Цифровое многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей

Изобретение может быть использовано в радиолокационных системах, использующих зондирующие сигналы с гребенчатым спектром. Достигаемый технический результат - повышение стабильности работы и расширение функциональных возможностей устройства с обеспечением его помехозащищенности. Заявленное устройство содержит n-разрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП), цифровой селектор движущихся целей (СДЦ) компенсационного типа, цифровой перемножитель и цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, цифровой генератор весовой функции, соединенные определенным образом между собой, при этом цифровой СДЦ содержит в прямом канале n-разрядный цифровой сумматор, а в компенсирующем канале - n-разрядный цифровой фильтр нижних частот (ФНЧ), также соединенные определенным образом между собой и соответсвующими средствами заявленного приемного устройства. В качестве n-разрядного цифрового ФНЧ использован канонический рекурсивный цифровой ФНЧ первого или второго порядка. 2 з.п. ф-лы, 3 ил.

 

Изобретение относится к радиоприемной технике обработки квазинепрерывных импульсно-доплеровских сигналов и может быть использовано в радиолокационных системах, использующих зондирующие сигналы с гребенчатым спектром.

Известно многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство, содержащее последовательно включенные компенсатор спектральных линий помехи и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской радиолокационной станции (РЛС), а также многоканальный синтезатор перестраиваемой эквидистантной сетки гетеродинных частот и генератор весовой функции. Компенсатор спектральных линий помехи содержит в прямом канале последовательно включенные алгебраический сумматор, широкополосный фильтр, модулятор и первый усилитель, а в компенсирующем канале - последовательно включенные гетеродинно-перестраиваемый узкополосный гребенчатый фильтр, второй усилитель и фазовращатель, при этом каждый канал многоканального гетеродинно-перестраиваемого узкополосного гребенчатого фильтра содержит последовательно включенные первый аналоговый перемножитель, узкополосный фильтр и второй аналоговый перемножитель, причем первые входы первых аналоговых перемножителей всех каналов объединены и соединены с первым входом алгебраического сумматора, который является входом устройства и соединен с выходом источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выходы вторых аналоговых перемножителей всех каналов гетеродинно-перестраиваемого узкополосного гребенчатого фильтра объединены и соединены с входом второго усилителя, а выход фазовращателя - со вторым входом алгебраического сумматора, вторые входы первого и второго аналоговых перемножителей каждого канала объединены и соединены с соответствующим выходом многоканального синтезатора перестраиваемой эквидистантной сетки частот; выход генератора весовой функции соединен со вторым входом модулятора; многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС содержит в каждом канале последовательно включенные каскад стробирования по дальности и набор полосовых фильтров с примыкающими полосами в интервале доплеровских частот [1].

В описанном устройстве (прототипе изобретения) осуществляется подавление спектра пассивных помех, стробирование входного сигнала по времени и фильтрация в каждом стробе по доплеровской частоте. В нем выходное многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов (УОС) может быть реализовано по известным правилам как в аналоговом [2], так и в цифровом [3] виде с предварительным оцифрением принимаемого сигнала с помощью аналого-цифровых преобразователей. В аналоговой реализации набора корреляционно-фильтровых каналов (КФК) УОС основное подавление спектральных линий пассивных помех производится с помощью аналогового компенсатора спектральных линий помехи и дополнительно - с помощью однополосного аналогового фильтра, включенного на выходе каждого каскада стробирования перед набором полосовых доплеровских фильтров. В цифровой реализации набора КФК УОС основное подавление спектральных линий пассивных помех также производится с помощью аналогового компенсатора спектральных линий помехи, а стробирование, дополнительное подавление спектральных линий пассивных помех и доплеровская фильтрация принимаемых сигналов производятся в цифровом виде.

Причиной, препятствующей получению указанного ниже технического результата при использовании известного многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства, является громоздкость аппаратурной реализации аналогового компенсатора спектральных линий помехи, так как требуется многоканальность его структуры и соответствующая многоканальность синтезатора перестраиваемой эквидистантной сетки гетеродинных частот, а также недостаточная стабильность его характеристик за счет влияния параметрических и климатических факторов в аналоговой аппаратуре. Кроме того, прототип не обладает универсальностью, так как число подавляемых спектральных линий помехи всегда конечно, а полоса режекции каждого канала компенсатора спектральных линий помехи не может быть перестроена в процессе работы, что ограничивает функциональные возможности устройства при его применении.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Задачей изобретения является упрощение компенсатора спектральных линий помехи. Технический результат - повышение стабильности работы компенсатора спектральных линий помехи и расширение функциональных возможностей устройства с обеспечением его помехозащищенности простыми и надежными средствами.

Указанный технический результат достигается тем, что в известное многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство, содержащее последовательно включенные модулятор и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а также генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора, согласно изобретению введены n-разрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и цифровой селектор движущихся целей (СДЦ) компенсационного типа, содержащий в прямом канале n-разрядный цифровой сумматор, а в компенсирующем канале - n-разрядный цифровой фильтр нижних частот (ФНЧ), при этом модулятор выполнен в виде n-разрядного цифрового перемножителя, генератор весовой функции - в виде цифрового генератора, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС выполнено n-разрядным цифровым; вход n-разрядного АЦП является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а его выходные шины соединены с первыми разрядными входами n-разрядного цифрового сумматора и входными шинами n-разрядного цифрового ФНЧ, выходные шины которого соединены со вторыми разрядными входами n-разрядного цифрового сумматора, выход которого соединен с первыми разрядными входами n-разрядного цифрового перемножителя; управляющий вход n-разрядного АЦП и управляющий вход n-разрядного цифрового ФНЧ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации.

В качестве n-разрядного цифрового ФНЧ использован канонический рекурсивный цифровой ФНЧ первого или второго порядка.

Причинно-следственные связи признаков изобретения с техническим результатом заключаются в следующем. В заявленном устройстве вместо аналогового компенсатора спектральных линий помехи включен цифровой СДЦ компенсационного типа, обладающий бесконечной режекторной гребенчатой характеристикой за счет n-разрядного цифрового ФНЧ. Как будет показано ниже, в установившемся режиме работы устройства в цифровом СДЦ происходит подавление амплитуды импульсов помехи, которые выделяются n-разрядным цифровым ФНЧ, а спектральные линии и амплитуда импульсов доплеровских сигналов сохраняются неизменными, т.к. они не выделяются n-разрядным цифровым ФНЧ и не компенсируются. Цифровой СДЦ подавляет все спектральные линии пассивных помех, поэтому на выходе цифрового сумматора не требуется какой-либо полосовой фильтрации по сравнению с прототипом. Кроме того, введение цифрового СДЦ компенсационного типа исключает влияние параметрических и климатических факторов на работу устройства, так как они определяются весовыми коэффициентами n-разрядного цифрового ФНЧ. Это стабилизирует все характеристики устройства и позволяет легко менять его параметры, что расширяет его функциональные возможности. Такой цифровой СДЦ позволяет работать непосредственно с радиосигналами на более высокой промежуточной частоте, чем прототип, так как за счет преобразования частоты в n-разрядном АЦП при дискретизации на выходе цифрового СДЦ происходит существенное снижение промежуточной частоты без дополнительного оборудования, что упрощает дальнейшую обработку сигналов. При этом повышение качества компенсации импульсов помехи достигается как за счет идентичности формы цифровых импульсов в прямом и компенсирующем каналах, так и за счет точности и стабильности работы n-разрядного цифрового сумматора. Поскольку уровень боковых лепестков спектра импульсов помехи напрямую зависит от амплитуды импульсов, то благодаря предварительному и существенному их подавлению с помощью n-разрядного цифрового СДЦ упрощается весовая обработка сигналов, повышается помехозащищенность устройства, его аппаратурная реализация может быть осуществлена простыми и надежными средствами.

Изобретение поясняется чертежами, на которых представлены: фиг.1 - функциональная схема цифрового многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства с СДЦ; фиг.2, фиг.3 - соответственно временные и спектральные характеристики, поясняющие работу устройства.

Цифровое многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с СДЦ (фиг.1) содержит последовательно включенные n-разрядный АЦП 1, цифровой СДЦ 2 компенсационного типа, n-разрядный цифровой перемножитель 3 и n-разрядное цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 4, а также цифровой генератор весовой функции 5, выходная шина которого соединена с вторыми входами n-разрядного цифрового перемножителя 3. Цифровой СДЦ 2 содержит в прямом канале n-разрядный цифровой сумматор 6, а в компенсирующем канале - n-разрядный цифровой ФНЧ 7. (Поскольку все элементы схемы, кроме цифрового генератора весовой функции 5, являются n-разрядными, то в дальнейшем для сокращения текста термин «n-разрядный» не употребляется). Вход АЦП 1 является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, его выходные шины соединены с первыми разрядными входами цифрового сумматора 6 и с разрядными входами цифрового ФНЧ 7, выходы которого соединены с вторыми разрядными входами цифрового сумматора 6. Выходные шины цифрового сумматора 6 являются выходом цифрового СДЦ и соединены с первыми разрядными входами цифрового перемножителя 3, выходные шины которого соединены с разрядными входами цифрового многоканального устройства корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС 4. Управляющий вход АЦП 1 и управляющий вход цифрового ФНЧ 7 объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации, следующих с частотой повторения f_ДК (на схеме не показан).

Цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 4 содержит набор из N идентичных цифровых КФК, каждый из которых состоит из последовательно включенных каскада цифрового стробирования по дальности и набора из М цифровых узкополосных фильтров с примыкающими полосами, реализованного, например, с помощью алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ).

В качестве цифрового ФНЧ 7 может быть использован известный канонический рекурсивный цифровой ФНЧ первого или второго порядка [4]. В частности, ФНЧ второго порядка может быть выполнен в виде последовательно включенных первого, второго сумматоров и умножителя на нормирующий коэффициент; последовательно включенных первого и второго устройств задержки; первого, второго, третьего и четвертого умножителей на весовой коэффициент; при этом выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров, выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; первый вход первого сумматора является первым входом ФНЧ, его управляющий вход соединен с синхронизатором, а выход умножителя на нормирующий коэффициент является выходом ФНЧ второго порядка. Устройства задержки в цифровом ФНЧ могут быть выполнены в виде многозвенных структур цифровых сдвигающих регистров, при этом цифровой ФНЧ 7 в целом может быть выполнен, например, в виде известной структурной схемы второго порядка [5] с числом звеньев сдвигающих регистров m в каждом цифровом разряде, равным произведению частоты дискретизации f_ДК на период повторения импульсов квазинепрерывного сигнала Т=1/F, где F - частота повторения импульсов, т.е. m=f_ДКТ.

Цифровой сумматор 6 может быть выполнен по известным правилам построения цифровых комбинационных устройств сумматора-вычитателя чисел (6). Если на первом и втором разрядных входах цифрового сумматора 6 сигналы прямого и компенсирующего каналов противофазны, то он выполняет функцию суммирования сигналов, в противном случае - функцию вычитания сигналов. Аналогично, цифровой перемножитель 3 также может быть выполнен по известным правилам построения умножителя чисел (6).

Цифровое многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с СДЦ (фиг.1) работает следующим образом. На его вход, соответственно, на вход АЦП 1 поступает аддитивная смесь (сумма) пачки когерентных радиоимпульсов пассивной помехи и доплеровских сигналов, в общем случае совпадающих по времени, имеющих длительность τ и период повторения T=1/F с частотой заполнения радиоимпульсов помехи f_ПЧ, и радиоимпульсов доплеровского сигнала f_ПЧ+F_Д, где f_ПЧ - промежуточная частота на входе тракта, F_Д - доплеровский сдвиг частоты сигнала от движущегося объекта. При этом амплитуда импульсов помехи существенно превышает амплитуду импульсов сигнала и по времени они неразличимы (фиг.2а, осциллограмма 1). Однако их гребенчатые спектры различаются за счет доплеровского сдвига гребенчатого спектра радиоимпульсов доплеровского сигнала с центральной частотой спектра f_ПЧ+F_Д относительно неподвижного гребенчатого спектра радиоимпульсов помехи с центральной частотой спектра f_ПЧ. С выхода АЦП 1 преобразованный в цифровую форму суммарный сигнал поступает на вход цифрового СДЦ 2, т.е на вход цифрового сумматора 6 и одновременно на вход цифрового ФНЧ 7, обладающего узкополосной гребенчатой амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) с периодом гребней F=1/T, который выделяет гребенчатый спектр помехи и не пропускает гребенчатый спектр доплеровского сигнала. Поэтому на выходе цифрового ФНЧ 7, т.е. на выходе компенсирующего канала цифрового СДЦ 2 выделяются только цифровые радиоимпульсы помехи, которые в цифровом сумматоре 6 вычитаются из смеси цифровых радиоимпульсов помехи и доплеровского сигнала. В результате импульсы помехи подавляются в заданное число раз, а импульсы доплеровского сигнала проходят далее без подавления. Следует заметить, что для выделения в цифровом ФНЧ 7 радиоимпульсов помехи необходимо, чтобы частота заполнения f_ПЧ этих импульсов была кратна частоте повторения гребней цифрового ФНЧ 7, равной F, т.е. f_ПЧ=n_fF, где n_f - целое число. В импульсно-доплеровских системах это, как правило, выполняется, так как в них и промежуточные частоты и частоты повторения импульсов формируются кратно из одной и той же опорной частоты f₀.

Как известно, при использовании пачки импульсов квазинепрерывного сигнала для уменьшения уровня боковых лепестков спектра пачки импульсов помехи, существенно превышающих уровень главного лепестка спектра доплеровского сигнала, применяют различные виды весовой обработки пачки импульсов смеси [7]. В частности, при большом динамическом диапазоне сигналов применяют сложные весовые функции, например функции Дольф-Чебышева или Тейлора, позволяющие снизить уровень ближних боковых лепестков до -90 дБ и более. Однако при этом ширина главного лепестка спектра помехи на уровне боковых лепестков существенно расширяется (по сравнению со случаем отсутствия весовой обработки), уменьшая возможности обнаружения слабых низкоскоростных доплеровских целей. А применение более простых весовых функций, например функции типа косинус в квадрате без пьедестала, не позволяет получить низкий уровень ближних боковых лепестков. Применение цифрового СДЦ 2 до весовой обработки сигналов позволяет ликвидировать это противоречие и повысить эффективность весовой обработки. Дело в том, что уровень боковых лепестков спектра импульсов пачки помехи напрямую зависит от амплитуды этих импульсов при любой весовой обработке пачки. Поэтому при отсутствии цифрового СДЦ 2 и при помехе, превышающей минимальный доплеровский сигнал, например, на 90 дБ приходится применять весовую обработку пачки с помощью функций Дольф-Чебышева или Тейлора с уровнем ближних боковых лепестков -90 дБ, что приводит к расширению главного лепестка спектра помехи по этому уровню в 7 раз [8]. Наличие цифрового СДЦ 2, подавляющего амплитуду импульсов помехи, позволяет использовать те же весовые функции (или применить более простые весовые функции), но с более высоким уровнем боковых лепестков и существенно меньшим расширением главного лепестка спектра помехи. Так, например, при подавлении амплитуды импульсов помехи в цифровом СДЦ 2 на 40 дБ достаточно применить те же весовые функции, но с уровнем боковых лепестков -50 дБ и расширением главного лепестка в 4 раза, а при подавлении импульсов помехи в цифровом СДЦ 2 на 60 дБ достаточно применить те же весовые функции с уровнем боковых лепестков -30 дБ и расширением главного лепестка всего в 2,6 раза. Таким образом, применение цифрового СДЦ 2 в цифровом корреляционно-фильтровом приемном устройстве позволяет расширить зону обнаружения слабых низкоскоростных доплеровских целей при указанной весовой обработке в 1,75-2,7 раза.

Квазинепрерывный сигнал характерен прямоугольной огибающей пачки импульсов смеси (фиг.2а, осциллограмма 1). Поэтому при работе цифрового СДЦ 2 на переднем и заднем фронтах пачки возникают переходные процессы за счет инерционности передачи узкополосного цифрового ФНЧ 7 (фиг.2а, осциллограмма 2). Однако начало пачки импульсов доплеровского сигнала, как правило, существенно задержано относительно начала пачки импульсов помехи, что позволяет эффективно использовать результат подавления импульсов помехи в цифровом СДЦ 2 путем исключения переходных процессов из дальнейшей обработки сигналов. Это обеспечивает цифровой перемножитель 3, управляемый весовой функцией от цифрового генератора 5, начало которой задержано относительно начала пачки помехи на время Т_З, как правило, большее длительности переходного процесса Т_ПП, а конец совпадает с концом принимаемой пачки. На фиг.2а показан сигнал на выходе цифрового перемножителя 3 (осциллограмма 3) для случая весовой функции типа косинус в квадрате без пьедестала (осциллограмма 4), где приняты длительность задержки Т_З=50 Т, длительность пачки Т₀=250 T и длительность весовой функции Т_В=200 Т, а также видно существенное, порядка 40 дБ, подавление импульсов помехи в установившемся режиме.

Преобразование частоты входного радиосигнала в АЦП 1 происходит следующим образом. При частоте заполнения импульсов входного радиосигнала f_ПЧ и частоте дискретизации этого сигнала f_ДК на выходе АЦП 1 образуется набор прямых и зеркальных спектров принятых сигналов:

- прямые спектры на частотах f_ПЧ-f_ДК, f_ПЧ, f_ПЧ+f_ДК и т.д.;

- зеркальные спектры на частотах 2f_ДК-f_ПЧ, 3f_ДК-f_ПЧ и т.д.

Так как в импульсно-доплеровских РЛС вся сетка частот кратна опорной частоте f₀, то, полагая, f_ПЧ=nf₀ и f_ДК=(n-1)f₀, получим прямые спектры на частотах f₀, nf₀, (2n-1)f₀ и т.д. и зеркальные спектры на частотах (n-2)f₀, (2n-3)f₀ и т.д. На фиг.3а показаны спектрограммы аналоговых эквивалентов процессов в АЦП 1 и цифровом СДЦ 2 при n=6. Спектр входного сигнала расположен на частоте 6f₀ (спектрограмма 1), а спектр дискретизации на выходе АЦП 1 - на частотах f₀ (спектрограмма 2а), 6f₀ (спектрограмма 2с) и т.д. (прямые спектры); на частотах 4f₀ (спектрограмма 2b), 9f₀ (спектрограмма 2d) и т.д. (зеркальные спектры) - при частоте дискретизации 5f₀ (спектральная линия 4). Как видно из спектрограмм фиг.3а, наиболее интенсивным является прямой спектр дискретизации на частоте f₀, интенсивность остальных спектров быстро падает с частотой. Это связано с меандровой формой импульсов дискретизации, обычно используемой в стандартных АЦП. Спектрограмма 3 показывает результат компенсации импульсов помехи в цифровом СДЦ 2. Видно, что форма спектрограммы 3 подобна форме спектрограммы 2, а интенсивность прямых и зеркальных спектров существенно меньше за счет компенсации импульсов помехи в цифровом сумматоре 6. Для получения заданной глубины подавления Р импульсов помехи необходимо, чтобы коэффициент передачи компенсирующего канала цифрового СДЦ 2 на всех гребнях АЧХ составлял K₀=(Р-1)/Р, что, например, при Р=100 (40 дБ) составляет K₀=99/100=0,99. Это достигается путем фиксации нужного значения нормирующего коэффициента передаточной функции цифрового ФНЧ 7 компенсирующего канала цифрового СДЦ 2.

На фиг.2б показаны осциллограммы, поясняющие процесс компенсации импульсов помехи в цифровом СДЦ 2 в установившемся режиме в масштабе длительности импульса:

осциллограмма 1 - радиоимпульс помехи на входе АЦП 1 длительностью τ=Т/10 с частотой заполнения f_ПЧ=6f₀;

осциллограмма 2 - цифровой импульс в аналоговом выражении на выходе АЦП 1 в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀, представляющего результат дискретизации входного радиоимпульса 1 с частотой дискретизации f_ДК=5f₀; длительность ступенек составляет τ_ДК=1/f_ДК;

осциллограмма 3 - цифровой импульс на выходе цифрового сумматора 6 цифрового СДЦ 2 также в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀, представляющего разность цифровых колебаний 2 и цифровых колебаний на выходе цифрового ФНЧ 7, но с амплитудой, на 40 дБ меньшей, чем на осциллограмме 2.

На фиг.3б показаны спектрограммы, иллюстрирующие процесс очищения спектра импульсов помехи от боковых лепестков в диапазоне доплеровских частот (от f₀ до f₀+F) при весовой обработке функцией типа косинус в квадрате без пьедестала:

спектрограмма 1 представляет спектр ступенчатых колебаний импульсов пачки помехи на выходе АЦП 1, преобразованный на частоту f₀, при отсутствии цифрового СДЦ 2 и после весовой обработкой сигналов в виде главных лепестков, следующих с частотой повторения импульсов F=1/T, и части боковых лепестков между ними до уровня -100 дБ относительно уровня главных лепестков. Видно, что в этом случае зона боковых лепестков составляет 13% от интервала между главными лепестками;

спектрограмма 2 представляет спектр ступенчатых колебаний импульсов пачки помехи на выходе цифрового СДЦ 2 на частоте f₀ после весовой обработки сигналов, где видно, что главные лепестки этого спектра подавлены на 40 дБ относительно спектрограммы 1, в результате чего полуширина главного лепестка с зоной боковых лепестков на уровне -100 дБ уменьшилась до 3% от интервала между главными лепестками;

спектрограмма 3 представляет аналогичный случай, когда подавление импульсов помехи в цифровом СДЦ 2 увеличено до 60 дБ, в результате чего полуширина главного лепестка с зоной боковых лепестков на уровне -100 дБ уменьшилось до 1% от интервала между главными лепестками.

Таким образом, применение цифрового СДЦ в цифровом корреляционно-фильтровом приемном устройстве перед весовой обработкой сигналов позволяет практически освободить спектр импульсов помехи от нежелательного расширения главных лепестков и наличия боковых лепестков в динамическом диапазоне сигналов до 100 дБ даже при применении более простой весовой функции, что обеспечивает возможность использования импульсно-доплеровской РЛС для обнаружения слабых низкоскоростных доплеровских целей.

Источники информации

1. RU №2205422, G01S 13/52, 13/5 26, H04B 1/10, 2003.

2. Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника, Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ. (в четырех томах)/ Под общей ред. К.Н.Трофимова; Том 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А.С.Виницкого. - М.: Сов. радио, 1978, стр.369, рис.6.

3. П.А.Бакулев, В.М.Степин. Методы и устройства селекции движущихся целей. М: Радио и связь, 1986, стр.140-141, рис.5.20.

4. С.И.Баскаков. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1983, стр.489-491.

5. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М.: Радио и связь, 1983, стр.292-293.

6. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М.: Радио и связь, 1983, стр.273-289.

7. А.А.Трухачев. Радиолокационные сигналы и их применения. М.: Воениздат, 2005, стр.112-113.

8. А.А.Трухачев. Радиолокационные сигналы и их применения. М.: Воениздат, 2005, стр.125-138.

1. Цифровое многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей, содержащее последовательно включенные модулятор и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а также генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора, отличающееся тем, что введены n-разрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) и цифровой селектор движущихся целей (СДЦ) компенсационного типа, содержащий в прямом канале n-разрядный цифровой сумматор, а в компенсирующем канале - n-разрядный цифровой фильтр нижних частот (ФНЧ), при этом модулятор выполнен в виде n-разрядного цифрового перемножителя, генератор весовой функции в виде цифрового генератора, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС выполнено n-разрядным цифровым, вход n-разрядного АЦП является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а его выходные шины соединены с первыми разрядными входами n-разрядного цифрового сумматора и входными шинами n-разрядного цифрового ФНЧ, выходные шины которого соединены со вторыми разрядными входами n-разрядного цифрового сумматора, выход которого соединен с первыми разрядными входами n-разрядного цифрового перемножителя, управляющий вход n-разрядного АЦП и управляющий вход n-разрядного цифрового ФНЧ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации.

2. Цифровое многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство по п.1, отличающееся тем, что в качестве цифрового ФНЧ использован канонический рекурсивный цифровой фильтр нижних частот первого порядка.

3. Цифровое многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство по п.1, отличающееся тем, что в качестве цифрового ФНЧ использован канонический рекурсивный цифровой фильтр нижних частот второго порядка.