Устройство и способ слежения за радиочастотой и ее захвата

Изобретение относится к приему на радиочастотах (РЧ) для осуществления захвата РЧ и слежения за ней. Технический результат заключается в оптимизации времени захвата и диапазонов входов в синхронизм или захвата даже в условиях многолучевого распространения. В системе и способе регулировки полосы пропускания контура в контуре синхронизации радиоприемника предусмотрено использование пикового детектора (102) (фиг.3) для определения максимальной амплитуды и тактирования поступающих данных при различных кодовых сдвигах фазы. Максимальную амплитуду и тактирование используют в последующей обработке, при этом значение максимальной амплитуды используют для определения коэффициента регулировки. Информацию о тактировании, связанную с максимальным значением сигнала, используют для сжатия поступающего сигнала. Сжатый поступающий сигнал впоследствии масштабируют в соответствии с определенным коэффициентом регулировки усиления, так что входной сигнал, поступающий в контур синхронизации, оказывается масштабированным для получения желаемой полосы пропускания контура. 3 н. и 29 з.п. ф-лы, 4 ил.

 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится в основном к приему на радиочастотах (РЧ), а более конкретно к устройству и способу захвата РЧ и слежения за ней.

Уровень техники

Радиочастотные (РЧ) приемники должны быть сконструированы с возможностью захвата поступающего РЧ-сигнала и слежения за ним. В идеальной среде РЧ-сигнал проходит от передатчика по прямой линии к приемнику. Однако в более реалистичной обстановке РЧ-сигнал из передатчика отражается или преломляется различными предметами и прибывает в РЧ-приемник несколькими путями. В таких условиях многолучевого распространения уровень мощности сигнала флуктуирует. Такие контуры синхронизации в РЧ-приемниках, как контуры фазовой автоподстройки частоты, имеют полосу пропускания контура, предназначенную для работы в желаемой рабочей точке. Однако в условиях многолучевого распространения полоса пропускания контура, присущая контуру синхронизации, изменяется, когда уровень мощности сигнала флуктуирует. В некоторых канальных условиях изменение может обуславливать значительные отклонения от рабочей точки, что приводит к ухудшению эксплуатационных параметров, например, к увеличенному времени захвата, уменьшенным диапазонам входа в синхронизм или захвата, и т.п. Обычные решения этой проблемы предусматривают конструкцию с увеличенной полосой пропускания контура или использование ограничителя с резким порогом, либо когерентной автоматической регулировки усиления (АРУ) перед контуром синхронизации. Однако каждый из этих подходов накладывает конструкторские ограничения, которые в реалистичных рабочих условиях приводят к сниженным эксплуатационным параметрам РЧ-приемника.

Следовательно, можно понять, что существует значительная потребность в устройстве и способе, которые смогут обеспечить оптимизацию времени захвата и диапазонов входа в синхронизм или захвата даже в условиях многолучевого распространения. Настоящее изобретение обеспечивает это и другие преимущества, как будет очевидно из нижеследующего подробного описания и прилагаемых чертежей.

Раскрытие изобретения

Настоящее изобретение воплощается в системе и способе обнаружения радиочастотного сигнала. В одном варианте осуществления изобретение представляет собой устройство для обнаружения радиочастотного (РЧ) сигнала и содержит пиковый детектор для обнаружения пикового РЧ-сигнала и для генерирования данных тактирования и связанных с ними данных амплитуды. Блок сжатия, подключенный к пиковому детектору, принимает из него данные тактирования и сжимает РЧ-сигнал для генерирования сжатого сигнала. Генератор регулировки усиления, подключенный к пиковому детектору, принимает из него данные амплитуды и генерирует коэффициент регулировки усиления на основании данных амплитуды. Блок масштабирования масштабирует сжатый сигнал с помощью коэффициента регулировки усиления с целью генерирования выходного сигнала.

В одном варианте осуществления пиковый детектор является некогерентным пиковым детектором. Пиковый детектор может содержать блок некогерентного сжатия, блок оценивания амплитуды и блок сортировки для генерирования данных тактирования и амплитуды.

В одном варианте осуществления генератор регулировки усиления вычисляет коэффициент регулировки усиления на основании данных амплитуды. В альтернативном варианте генератор регулировки усиления содержит область хранения данных, содержащую множество коэффициентов регулировки усиления, и один, выбранный из этого множества коэффициентов регулировки усиления, выбран в качестве коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды. Область хранения данных может содержать таблицу просмотра, имеющую входной параметр, основанный на данных амплитуды, и выходной параметр, представляющий собой выбранный один из множества коэффициентов регулировки усиления.

В одном варианте осуществления блок масштабирования реализован в форме блока умножения, имеющего первый и второй входы. Первый вход подключен к блоку сжатия, а второй вход подключен к генератору регулировки усиления.

В одном варианте устройство дополнительно содержит контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), содержащий фазовый детектор, фильтр, генератор, управляемый напряжением (ГУН), или генератор с числовым программным управлением (ЧПУ), при этом выходной сигнал подается в фазовый детектор. В одной реализации контура ФАПЧ фазовый детектор имеет первый и второй входы и выход, причем первому входу придана конфигурация, обеспечивающая прием выходного сигнала, а второй вход подключен к выходу ГУН или генератора с ЧПУ. Выход фазового детектора подключен к управляющему входу ГУН или генератора с ЧПУ через фильтр.

Краткое описание чертежей

На фиг.1 представлена функциональная блок-схема обычного контура фазовой автоподстройки частоты.

На фиг.2 представлена функциональная блок-схема обычного приемника, в которой используется контроллер когерентной автоматической регулировки усиления, предшествующий контуру фазовой автоподстройки частоты.

На фиг.3 представлена функциональная блок-схема части радиочастотного приемника, иллюстрируемого в одной реализации настоящего изобретения.

На фиг.4 представлена блок-схема последовательности операций, иллюстрирующая работу одной реализации настоящего изобретения.

Осуществление изобретения

Синхронизация является существенной, но неправильной задачей, решаемой в приемниках, предназначенных для связи. Чтобы приемник мог надежно демодулировать переданные символы, нужно точно знать тактирование символа (т.е. когда символ начинается и кончается) и частоту несущей. Кроме того, когерентные приемники должны быть способны генерировать некоторый опорный сигнал, фаза которого находится в синхронизме с фазой принятого радиочастотного (РЧ) сигнала.

Наиболее распространенный метод синхронизации заключается в использовании контура фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), причем его используют для восстановления как фазы несущей, так и частоты несущей. Для восстановления тактирования используют контур слежения во времени (КСВ). На фиг.1 изображен обычный контур 10 ФАПЧ. Как показано на фиг.1, контур 10 ФАПЧ представляет собой в основном контур регулирования с обратной связью, содержащий три базовых компонента: фазовый детектор 12, контурный фильтр 14 и генератор 16, управляемый напряжением (ГУН). Специалисты в данной области техники поймут, что термин «ГУН» обычно употребляется в литературе по аналоговым схемам, тогда как термин «генератор с числовым программным управлением (ЧПУ)» может употребляться в литературе по цифровым схемам. В том смысле, в каком они употребляются в данном описании, термины «ГУН» и «генератор с ЧПУ» можно употреблять взаимозаменяемо. Объем притязаний настоящего изобретения не ограничивается терминами «ГУН» и «генератор с ЧПУ».

Фазовый детектор 12 генерирует сигнал, характеризующий разность фаз между входным сигналом (т.е. РЧ-сигналом) и выходным сигналом ГУН 16. Сигнал из фазового детектора 12 обрабатывается контурным фильтром 14, который в типичном случае является фильтром нижних частот, удаляющим высокочастотные компоненты на выходе фазового детектора 12. Завершая контур, выход контурного фильтра 14 подключен к управляющему входу ГУН 16. Выходным сигналом ГУН 16 является оценка фазы принятого сигнала, основанная на разности фаз, измеренной в контуре 10 ФАПЧ.

Структура контура, аналогичная контуру 10 ФАПЧ, изображенному на фиг.1, также широко применяется при частотной синхронизации и тактовой синхронизации символов, например, в контуре автоматической регулировки частоты (АРЧ) и в КСВ (последний контур может представлять собой устройство синхронизации с опережающим и запаздывающим стробированием), соответственно. Например, в контуре АРЧ фазовый детектор 12 заменен частотным детектором (не показан), который измеряет разность частот между принятым сигналом и выходным сигналом ГУН 16. В КСВ фазовый детектор заменен дискриминатором (не показан), который формирует меру сигнала погрешности тактирования. ГУН 16 заменен генератором тактовых импульсов, управляемым напряжением (не показан), который указывает тактирование символов. Таким образом, базовый контур, проиллюстрированный примером контура 10 ФАПЧ на фиг.1, можно изменять известным образом, чтобы обеспечить желаемую способность к обработке сигналов.

Контур синхронизации (т.е. контур 10 ФАПЧ, контур АРЧ и КСВ) в типичном случае имеет два режима работы, а именно: режим захвата, в котором достигается синхронизация, и режим слежения, который поддерживает синхронизацию в присутствии непредсказуемых изменений, таких как те, которые вносятся каналом распространения или величинами дрейфа генератора. Как правило, конструкторы решают вопрос о том, насколько быстро контур достигает синхронизации и насколько надежно он синхронизацию поддерживает. Как будет подробнее описано ниже, эти две цели (т.е. захват и слежение) несовместимы ни при каких обстоятельствах. Захват сигнала требует учета таких конструкторских соображений, как те, которые характеризуют условия, при которых контур может захватить сигнал. Например, конструкция контура должна учитывать тот первоначальный сдвиг частоты между принятым сигналом и гетеродином, который может уловить контур. Иногда это называют диапазоном захвата приемника. Кроме того, приемник должен быть сконструирован с обеспечением возможности слежения за изменениями, такими как вариации уровня сигнала, при одновременном слежении за фазой, частотой и тактированием принимаемого сигнала.

Важным параметром конструкции рассматриваемых контуров (например, контура ФАПЧ, контура АРЧ или КСВ) является полоса пропускания контура. Например, полоса пропускания контура в контуре 10 ФАПЧ представляет собой эквивалентную шумовую полосу пропускания, соответствующую передаточной функции между фазой принятого сигнала и фазой выходного сигнала ГУН 16. Полоса пропускания контура зависит от характеристик трех компонентов, изображенных на фиг.1. На полосу пропускания влияет конфигурация контурного фильтра 14, например, порядок фильтра и коэффициенты контурного фильтра. Кроме того, величины усиления сигнала фазового детектора 12 и ГУН 16 и уровень входного сигнала также влияют на полосу пропускания контура.

Хорошо известно, что при заданном уровне внешнего шума и помех увеличенная полоса пропускания контура обуславливает проникновение в контур большего шума и помех, что приводит к флуктуации («дрожанию») фазы (т.е. оценка фазы на выходе ГУН 16 оказывается зашумленной) и меньшему отношению «сигнал-шум» (ОСШ) в контуре. В целях рассмотрения предмета данной заявки будем интерпретировать шум как фоновый сигнал, который может присутствовать в интересующей полосе частот и может быть искусственно сформированным или естественным. В том смысле, в каком он употребляется в данном описании, термин «помехи» относится к сигналам искусственного происхождения, таким как нежелательные сигналы от микроволновых печей либо поступающие из базовых станций и других систем беспроводной связи. Если контур 10 ФАПЧ имеет малое ОСШ, то в этом контуре более вероятны срывы слежения или проскальзывание циклов (т.е. возникают скачки фазовых погрешностей на величины, кратные 2π радиан, за короткий интервал времени), что губительно для таких приложений, как восстановление тактирования. При некоторых условиях возможен и выход из режима захвата.

С другой стороны, более широкая полоса пропускания контура обеспечивает меньшее время захвата (т.е. время, необходимое для достижения состояния синхронизма) и меньшее время отклика контура на изменения фазы (или частоты, или тактирования) принимаемого сигнала. Кроме того, контур с меньшей полосой пропускания контура имеет больший диапазон синхронизации и/или захвата, который определяется как максимальный сдвиг частоты между принятым сигналом и свободно изменяющейся частотой ГУН 16 и на протяжении которого контур может осуществлять захват с проскальзываниями циклов или без них. На практике, расчетный рабочий параметр, например, полоса пропускания контура, определяется балансом этих компромиссных решений.

В системе беспроводной связи с подвижными объектами переданный сигнал проходит по многим путям распространения перед тем, как поступает в передатчик. Поскольку каждый путь распространения вызывает случайное затухание и сдвиг фазы, принятый сигнал, который представляет собой суперпозицию этих составляющих многолучевого распространения, будет изменяться по фазе и амплитуде, а также по времени прибытия ввиду подвижности приемника. Этот эффект замирания вследствие многолучевого распространения может вызывать серьезное ухудшение эксплуатационных параметров, если конструкция приемника не смягчает эти факторы.

В системе, где применяется передача сигналов с расширенным спектром в прямой последовательности, обычно используют многоотводный приемник, чтобы бороться с эффектами замирания вследствие многолучевого распространения. Многоотводный приемник собирает энергии сигналов с многих путей распространения и объединяет их с целью увеличения ОСШ. Многоотводные приемники хорошо известны в данной области техники, так что нет нужды описывать их здесь подробнее.

Эффективность многоотводного приемника сильно зависит от точности канальной оценки. В системах, где отсутствует немодулированный пилот-сигнал, таких как системы, оговоренные в стандарте IEEE 802.11b Института инженеров по электротехнике и электронике, канальную оценку обычно получают методом управления по решению. Например, корреляция принятого сигнала с локальной репликой кода расширения при заданном кодовом сдвиге дает оценку произведения переданного символа данных и комплексного усиления в канале для составляющей многолучевого распространения при таком сдвиге (т.е. при соответствующей задержке распространения). Следовательно, в предположении, что решения относительно переданных символов данных достаточно надежны, можно получить оценку усиления в канале путем умножения корреляции на комплексно сопряженную величину соответствующих решений по символам, чтобы устранить модуляцию данных. Таким образом, этот процесс является процессом управления по решению. Ясно, что для получения наиболее точных решений по символам до того, как получается канальная оценка и может иметь место оптимальное объединение, следует использовать имеющую самый высокий уровень составляющую многолучевого распространения в процессе принятия решения, потому что она имеет наибольшее ОСШ среди всех составляющих многолучевого распространения.

Следует отметить, что тактирование, частота или фазовая синхронизация (с помощью вышеописанных контуров синхронизации) необходимы для точной демодуляции переданных символов. По той же причине, обсуждавшейся выше в связи с точностью решения по символам, при построении контуров синхронизации также следует использовать имеющую самый высокий уровень составляющую многолучевого распространения до того, как можно будет оптимально объединить составляющие многолучевого распространения.

Когда контуры синхронизации работают в канале с многолучевым распространением, возникает проблема конструирования. Как обсуждалось выше, при заданном множестве параметров компонентов и конфигурации контура, полоса пропускания контура зависит от уровня мощности сигнала, поступающего в контур (т.е. входного сигнала на фиг.1). Поскольку уровни составляющих многолучевого распространения изменяются во времени случайным образом, полоса пропускания контура, а значит - и время захвата и диапазоны синхронизации и/или захвата претерпевают соответствующие флуктуации. Это приводит к явлению амплитудной модуляции полосы пропускания контура. То есть полоса пропускания контура флуктуирует вместе с амплитудой входного сигнала. Когда эта флуктуация обуславливает значительное отклонение от расчетной рабочей точки, контур будет испытывать значительное снижение эксплуатационных параметров.

Например, в типичном приемнике для связи используется механизм некогерентной автоматической регулировки усиления (АРУ), чтобы поддержать суммарную входную мощность приемника (т.е. сумму мощностей сигнала, помех и шума) на постоянном уровне. Однако в вышеописанном процессе канальной оценки, только имеющую самый высокий уровень составляющую многолучевого распространения можно использовать для построения контуров синхронизации. Следовательно, даже несмотря на то, что некогерентная АРУ поддерживает постоянную суммарную принятую мощность, распределение мощности составляющих сложного сигнала многолучевого распространения может изменяться во времени. Таким образом, уровень составляющей многолучевого распространения, являющийся самым высоким, может изменяться во времени. Это приводит к изменяющейся мощности входного сигнала, вводимой в контур, а значит - и к изменяющейся полосе пропускания контура.

В типичной реализации параметры контура рассчитывают на основании уровней мощности, задаваемых некогерентной АРУ. При такой конструкции приемника результирующая эффективная полоса пропускания контура, зависящая от уровня мощности на пути с наивысшим уровнем сигнала, меньше целевой полосы пропускания контура, которую вычисляют на основании суммарной принятой мощности. Следовательно, приемник может иметь меньшие диапазоны синхронизации и захвата, а значит - может допускать меньшую величину сдвига частоты для захвата входного сигнала.

Дополнительным следствием уменьшенной полосы пропускания контура является увеличенное время захвата, если предположить, что захват вообще возможен, вследствие чего может ухудшаться прием коротких информационных пакетов. Следует предусмотреть механизм, который может компенсировать уменьшение полосы пропускания контура в условиях многолучевого распространения, чтобы улучшить эксплуатационные параметры и синхронизацию, решения по символам, канальную оценку и объединение в многоотводном приемнике.

При обычных попытках смягчить эту проблему используют расширенную полосу пропускания контура или предусматривают контур синхронизации, имеющий ограничитель с резким порогом или обуславливающий когерентную АРУ. Учитывая затухание из-за эффекта многолучевого распространения, подход, предусматривающий расширение полосы пропускания, способствует увеличению целевой полосы пропускания контура на основании минимально приемлемого или среднего уровня сигнала в имеющей наибольший уровень составляющей многолучевого распространения, а также способствует использованию этой полосы пропускания контура для всех возможных уровней мощности поступающих сигналов. Поскольку такой подход основан на сценарии наихудшего или среднего случая, основной недостаток заключается в том, что эффективная полоса пропускания контура может оказаться избыточной в некоторых канальных условиях, тем самым допуская проникновение большего шума в контур и обуславливаемое этим ухудшение эксплуатационных параметров контура синхронизации.

Ограничитель с резким порогом, по существу, представляет собой двухуровневый скалярный квантователь с ненулевой ступенью (на границе шага квантования). Этот ограничитель выдает положительное постоянное значение, если входной сигнал является положительным (или отрицательное постоянное значение, если входной сигнал является отрицательным). Это постоянное значение определяют на основании целевой полосы пропускания контура. Ограничитель с резким порогом имеет постоянную выходную мощность независимо от уровней входной мощности сигнала, шума и помех. Поэтому ясно, что присутствие шума и помех понижает уровень мощности сигнала на выходе ограничителя, тем самым снижая ОСШ на входе контура. Это ухудшение вызывает осложнения в условиях малого ОСШ.

На функциональной блок-схеме согласно фиг.2 изображена обычная схема регулировки полосы пропускания с помощью контура 20 когерентной АРУ, предшествующего контуру 10 ФАПЧ. Контур 20 когерентной АРУ имеет структуру регулирования с обратной связью, аналогичную той, которая есть в контуре 10 ФАПЧ, показанном на фиг.1. Тремя элементами цепи регулирования являются усилитель регулировки усиления (УРУ), обозначенный позицией 22, амплитудный детектор 24 и фильтр 32. Амплитудный детектор 24 аналогичен фазовому детектору 12, показанному на фиг.1, в том, что он сравнивает два сигнала и генерирует регулирующее напряжение. Но если фазовый детектор 12 сравнивает входной сигнал с выходным сигналом ГУН 16, то амплитудный детектор 24 сравнивает опорное напряжение V_ОП с выходным сигналом УРУ 22 и генерирует сигнал разности. Этот сигнал разности фильтруется фильтром 32 с целью генерирования сигнала регулирования для УРУ 22. УРУ 22 используется для регулирования мощности входного сигнала на основании сигнала регулирования. Сигнал регулирования подается в УРУ 22 амплитудным детектором 24 через фильтр 32.

Выход ГУН 16 подключен к квадратурному фазовращателю 34 с целью формирования опорного сигнала фазы для детектора 24 амплитуды, что приводит к когерентной АРУ. Детектор 24 амплитуды содержит блок 26 умножения и фильтр нижних частот 28. Блок 26 умножения объединяет выходной сигнал УРУ 22 и опорный сигнал фазы из квадратурного фазовращателя 34 для генерирования меры амплитуды сигнала. Фильтр 28 нижних частот удаляет высокочастотные составляющие произведения, чтобы обеспечить оценку амплитуды. Выходной сигнал амплитудного детектора 24 сравнивается с опорным напряжением V_ОП посредством сумматора 30. Сигнал разности, генерируемый сумматором 30, фильтруется фильтром 32, при этом выходной сигнал служит сигналом регулирования, используемым для регулировки усиления УРУ 22.

В предположении, что отклик контура 20 когерентной АРУ является достаточно быстрым, можно показать, что амплитуда сигнала на входе в контур 10 ФАПЧ составляет (V_ОП/cosθ_п), где V_ОП - опорное напряжение, а θ_п - фазовая погрешность между входом фазового детектора 12 и выходом ГУН 16. В режиме слежения (т.е. когда контур 10 ФАПЧ блокирован) значение θ_п близко к нулю. Поэтому амплитуда входного сигнала контура 10 ФАПЧ поддерживается приблизительно постоянной при V_ОП, которое соответствует желаемому рабочему параметру, такому как целевая полоса пропускания контура. Вместе с тем, в режиме захвата (т.е. когда контур 10 ФАПЧ деблокирован и пытается провести захват) значение θ_п не является близким к нулю. В результате, амплитуда входного сигнала контура 10 ФАПЧ оказывается больше, чем V_ОП, поскольку |cosθ_п|<1 при θ_п≠kπ, где k - целое число, что приводит к избыточной полосе пропускания контура. Недостаток этого подхода аналогичен тому, который присущ подходу, предусматривающему расширение полосы пропускания, рассмотренному выше. Подходящая регулировка полосы пропускания контура, особенно в режиме захвата, является ключевым фактором удовлетворительной работы схемы приемника.

В одном варианте осуществления настоящего изобретения предложен способ, посредством которого регулируют полосу пропускания контура на основании уровня сигнала. Один вариант осуществления настоящего изобретения показан в системе 100, изображенной в виде функциональной блок-схемы на фиг.3. В этой системе используется некогерентный пиковый детектор 102, который оценивает мощность составляющей многолучевого распространения с самым высоким уровнем, а затем масштабирует входной сигнал контура синхронизации посредством коэффициента регулируемого усиления в полосе пропускания, чтобы компенсировать уменьшение полосы пропускания контура. Поскольку пиковый детектор 102 является некогерентным, опорный сигнал фазы из синхронизированного контура 10 ФАПЧ не нужен, что смягчает проблему, с которой приходится иметь дело при подходе, предусматривающем когерентную АРУ в режиме захвата, рассмотренном выше применительно к фиг.2. Кроме того, коэффициент регулировки полосы пропускания системы 100 обеспечивает масштабирование составляющей сигнала и составляющей шума и помех посредством одной и той же величины. Следовательно, в отличие от ограничителя с резким порогом, который вызывает снижение ОСШ, входное ОСШ контура в системе 100 не изменяется. Как показано на фиг.3, входной сигнал, который является принятым сигналом, представляет собой суперпозицию всех компонентов многолучевого распространения, включая помехи и шум. Входной сигнал сначала сжимается блоком 110 сжатия при различных кодовых сдвигах. В типичной реализации блок 110 сжатия использует кодовые сдвиги через каждый интервал длиной в половину (длительности) элементарного сигнала. Однако можно использовать и другие интервалы. Конкретный интервал, выражаемый количеством элементарных сигналов и используемый блоком 110 сжатия, не является ограничительным признаком настоящего изобретения.

В целях нижеследующего обсуждения обозначим символом h_i комплексное канальное усиление составляющей многолучевого распространения при i-ом кодовом сдвиге и обозначим символом h_max усиление, связанное с составляющей многолучевого распространения, имеющей наибольший уровень. Без потери общности рассуждений и для удобства выражения можно предположить, что . То есть

средняя мощность принятого сигнала является такой же, как мощность переданного сигнала. В целях обсуждения также можно предположить, что символ d переданных данных имеет единичную мощность (т.е. |d|=1). Кроме того, по причинам, рассмотренным выше, можно предположить, что локальная реплика расширяющей последовательности в приемнике нормализована таким образом, что выходной сигнал блока 110 расширения имеет единичную мощность, когда переданная расширяющая последовательность интервала символов принимается без какого-либо искажения. Таким образом, выходной сигнал блока 110 расширения при i-ом кодовом сдвиге можно записать в виде:

где z_I ¹ и z_Q ¹ - синфазная и квадратурная составляющие z_i, соответственно, a I_i и N_i обозначают помехи и шум i-го кодового сдвига, соответственно. Помехи возможны из-за внешних источников и других составляющих многолучевого распространения.

Поскольку блок 110 расширения обеспечивает рабочее усиление, которое может подавлять шум и помехи (т.е. I_i и N_i в уравнении (1) относительно малы по сравнению с составляющей сигнала h_i и d), следовательно, z_i служит в качестве оценки произведения символа d переданных данных и усиления h_i в канале.

Выходные сигналы {z_i} блока 110 сжатия подаются на блок 112 оценивания амплитуды, который генерирует оценки амплитуд величин усиления в канале для различных составляющих многолучевого распространения. Блок 112 оценивания амплитуды можно реализовать множеством разных способов. Например, оценка амплитуды составляющей h_i, обозначаемая символом , может быть получена некогерентно в виде:

где предполагается, что |d|=1. Специалисты в данной области техники поймут, что блок 112 оценивания амплитуды можно реализовать и другими известными способами. Конкретная реализация блока 112 оценивания амплитуды не является ограничительным признаком настоящего изобретения.

Следует отметить, что оценки амплитуды, как правило, усредняют по нескольким интервалам символов, чтобы уменьшить несоответствие оценок. Эти оценки амплитуды подаются в блок 114 сортировки, который выбирает наибольшую амплитуду, обозначаемую символом при этом:

где значение представляет собой оценку амплитуды составляющей многолучевого распространения, имеющей наибольший уровень, а соответствующая кодовая фаза указывает приближенное тактирование этой составляющей многолучевого распространения. То есть i-й кодовый сдвиг обеспечивает информацию о тактировании, тогда как амплитуда, связанная с i-й составляющей, задается вышеуказанным уравнением (3). Таким образом, блок 114 сортировки выдает информацию и о фазе, и о тактировании. Амплитуда на пути с наибольшим уровнем сигнала (т.е. с |h_max|) указывает амплитуду на пути с наибольшим уровнем сигнала. Сигнал выдается в генератор 104 коэффициента регулировки усиления, как будет подробнее описано ниже.

Как отмечалось выше, блок 114 сортировки также выдает приближенную информацию о тактировании, характеризующую тактирование имеющего наибольший уровень пути составляющих многолучевого распространения. Эта приближенная информация о тактировании используется в блоке 120 сжатия для проведения сжатия имеющей наибольший уровень составляющей многолучевого распространения. Очевидно, что выходной сигнал блока 120 сжатия можно выразить аналогично выходному сигналу блока 110 сжатия, выраженному в уравнении (1), то есть в виде:

x = h_maxd + I' + N', (4)

где I' и N' обозначают составляющие помех и шума, соответственно. Следует отметить, что точное тактирование для пути с наибольшим сигналом можно получить с помощью КСВ (не показан) и использовать вместе с грубым тактированием для блока 120 сжатия. Для краткости и ясности, составляющая точного тактирования не изображена на фиг.3. Однако использование КСВ для точного тактирования хорошо известно в данной области техники, так что нет нужды описывать его здесь подробнее.

Следует отметить, что в типичной конструкции выход блока 120 сжатия (обозначенный символом «х») является входом контура синхронизации. Это эквивалентно обозначению «входной сигнал» на фиг.1-2. Как рассмотрено выше в связи с некогерентной АРУ, параметр полосы пропускания контура, как правило, рассчитывают на основании суммарной принятой мощности, поддерживаемой посредством некогерентной АРУ. То есть желаемый входной сигнал контура можно выразить в виде:

где все параметры определены выше. Отметим, что в уравнении (5) член представляет суммарную принятую мощность, которая собрана со всех составляющих многолучевого распространения в предположении, что некогерентная АРУ достигает . Путем сравнения уравнений (4) и (5) можно заметить, что входной сигнал «х» контура синхронизации затухает с коэффициентом h_max, так как h_max < , что эквивалентно уменьшению полосы пропускания.

Чтобы компенсировать уменьшение полосы пропускания, выходной сигнал блока 120 сжатия масштабируют с коэффициентом пользуясь, например, блоком умножения. Этот коэффициент вычисляют на основании амплитуды для пути с наибольшим уровнем (т.е. с ) выходного сигнала пикового детектора 102, так что выходной сигнал блока 122 умножения, обозначенный символом «у» на фиг.3, принимает вид:

где аппроксимация следует из вышеуказанного уравнения (2). Сравнивая уравнение (5) с уравнением (6), выясняем, что после регулировки усиления мощность входного сигнала оказывается приблизительно такой же, как желаемая.

Для эффективной аппаратной реализации генерирование коэффициента регулировки полосы пропускания контура с помощью генератора 104 коэффициента регулировки усиления можно осуществить, воспользовавшись таблицей просмотра, чтобы исключить операцию деления, необходимую при вычислении В частности, входной параметр таблицы просмотра является выходным сигналом пикового детектора, а выходной параметр таблицы просмотра является предварительно вычисленной квантованной версией величины

Следует отметить, что посредством системы 100 можно реализовать многие способы осуществления квантования. Например, квантование может быть линейным или нелинейным. Фактическая реализация зависит от конкретных требований к эксплуатационным параметрам и ограничений сложности, таких как максимальный размер памяти, допустимый для хранения таблицы просмотра. Следует дополнительно отметить, что умножение на коэффициент регулировки, проводимое блоком 112 умножения, можно осуществить после фазового детектора 12 и перед контурным фильтром 14. Таким образом, можно сэкономить реальный блок умножения, потому что выходной сигнал блока 120 сжатия в типичном случае является комплексным, тогда как выходной сигнал фазового детектора 12 является действительным. И, наконец, следует отметить, что хотя на фиг.3 иллюстрируется использование контура 10 ФАПЧ, тот же механизм регулировки контура можно без изменения применить к контуру АРЧ и КСВ - просто путем замены контура ФАПЧ, показанного на фиг.3, соответствующим контуром синхронизации.

Компоненты, изображенные на функциональной блок-схеме согласно фиг.3, можно реализовать посредством известных аппаратных компонентов или реализовать в виде набора команд, выполняемых процессором, таким как цифровой процессор сигналов (ЦПС). В альтернативном варианте компоненты, изображенные на функциональной блок-схеме согласно фиг.3, можно реализовать с помощью совокупности аппаратных компонентов и команд, выполняемых ЦПС.

Процесс, реализуемый системой 100, изображен в виде блок-схемы последовательности операций на фиг.4, где в начале 200 радиоприемник обнаруживает входной сигнал. Специалисты в данной области техники поймут, что вместе с системой 100 можно использовать обычные компоненты радиоаппаратуры, такие как антенна, радиочастотный усилитель, фильтры и т.п. Для ясности и краткости эти обычные компоненты не показаны на рассматриваемом чертеже. На этапе 202 система 100 сжимает поступающий сигнал на выбранных кодовых интервалах. Хотя можно использовать типичный кодовый интервал, длительность которого составляет половину элементарного сигнала, с помощью системы 100 легко можно реализовать и другие кодовые интервалы. На этапе 204 система 100 определяет максимальную амплитуду и тактирование. Как сказано выше, анализируют ряд кодовых выборок на интервалах выбранной длительности, выражаемой количеством элементарных сигналов, чтобы определить, какой кодовый интервал имеет максимальную амплитуду. Амплитуда этой выборки и тактирование этой выборки используются в последующих процессах.

На этапе 206 система 100 использует максимальную амплитуду, чтобы определить коэффициент регулировки. Как говорилось выше, коэффициент регулировки можно вычислять в реальном времени на основании вышеописанных теоретических положений. В альтернативном варианте вычисление можно проводить заранее с использованием масштабных коэффициентов, предварительно сохраненных в области хранения, такой как таблица просмотра. В данной области техники известны различные реализации области хранения, так что нет нужды описывать их здесь подробнее. Конкретная реализация коэффициента регулировки, - определяется ли коэффициент регулировки в форме результата вычислений в реальном времени, задается в таблице просмотра, или он реализуется с помощью аппаратного обеспечения или команд программного обеспечения, выполняемых ЦПС, - не является ограничительным признаком настоящего изобретения.

На этапе 208 система 100 использует информацию о тактировании, полученную на этапе 204, для сжатия поступающего сигнала. Как говорилось выше, выбранная кодовая выборка может обеспечить информацию о грубом тактировании, а с целью обеспечения информации о точном тактировании для операции сжатия, проводимой на этапе 208, можно использовать КСВ. На этапе 210 система масштабирует сжатый сигнал на основании коэффициента регулировки усиления, вычисленного на этапе 206.

На этапе 212 система 100 выдает масштабированный сигнал в контур фазовой автоподстройки частоты, такой как контур 10 ФАПЧ, показанный на фиг.3. Процесс заканчивается на этапе 214.

Таким образом, система 100 масштабирует входной сигнал для достижения желаемой полосы пропускания контура в контуре 10 ФАПЧ. Следует осознать, что хотя в предшествующем описании рассмотрены различные варианты осуществления и преимущества, они носят лишь описательный и иллюстративный характер, а в рамках, толкуемых в широком смысле принципов изобретения, можно вносить изменения в различные его детали. Следовательно, настоящее изобретение ограничивается лишь прилагаемой формулой изобретения.

Все вышеупомянутые патенты США, публикации заявок на патенты США, заявки на патенты США, публикации иностранных патентов и не патентные публикации, на которые сделаны ссылки в этом описании и/или которые перечислены на титульном листе заявки, упоминаются здесь во всей их полноте для справок.

1. Устройство для обнаружения радиочастотного (РЧ) сигнала, содержащее пиковый детектор для обнаружения пикового РЧ сигнала и для генерирования данных тактирования и связанных с ними данных амплитуды, блок сжатия, подключенный к пиковому детектору для приема из него данных тактирования, причем блок сжатия сжимает РЧ сигнал для генерирования таким образом сжатого сигнала, генератор регулировки усиления, подключенный к пиковому детектору для приема из него данных амплитуды, причем генератор коэффициента регулировки усиления генерирует коэффициент регулировки усиления на основании данных амплитуды, и блок масштабирования, масштабирующий сжатый сигнал с помощью коэффициента регулировки усиления с целью генерирования выходного сигнала.

2. Устройство по п.1, в котором пиковый детектор является некогерентным пиковым детектором.

3. Устройство по п.1, в котором пиковый детектор содержит некогерентный блок сжатия, блок оценки амплитуды и блок сортировки для генерирования данных тактирования и амплитуды.

4. Устройство по п.1, в котором генератор регулировки усиления вычисляет коэффициент регулировки усиления на основании данных амплитуды.

5. Устройство по п.1, в котором генератор регулировки усиления содержит область хранения данных, содержащую множество коэффициентов регулировки усиления, и один выбранный из этого множества коэффициентов регулировки усиления выбран в качестве коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды.

6. Устройство по п.5, в котором множество коэффициентов регулировки усиления выбраны обратно пропорциональными данным амплитуды.

7. Устройство по п.5, в котором область хранения данных содержит таблицу просмотра, имеющую входной параметр, основанный на данных амплитуды, и выходной параметр, представляющий собой выбранный один из множества коэффициентов регулировки усиления.

8. Устройство по п.1, в котором блок масштабирования является блоком умножения, имеющим первый и второй входы, причем первый вход подключен к блоку сжатия, а второй вход подключен к генератору регулировки усиления.

9. Устройство по п.1, дополнительно содержащее контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), содержащий фазовый детектор, фильтр и генератор, управляемый напряжением (ГУН) или генератор с числовым программным управлением (ЧПУ), при этом выходной сигнал подается в фазовый детектор.

10. Устройство по п.9, в котором фазовый детектор имеет первый и второй входы и выход, причем первому входу придана конфигурация, обеспечивающая прием выходного сигнала, а второй вход подключен к выходу ГУН или генератора с ЧПУ, и выход фазового детектора подключен к управляющему входу ГУН или генератора с ЧПУ через фильтр.

11. Устройство для обнаружения радиочастотного (РЧ) сигнала, содержащее средство для обнаружения пикового РЧ сигнала и для генерирования связанных с ними данных амплитуды; средство для генерирования коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды; средство для сжатия РЧ сигнала для генерации сжатого сигнала; и средство для масштабирования сжатого сигнала с помощью коэффициента регулировки усиления с целью генерирования выходного сигнала.

12. Устройство по п.11, в котором средство для обнаружения пикового РЧ сигнала генерирует данные тактирования, связанные с обнаруженным пиком, а средство для сжатия РЧ сигнала сжимает РЧ сигнал с использованием данных тактирования.

13. Устройство по п.11, в котором средство для обнаружения пикового РЧ сигнала является некогерентным средством для обнаружения пикового РЧ сигнала.

14. Устройство по п.11, в котором средство для обнаружения пикового РЧ сигнала содержит некогерентное средство для сжатия РЧ сигнала, средство для оценки амплитуды сжатого РЧ сигнала и средство для сортировки сжатого РЧ сигнала с целью генерирования данных амплитуды.

15. Устройство по п.11, в котором средство для генерирования коэффициента регулировки усиления выполнено с возможностью вычисления коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды.

16. Устройство по п.11, в котором средство для генерирования коэффициента регулировки усиления содержит область хранения данных, содержащую множество коэффициентов регулировки усиления, и один выбранный из этого множества коэффициентов регулировки усиления выбран в качестве коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды.

17. Устройство по п.16, в котором множество коэффициентов регулировки усиления выбраны обратно пропорциональными данным амплитуды.

18. Устройство по п.16, в котором область хранения данных содержит таблицу просмотра, имеющую входной параметр, основанный на данных амплитуды, и выходной параметр, представляющий собой выбранный один из множества коэффициентов регулировки усиления.

19. Устройство по п.11, в котором средство масштабирования содержит блок умножения, имеющий первый и второй входы, причем первому входу придана конфигурация, обеспечивающая прием РЧ сигнала, а второй вход подключен к средству для генерирования коэффициента регулировки усиления.

20. Устройство по п.11, дополнительно содержащее контур фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), содержащий фазовый детектор, фильтр и генератор, управляемый напряжением (ГУН), при этом выходной сигнал подается в фазовый детектор.

21. Устройство по п.20, в котором фазовый детектор имеет первый и второй входы и выход, причем первому входу придана конфигурация, обеспечивающая прием выходного сигнала, а второй вход подключен к выходу ГУН и выход фазового детектора подключен к управляющему входу ГУН через фильтр.

22. Способ обнаружения радиочастотного (РЧ) сигнала, заключающийся в том, что обнаруживают пиковый РЧ сигнал и генерируют связанные с ними данные амплитуды; генерируют коэффициент регулировки усиления на основании данных амплитуды; сжимают РЧ сигнал для генерации сжатого сигнала; и масштабируют сжатый сигнал с помощью коэффициента регулировки усиления с целью генерирования выходного сигнала.

23. Способ по п.22, в котором обнаружение пикового РЧ сигнала включает в себя генерирование данных тактирования, связанных с обнаруженным пиком.

24. Способ по п.22, в котором обнаружение пикового РЧ сигнала включает в себя некогерентное обнаружение пикового РЧ сигнала.

25. Способ по п.22, в котором обнаружение пикового РЧ сигнала включает в себя некогерентное сжатие РЧ сигнала, оценку амплитуды сжатого РЧ сигнала и сортировку сжатого РЧ сигнала с целью генерирования данных амплитуды.

26. Способ по п.22, в котором генерирование коэффициента регулировки усиления включает в себя вычисление коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды.

27. Способ по п.22, в котором генерирование коэффициента регулировки усиления включает в себя сохранение множества коэффициентов регулировки усиления и выбор выбираемого одного из этого множества коэффициентов регулировки усиления в качестве коэффициента регулировки усиления на основании данных амплитуды.

28. Способ по п.27, в котором множество коэффициентов регулировки усиления выбирают обратно пропорциональными данным амплитуды.

29. Способ по п.27, в котором сохранение множества коэффициентов регулировки усиления включает в себя сохранение множества коэффициентов регулировки усиления в таблице просмотра, имеющую входной параметр, основанный на данных амплитуды, и выходной параметр, представляющий собой выбранный один из множества коэффициентов регулировки усиления.

30. Способ по п.22, в котором масштабирование включает в себя перемножение РЧ сигнала и коэффициента регулировки усиления.

31. Способ по п.22, дополнительно предусматривающий синхронизацию с РЧ сигналом посредством контура фазовой автоподстройки частоты, при этом выходной сигнал подают на вход контура синхронизации.

32. Способ по п.31, в котором синхронизацию с РЧ сигналом осуществляют посредством контура фазовой автоподстройки частоты, имеющего вход, которому придана конфигурация, обеспечивающая прием выходного сигнала.