Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования

Изобретение относится к измерительной технике. Технический результат заключается в повышении точности интегрирующего аналого-цифрового преобразования, основанного на промежуточном преобразовании входного сигнала в сигнал одного из видов импульсной модуляции (ШИМ, ЧИМ, ФИМ или ИРМ), за счет полного устранения погрешности от краевых эффектов. Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования напряжения, включающий интегрирование с помощью интегратора разности входного напряжения и промежуточного сигнала, получаемого путем импульсной модуляции интеграла от указанной разности, и суммирование промежуточных сигналов в течение интервала преобразования, отличающийся тем, что в течение короткого интервала времени, примыкающего к концу интервала преобразования, интегратор охватывают отрицательной обратной связью через операционный усилитель и вводят в результат преобразования поправку, пропорциональную площади импульса на выходе операционного усилителя. 3 ил.

 

Известно, что в настоящее время самые высокоточные АЦП напряжения строятся на принципе промежуточного компенсационного интегрирующего преобразования напряжения в сигнал одного из видов импульсной модуляции - ШИМ, ЧИМ, ФИМ, ИРМ (импульсно-разностной модуляции), КИМ (кодоимпульсной модуляции). Промежуточный сигнал суммируют в течение примыкающих циклов преобразования, суммарная длительность которых во много раз превышает период импульсной модуляции. Чем больше время преобразования, тем потенциально более высокая разрешающая способность может быть достигнута. Однако на этом пути есть серьезные ограничения, связанные с рядом методических и инструментальных погрешностей, из которых одной из основных является так называемая погрешность от краевых эффектов.

Наиболее высокая точность интегрирующих АЦП (ИАЦП) достигнута при использовании ИРМ. Ряд иностранных фирм, в том числе ANALOG DEVICES, BURR-BROWN, INTERSIL, TEXAS INSTRUENTS и другие, освоили массовый выпуск в интегральном исполнении ИАЦП с разрешением от 8 до 24 двоичных разрядов в интегральном исполнении [1, 2]. В зарубежной литературе такие ИАЦП принято называть ΣΔ-АЦП (в некоторых источниках ΔΣ-АЦП).

Рассмотрим природу погрешности от краевых эффектов на двух примерах, реализующих различные способы аналого-цифрового преобразования.

На фиг.1, а представлена обобщенная функциональная схема ИАЦП, в которой может быть реализован любой вид импульсной модуляции [3]. В состав схемы входят следующие узлы: 1 - формирователь весовой функции g_o(t), 2 - перемножитель опорного напряжения U_о на весовую функцию g_o(t), 3 - перемножитель преобразуемого напряжения U_x на весовую функцию g_x(t), 4 - формирователь весовой функции g_x(t), 5 - сумматор, 6 - интегратор, 7 - устройство сравнения, 8 - формирователь порогового уровня, 9 - устройство управления, 10 - цифровой интегратор (счетчик импульсов), 11 - генератор тактовой частоты. Процессы, происходящие в ИАЦП, поясняются временной диаграммой на фиг.1, а. Конкретный вид диаграммы зависит от вида импульсной модуляции, реализуемой в ИАЦП. В данном случае реализуется фазоимпульсная модуляция. Формирователь порогового уровня 8 изменяет полярность порогового напряжения (на диаграмме соответствующая осциллограмма обозначена как 8') всякий раз, как выходное напряжение интегратора 6 (на диаграмме оно обозначено как 6') достигает порогового уровня. Однако это происходит не сразу после срабатывания устройства сравнения 7, а в момент прихода первого после срабатывания импульса тактовой частоты. Эти моменты отмечены на диаграмме вертикальными прямыми, изображенными в виде точек. Весовая функция g_o(t) синхронно с изменением порогового уровня меняет знак своего значения (по модулю оно равно единице), в результате чего изменяется полярность опорного напряжения, поступающего на вход сумматора 5 с выхода перемножителя 2.

Уравнение преобразования может быть представлено в следующем виде:

где u_x(t) - преобразуемое напряжение; U_o - опорное (образцовое) напряжение; τ_о - постоянная времени интегратора 6; g_x(t) и g_o(t) - весовые функции; t_н и t_к - моменты начала и конца интервала интегрирования (времени преобразования); I(t_н) и I(t_к) - значения выходной величины интегратора в начале и конце времени преобразования ИАЦП.

Как показано в работе [3], весовая функция g_x(t) определяет динамические свойства ИАЦП, так как в ряде случаев (когда она четно- или нечетно-симметрична относительно интервала интегрирования) она полностью эквивалентна импульсной переходной функции, а во все остальных случаях (g_x(t) несимметрична) динамические свойства ИАЦП определяются импульсной переходной функцией, которая связана с весовой функцией простым соотношением - она зеркально симметрична по отношению к весовой функции (в математике подобные функции называют энантиаморфными). Для простоты в рассматриваемом алгоритме весовая функция g_x(t) имеет постоянное значение, равное 1, в результате чего ИАЦП имеет амплитудно-частотную характеристику вида где ω - частота входного воздействия. Как известно, такая АЧХ имеет нули на частотах, кратных частоте 1/(t_к-t_н), что обеспечивает подавление помех с частотами, равными и кратными этой частоте.

Наличие в правой части уравнения (1) разности I(t_к)-I(t_н) и является источником погрешности, которую принято называть погрешностью от краевых эффектов. На выходе цифрового интегратора 10 формируется результат преобразования, выражаемый следующим соотношением, получающимся путем разрешения уравнения (1) относительно выходной величины

где (τ_o/U_о)I(t_к)-(τ_o/U_o)I(t_н) - абсолютное значение погрешности от краевых эффектов.

Погрешность от краевых эффектов неизбежна при реализации любых известных алгоритмов интегрирующего развертывающего преобразования с промежуточным преобразованием в сигнал импульсной модуляции. Например, существуют алгоритмы преобразования напряжения в ШИМ сигнал, которые в статике обеспечивают значение ΔI=0, однако в динамике ΔI≠0.

Рассмотрим второй пример аналого-цифрового преобразования на основе ΣΔ-АЦП, где большая точность преобразования достигается за счет принятых мер по уменьшению погрешности от краевых эффектов.

На фиг.2 представлена функциональная схема простейшей разновидности ΣΔ-АЦП [1]. Схема включает сумматор 1, интегратор 2, устройство сравнения 3 выходного напряжения интегратора 2 с нулевым уровнем, тактируемый триггер 4, цифровой фильтр 5, на выходе которого формируется результат преобразования, и переключатель 6 полярности опорного напряжения U_o. Алгоритм преобразования поясняется временной диаграммой на фиг.2, б. Всякий раз, как выходное напряжение интегратора пересекает нулевой уровень, происходит переключение полярности опорного напряжения в первый после срабатывания устройства сравнения тактируемый момент времени. Эти моменты на диаграмме показаны точечными вертикальными прямыми. Для лучшего понимания работы ИАЦП диаграмма фиг.2, б отображает процессы в ИАЦП для случая изменения полярности входного напряжения, это происходит в момент t_+- (осциллограмма 7). Как и в ранее рассмотренном алгоритме, имеет место не равное нулю значение разности ΔI=I(t_к)-I(t_н), что является источником погрешности от краевых эффектов. Эта погрешность уменьшается (практически почти исключается) за счет применения цифровой фильтрации на этапе получения цифрового эквивалента выходной величины ИАЦП. Наличие цифрового фильтра существенно усложняет схемную реализацию ИАЦП, хотя при современном уровне технологии интегральных микросхем этот недостаток не считается очень существенным (цифровой фильтр реализуется с использованием ПЛМ). Тем не менее любое упрощение схемы повышает ее надежность. Поэтому независимо от уровня развития технологии более простые технические решения всегда будут предпочтительными.

Предлагаемое изобретение направлено на исключение погрешности от краевых эффектов с использованием способа, обеспечивающего упрощение алгоритма и схемной реализации ИАЦП. Это достигается за счет того, что в процессе интегрирующего аналого-цифрового преобразования напряжения, включающего интегрирование с помощью интегратора разности входного напряжения и промежуточного сигнала, получаемого путем импульсной модуляции интеграла от указанной разности, и суммирование промежуточных сигналов в течение интервала преобразования, в течение короткого интервала времени, примыкающего к концу интервала преобразования, интегратор охватывают отрицательной обратной связью через операционный усилитель и вводят в результат преобразования поправку, пропорциональную площади импульса на выходе операционного усилителя.

На фиг.3, а представлена функциональная схема одного из возможных вариантов реализации предлагаемого способа, которая отличается от схемы фиг.1, а тем, что она дополнена несколькими дополнительными блоками. Схема фиг.3, а включает: 1 - формирователь весовой функции g_o(t), 2 - перемножитель опорного напряжения U_о на весовую функцию g_o(t), 3 - перемножитель преобразуемого напряжения U_x на весовую функцию g_x(t), 4 - формирователь весовой функции g_x(t), 5 - ключ, 6 - первый сумматор, 7 - второй сумматор, 8 - третий сумматор, 9 - второй ключ, 10 - основной интегратор, 11 - дополнительный интегратор, 12 - первый операционный усилитель, 13 - второй операционный усилитель, 14 - устройство сравнения, 15 - формирователь порогового уровня, 16 - устройство управления, 17 - цифровой интегратор (счетчик импульсов), 18 - генератор тактовой частоты. При этом выход интегратора соединен с его входом через последовательно включенные операционный усилитель, ключ и сумматор, управляющий вход ключа соединен с устройством управления, а выход через дополнительный сумматор соединен со входом дополнительного интегратора, выход которого соединен с его входом через дополнительные операционный усилитель, ключ и сумматор, управляющий вход ключа соединен с устройством управления.

На фиг.3, б и в показаны фрагменты временной диаграммы процессов, происходящих в рассматриваемом ИАЦП в конце каждого полного цикла преобразования. Жирной вертикальной прямой обозначена граница между двумя соседними полными циклами преобразования (момент времени t_к). На диаграмме I(t) (цифровое обозначение - 19) - это выходной сигнал основного интегратора И, u_n(t) (цифровое обозначение - 20) - сигнал, формируемый на выходе ФПУ и задающий пороговый уровень для устройства сравнения УС.

Согласно предлагаемому способу для устранения погрешности от краевых эффектов необходимо на интервале от t₁ до t_к, примыкающем к концу полного цикла преобразования (причем момент t₁ не обязательно должен совпадать с тактирующим импульсом), замкнуть отрицательную обратную связь, охватывающую основной интегратор 10, через операционный усилитель 12. Данная операция реализуется путем замыкания в момент t₁ ключа 9 по команде с устройства управления 16. При этом возможны два варианта дальнейшего поведения устройства в зависимости от полярности напряжения на выходе основного интегратора 10, которую оно имеет в момент t₁. На диаграмме фиг.3, б показаны процессы в схеме для случая, когда полярность выходного напряжения основного интегратора 10 в момент t₁ отрицательна, а на фиг.3, в - положительна. В момент замыкания ключа 9 выходное напряжение основного интегратора 10 отлично от нуля, что приводит к насыщению операционного усилителя 12. Напряжение u_кл2(t) (цифровое обозначение 21 на диаграмме фиг.3, б и в) с выхода ключа 9 через сумматор 7 поступает на вход основного интегратора и одновременно через сумматор 8 - на вход дополнительного интегратора 11. При любой полярности выходного напряжения основного интегратора 10 напряжение u_кл2(t) приводит к тому, что выходное напряжение основного интегратора 10 стремится к нулю. Когда оно становится равным U_н/k (U_н - напряжение насыщения операционного усилителя 12, k - его коэффициент усиления), операционный усилитель 12 выходит из насыщения. После этого выходное напряжение основного интегратора за счет действия отрицательной обратной связи удерживается на нулевом уровне с точностью, определяемой дрейфом нуля операционного усилителя 12. Поскольку в конце каждого полного цикла преобразования на выходе основного интегратора имеем нулевое значение, можно составить следующее уравнение преобразования

откуда получим функцию преобразования ИАЦП:

В это выражение входит неизвестное второе слагаемое, т.е. для получения однозначной зависимости выходной величины от входной величины u_x(t) необходимо вычесть из результата преобразования (4) величину, равную этому второму слагаемому. Реализуется это следующим образом. Как указывалось, напряжение u_кл2(t) подается через сумматор 8 на вход дополнительного интегратора 11, выходное напряжение которого до момента t₁ удерживается на нулевом уровне за счет действия отрицательной обратной связи, которая замыкает дополнительный интегратор 11 через дополнительный операционный усилитель 13 и замкнутый ключ 5. В момент t₁ ключ 5 размыкается, и дополнительный интегратор начинает интегрировать напряжение u_кл2(t). По окончании полного цикла преобразования в момент t_к ключ 5 снова замыкается по команде с устройства управления 16. Напряжение насыщения дополнительного операционного усилителя 13, полярность которого противоположна по отношению к полярности импульса u_кл2(t), воздействуя на вход интегратора, линейно уменьшает (по модулю) его выходное напряжение I_∂(t) (цифровое обозначение на диаграмме - 22), и в момент t₃ оно становится равным нулю. Длительность импульса насыщения на выходе дополнительного операционного усилителя 13 можно найти из выражения

Введем обозначение

С учетом (6) выражение (5) можно переписать в виде

Сопоставляя (4) и (7), приходим к выводу, что для получения однозначной зависимости выходной величины от входной величины u_x(t) необходимо вычесть из выходной величины величину ΔТ·к. Следует заметить, что требования к точности выполнения равенства U_н=k·U₀ весьма нежесткие, поскольку на практике интервал t₁-t_к составляет не более чем сотую долю от длительности полного цикла преобразования. Следовательно, вполне допустимо обеспечить соблюдение равенства U_н=k·U₀ с погрешностью в единицы процентов, что не потребует принятия каких-либо сложных мер. Заметим также, что к стабильности и величине напряжения насыщения операционного усилителя 12 вообще не предъявляется никаких требований. Важно также подчеркнуть, что к стабильности интервала времени от момента t₁ до момента t_к также не предъявляется вообще никаких требований, он может меняться от одного преобразования к другому. Единственное ограничение состоит в том, чтобы длительность этого интервала была не меньше предельного значения, при котором обеспечивалось бы обнуление дополнительного интегратора Ид (цифровое обозначение 11 на фиг.3, а) при воздействии на его входе напряжения насыщения U_н. Практически при выборе k>1 (т.е. U_н>U₀) интервал составляет время, соизмеримое (не большее) с длительностью одного периода модуляции. Предлагаемое решение может применяться при любом виде импульсной модуляции, реализуемой в процессе промежуточного преобразования. Необходимость дополнения схемы двумя операционными усилителями и двумя ключами вполне окупается достигаемым положительным эффектом.

Источники информации

1. Никамин В.А. Аналого-цифровые и цифроаналоговые преобразователи. Справочник, М.: Альтекс-А, 2003 г. - 224 с.

2. Гублер Г.Б., Гутников B.C. Применение дельта-сигма модуляции в измерительных устройствах. Сб. трудов: Микропроцессорные средства измерения. Санкт-Петербург, СПГТУ, 1998 - с.3-11.

3. Шахов Э.К., Михотин В.Д. Интегрирующие развертывающие преобразователи. М.: Энергоатомиздат, 1986 - 144 с.

Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования напряжения, включающий интегрирование с помощью интегратора разности входного напряжения и промежуточного сигнала, получаемого путем импульсной модуляции интеграла от указанной разности, и суммировании промежуточных сигналов в течение интервала преобразования, отличающийся тем, что в течение короткого интервала времени, примыкающего к концу интервала преобразования, интегратор охватывают отрицательной обратной связью через операционный усилитель и вводят в результат преобразования поправку, пропорциональную площади импульса на выходе операционного усилителя.