается до восьми (8). Вдобавок, повторитель передачи 508b повторяет последовательность символов в кадре три (3) раза, плюс 120 символов передается четвертый раз, а повторитель передачи 508с повторяет последовательность символов в кадре шесть (6) раз плюс 48 символов повторяются седьмой раз. Вдобавок предусмотрен четвертый повторитель передачи (или четвертый шаг повторения передачи) для полней скорости (не показан), который передает 384 символа из последовательности символов, содержащейся в кадре, второй раз. Эти повторные передачи обеспечивают вместе 768 символов данных, которые будучи повторены повторителями символов 510a-510d восемь раз, соответствуют 6144 символам, что представляет собой количество элементов в кадре длительностью 20 мс при скорости 1,2288 мегаэлементов/секунда.

На фиг.12 показано кодирование, выполняемое для четырех скоростей, которые образуют набор скоростей 2 стандарта IS-95, в соответствии с одним вариантом изобретения. Данные поступают в кадрах длительностью 20 мс с количеством бит, показанным для каждой скорости, а резервный бит добавляется блоками дополнения резервных бит 521а-521d для каждой скорости. Также генераторами контрольных сумм КИЦК 520a-520d и генераторами хвостовых бит 522a-522d добавляются контрольные биты КИЦК и восемь хвостовых бит. Дополнительно для каждой скорости сверточными кодерами 524a-524d выполняется сверточное кодирование со скоростью 1/4, генерирующее четыре кодовых символа для каждого бита данных, бита КИЦК или хвостового бита. Результирующий кадр из кодовых символов подвергается блочному перемежению с использованием блочных перемежителей 526a-526d, генерирующих указанное количество символов. Для трех более низких скоростей символы передаются с повторением с помощью повторителей передачи 528а-528с, как показано на фигуре, что вызывает генерацию 768 кодовых символов для каждого кадра. Затем 768 кодовых символов для каждого кадра повторяются 24 раза повторителями символов 530a-530d, генерирующими 18432 кодовых символа на кадр для каждой скорости.

Для системы, работающей с полосой расширения 1,2288 мегаэлементов/секунда, количество повторений символов, выполняемых повторителями символов 530a-530d, уменьшается до четырех (4). Вдобавок повторитель передачи 528а передает последовательность символов в кадре два (2) раза, плюс 384 символа передается третий раз. Повторитель передачи 528b повторяет последовательность символов в кадре пять (5) раз, плюс 96 символов повторяются шестой раз. Повторитель передачи 528с повторяет последовательность символов в кадре десять (10) раз, плюс 96 символов повторяются одиннадцатый раз. Вдобавок предусмотрен четвертый повторитель передачи (или четвертый шаг повторения передачи) для полной скорости (не показан), который передает 384 символа из последовательности символов, содержащейся в кадре, второй раз. Эти повторные передачи обеспечивают вместе 1536 символов данных, которые будучи повторены повторителями символов 530a-530d четыре раза соответствуют 6144 символам.

На фиг.13 показан процесс кодирования для дополнительного канала, выполняемый согласно одному варианту изобретения. Кадры данных поступают с любой скоростью из одиннадцати указанных скоростей, а генератор контрольных сумм 540 добавляет 16 бит данных контрольной суммы КИЦК. Генератор хвостовых бит 542 добавляет восемь бит хвостовых данных кодера, в результате чего получаются кадры, имеющие указанные скорости передачи данных. Сверточный кодер 544 выполняет кодирование с длиной кодового ограничения К=9 и скоростью 1/4, генерируя по четыре кодовых символа для каждого полученного элемента данных, бита КИЦК и хвостового бита, а блочный перемежитель 546 выполняет блочное перемежение на каждом кадре и выдает для каждого кадра указанное количество символов в соответствии с размером кадра на входе. Повторитель символов 548 повторяет кадры N раз, как показано на фигуре, в зависимости от размера кадра на входе.

Здесь также показано кодирование для дополнительной двенадцатой скорости, которое выполняется таким же образом, как и для указанных одиннадцати скоростей, за исключением того, что вместо кодирования со скоростью 1/4 выполняется кодирование со скоростью 1/2. Кроме того, повторение символов не производится.

В таблице VII представлен перечень размеров кадров, скоростей на входе кодера, скоростей кодов и коэффициентов повторения символов N для различных скоростей следования элементов, которые могут быть использованы на фиг.13 для подбора различных скоростей следования элементов (соответствующих полосе расширения).

На фиг.14 показана блок-схема обработки, выполняемой для канала управления для системы с полосой расширения 3,6864 МГц. Обработка бит управления, по существу, аналогична обработке, выполняемой для других каналов, за исключением того, что здесь дополнительно предусмотрены мультиплексор 560 и повторитель символов 562, которые вводят в поток кодовых символов незакодированные биты управления мощностью. Биты управления мощностью генерируются с частотой 16 бит на кадр и повторяются 18 раз повторителем символов 562, в результате чего получается 288 бит управления мощностью на кадр. 288 бит управления мощностью мультиплексируются в кадр кодовых символов с отношением "три бита управления мощностью на один закодированный символ данных", в результате чего генерируется 384 символа на кадр. Повторитель символов 564 повторяет 384 бита 24 раза, генерируя 9216 символов на кадр для эффективной скорости передачи данных 500 кбит/с для данных управления и 800 кбит/с для битов управления мощностью. В предпочтительном варианте обработки, выполняемой для системы с шириной полосы 1,2288 МГц, количество выполняемых повторений символов просто уменьшается с 24 до 8.

Таким образом, здесь была описана высокоскоростная беспроводная система связи с МДКР. Это описание дает возможность специалистам в данной области техники выполнить либо использовать настоящее изобретение. Специалисты без труда смогут предложить различные модификации предложенных вариантов, и сформулированные здесь основополагающие принципы можно применить к другим вариантам, для чего не требуется обладать изобретательскими способностями. Таким образом подразумевается, что настоящее изобретение не ограничивается приведенными здесь вариантами, а соответствует самому широкому объему, согласующемуся с раскрытыми здесь принципами и новыми признаками.

Формула изобретения

1. Способ кодирования сигнала с переменной скоростью передачи для его передачи, содержащий этапы: осуществляют перемежение кадра кодовых символов для получения последовательности перемеженных символов, и вывода кадра, имеющего постоянное количество символов посредством повторения последовательности перемеженных символов несколько раз и присоединения части последовательности перемеженных символов.

2. Способ по п.1, в котором количество повторений основано на количестве кодовых символов в кадре кодовых символов.

3. Способ по п.1, в котором часть последовательности перемеженных символов основана на количестве кодовых символов в кадре кодовых символов.

4. Способ по п.2, в котором часть последовательности перемеженных символов основана на количестве кодовых символов в кадре кодовых символов.

5. Способ по любому одному из предшествующих пунктов, в котором последовательность перемеженных символов содержит 216 символов.

6. Способ по любому одному из пп.1-4, в котором последовательность перемеженных символов содержит 120 символов.

7. Способ по одному из пп.1-4, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 120 символов.

8. Способ по п.5, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 120 символов.

9. Способ по любому одному из пп.1-4, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 48 символов.

10. Способ по п.6, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 48 символов.

11. Способ по п.7, в котором количество повторений равно трем.

12. Способ по п.8, в котором количество повторений равно трем.

13. Способ по п.9, в котором количество повторений равно шести.

14. Способ по п.10, в котором количество повторений равно шести.

15. Устройство для кодирования сигнала с переменной скоростью передачи для его передачи, содержащее перемежитель, выполненный с возможностью осуществлять перемежение кадра кодовых символов для получения последовательности перемеженных символов, повторитель, выполненный с возможностью выдавать кадр, имеющий постоянное количество символов посредством повторения последовательности перемеженных символов несколько раз и посредством присоединения части последовательности перемеженных символов.

16. Устройство для кодирования сигнала по п.15, в котором количество повторений основано на количестве кодовых символов в кадре кодовых символов.

17. Устройство для кодирования сигнала по п.15, в котором часть последовательности перемеженных символов основана на количестве кодовых символов в кадре кодовых символов.

18. Устройство для кодирования сигнала по п.16, в котором часть последовательности перемеженных символов основана на количестве кодовых символов в кадре кодовых символов.

19. Устройство для кодирования сигнала по любому одному из пп.15-18, в котором последовательность перемеженных символов содержит 216 символов.

20. Устройство для кодирования сигнала по любому одному из пп.15-18, в котором последовательность перемеженных символов содержит 120 символов.

21. Устройство для кодирования сигнала по любому одному из пп.15-18, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 120 символов.

22. Устройство для кодирования сигнала по п.19, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 120 символов.

23. Устройство для кодирования сигнала по одному из пп.15-18, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 48 символов.

24. Устройство для кодирования сигнала по п.20, в котором часть последовательности перемеженных символов содержит 48 символов.

25. Устройство для кодирования сигнала по п.21, в котором количество повторений равно трем.

26. Устройство для кодирования сигнала по п.22, в котором количество повторений равно трем.

27. Устройство для кодирования сигнала по п.23, в котором количество повторений равно шести.

28. Устройство для кодирования сигнала по п.24, в котором количество повторений равно шести.

29. Устройство для кодирования сигнала с переменной скоростью передачи для передачи, содержащее средство перемежения кадра кодовых символов для получения последовательности перемеженных символов, средство для выдачи кадра, имеющего постоянное количество символов посредством повторения последовательности перемеженных символов несколько раз и посредством присоединения части последовательности перемеженных символов.

РИСУНКИ