Способ определения дальности до забрасываемого передатчика помех и устройство для его реализации

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для измерения дальности до забрасываемого постановщика помех, находящегося в зоне Френеля. Достигаемым техническим результатом является повышение точности измерения дальности до забрасываемого передатчика помех (ЗПП) за счет учета разностей фаз помехового сигнала в каждом приемном канале и реализации алгоритма усреднения фаз с весовыми коэффициентами, пропорциональными квадрату номера элемента антенной решетки. Помеховый сигнал от ЗПП, находящегося на земле, принимают (М+1) элементами антенной решетки РЛС, определяют несущую частоту, на которой влияние помехи на РЛС максимально, ориентируют антенную решетку на азимутальное направление Θ, соответствующее максимальному значению принимаемого помехового сигнала, формируют в М приемных каналах напряжения, пропорциональные разностям фаз сигналов относительно центрального, усиливают их и суммируют, а дальность определяют по соответствующей формуле. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при реализации радиолокационных систем, предназначенных для измерения фазовым методом дальности до забрасываемого постановщика помех, находящегося в зоне Френеля.

Известны пассивные способы измерения дальности, основанные на использовании собственного излучения объектов. Среди них наиболее широкое применение получили триангуляционный, базово-корреляционный, а также способы, основанные на измерении углов прихода прямого сигнала и отраженного от поверхности и других объектов, и анализа изменения интенсивности принимаемых сигналов с последующим расчетом дальности до излучающих объектов.

Недостатком данных способов измерения дальности является то, что не учитываются искажения радиолокационных сигналов, приводящих к ухудшению точности измерения. Наиболее близким по сущности изобретения является "фазовый метод измерения дальности" (Кремер И.Я., Кремер А.И., Петров В.М. и др. Пространственно-временная обработка сигналов. - М.: Радио и связь, 1984, с.53-60), заключающийся в том, что радиолокационный сигнал принимают, усиливают в каждом М+1 (М=2) приемном канале, измеряют частоту, угол прихода сигнала и формируют с помощью фазометров напряжения, амплитуды которых характеризуют разности фаз сигналов в симметричных относительно центрального приемных каналах ϕ_i и ϕ_-i вычитают их, получая напряжение, а дальность по цели вычисляют по формуле

где L - размер раскрыва антенны (база) (м);

с - скорость света (м/с);

f - частота принимаемого сигнала (Гц);

Θ - угол между направлением на источник излучения и осью раскрыва антенны (град);

|Δϕ|=|ϕ_i-ϕ_-i| - разность фаз сигналов принимаемых симметричными относительно центрального антенными элементами (рад).

Устройство для реализации данного известного способа содержит (МН) антенных элементов, (М+1) приемников, М-фазометров, частотомер, синхронизатор, причем центральный (нулевой i=0) антенный элемент подключен ко входу соответствующего приемника, i-й антенный элемент через i-й приемник подключен к входу i-го фазометра, а другой вход каждого фазометра подключен к выходу центрального нулевого приемника, который через частотомер, первый фазометр и синхронизатор подключен соответственно к 1-му, 2-му, 3-му входам блока вычисления дальности, i-й (i=±1, ±2, ..., ±М/2), вход которого подключен к выходу i-го фазометра, а выход блока вычисления дальности является выходом устройства измерения дальности.

Способ-прототип и устройство-прототип, реализующие этот способ, позволяют определить дальность до источника излучения, находящегося в зоне Френеля, фазовым методом. Однако способ прототип и устройство-прототип, реализующие этот способ, не учитывают влияние фазовых искажений принимаемого сигнала. Флуктуации фазы, вызванные, например, случайными неоднородностями среды распространения, неидентичностями элементов приемного тракта неизбежно порождают ошибки в измерении фазы и, следовательно, дальности до цели.

Цель изобретения состоит в повышении точности измерения дальности до забрасываемого передатчика помех (ЗПП) за счет учета разностей фаз помехового сигнала в каждом приемном канале и реализации алгоритма усреднения фаз с весовыми коэффициентами, пропорциональными квадрату номера элемента.

Цель достигается тем, что помеховый сигнал от ЗПП, находящегося на земле, принимают (М+1) элементами антенной решетки РЛС (радиолокационной станции) и (М+1) приемными каналами, с помощью системы перестройки определяют несущую частоту, на которой влияние помехи на РЛС максимально, с помощью системы вращения антенной решетки ориентируют антенную решетку на азимутальное направление Θ, соответствующее максимальному значению принимаемого помехового сигнала, формируют в М фазометрах разности разностей фаз помеховых сигналов относительно центрального элемента антенной решетки |Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i|, где i=±1, ±2, ..., ±М/2 - номер элемента антенной решетки, отличающийся тем, что сформированные разности разностей фаз умножают на весовые коэффициенты, равные i², и суммируют, а дальность определяют по формуле

где;

L - размер антенной решетки, м;

с - скорость света, м/с;

f - частота принимаемого помехового сигнала ЗПП (несущая частота РЛС, на которой влияние помехи на РЛС максимально);

М+1 - количество элементов антенной решетки РЛС;

i - номер элемента антенной решетки (i=0, ±1, ±2, ..., ±М/2);

ϕ_i - разность фаз помехового сигнала в i-м приемном канале относительно сигнала в центральном (нулевом) приемном канале;

|Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i| - разность разностей фаз в i-м и -i-м приемном канале.

Предлагаемый способ содержит следующие операции:

- прием помехового сигнала в каждом i-м приемном канале;

- определение частоты помехового сигнала с помощью системы перестройки;

- ориентирование антенной решетки на азимутальное направление Θ, соответствующее максимальному значению помехового сигнала;

- формирование разности разностей фаз помеховых сигналов относительно центрального элемента антенной решетки |Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i|, где i=±1, ±2, ..., ±М/2 - номер элемента антенной решетки;

- умножение сформированных разностей разностей фаз на весовые коэффициенты, равные i²;

- суммирование результатов умножения;

- определение дальности до источника излучения по формуле (2).

Новыми существенными признаками изобретений являются умножение сформированных разностей разностей фаз на весовые коэффициенты, равные i², а также их суммирование и определение дальности по формуле (2). Введение этих новых существенных признаков позволяет производить учет искажений фаз сигналов, что способствует повышению точности измерения дальности до ЗПП.

Сущность изобретения поясняется фиг.1. На ней представлена совокупность операций предлагаемого способа. На фиг.2 представлена схема устройства реализующего предлагаемый способ

На фиг.1 обозначены известные операции:

1 - прием помехового сигнала в каждом i-м приемном канале;

2 - определение частоты помехового сигнала с помощью системы перестройки частоты РЛС;

3 - ориентирование антенной решетки на направление Θ, соответствующее максимальному значению помехового сигнала;

4 - формирование разности разностей фаз помеховых сигналов относительно центрального элемента антенной решетки |Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i|, где i=±1, ±2, ..., ±М/2 - номер элемента антенной решетки;

5 - умножение сформированных разностей разностей фаз на весовые коэффициенты, равные i²;

6 - суммирование результатов умножения;

7 - определение дальности по формуле 2.

Согласно фиг.2, создаваемый ЗПП помеховый сигнал принимается каждым i-м (i=0, ±1, ±2, ..., ±М1Т) антенным элементом 1, входящим в состав антенной решетки, и поступает, соответственно, в каждый i-й приемный канал 2, частота которого устанавливается системой перестройки частоты РЛС 4 из условия максимального влияния помехового сигнала на приемный тракт РЛС. Положение антенной решетки 9 определяется системой вращения антенной решетки 8, которая ориентирует антенную решетку на азимутальное направление Θ, соответствующее максимальному значению помехового сигнала. Далее сигналы поступают в фазометры 3. Каждый i-й фазометр 3 (i=±1, ±2, ..., ±М/2) осуществляет измерение разности фаз (ϕ_i) сигналов, поступающих с выходов i-го приемного канала 2 относительно сигнала в центральном (нулевом) приемном канале 2 и преобразует разность фаз в двоичный код. Блок весового суммирования 6 формирует модули дискрет разности разностей фаз |Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i|. Каждое значение |Δϕ_i| получено путем вычисления сумматором 11 разности дискрет ϕ_i и ϕ_-i, характеризующих разность фаз сигналов в i-м и, соответственно, i-м приемнике 2 относительно сигнала в центральном (нулевом) приемном канале 2. В блоке весового суммирования 6 полученные дискреты |Δϕ_i| перемножителем 12 умножаются на весовые коэффициенты, равные i² (i=1, 2, ..., М/2), хранящиеся в запоминающем устройстве 10, и суммируются сумматором 13, таким образом, что на выходе блока получается дискрета, равная .

Управление процессом суммирования и перемножения осуществляется управляющими импульсами, поступающими с синхронизатора 5. В блоке вычисления дальности 7 в соответствии с выражением (2) осуществляется вычисление дальности до ЗПП. На выходе блока вычисления дальности 7 формируется двоичный код, характеризующий дальность до ЗПП. Управление процедурой вычисления осуществляется подачей управляющих импульсов синхронизатора 5. Конструкция предложенного устройства основана на использовании известных элементов и технических трудностей не представляет. Исследования показали, что предлагаемый способ и реализующее его устройство, по сравнению с прототипом, обеспечивают более высокую точность измерения дальности до ЗПП за счет учета, в ходе определения дальности, случайных искажений фазы и производства операций, предусматривающих усреднение разности разностей фаз с весовыми коэффициентами, пропорциональными квадрату расстояния (номеру) между нулевым и i-м приемными элементами антенной решетки, в отличие от прототипа, где не предусмотрена процедура усреднения.

В целях обоснования эффективности предлагаемого способа более строго, с математической точки зрения, определим последовательность операций по вычислению дальности и сравним их с операциями, реализованными в прототипе. Пусть на раскрыв линейной антенной решетки приходит волна от источника излучения. Расстояние R=R(l,Θ,r) от источника до произвольной точки раскрыва будет выражаться как

.

Выражение R(l,Θ,r) можно записать в виде степенного ряда (Кремер И.Я., Кремер А.И., Петров В.М. и др. Пространственно-временная обработка сигналов. - М.: Радио и связь, 1984, с.26-29.)

R(l,Θ,r)=r-l·cosΘ+(l²/2·r)sin²Θ+(l³/2·r²)·cosΘ·sin²Θ-

-(l⁴/8·r³)·sin²Θ·(1-5·cos²Θ)+....

Ограничиваясь членами второго порядка малости, запишем соотношение для реализации фазы по раскрыву антенны

S(l,Θ,r)=k·r-k·l·cosΘ+k·(l²/2·r)·sin²Θ+n(l),

где k=2·π/λ,

n(l) - случайные флюктуации фазы.

Входной реализацией измерителя кривизны фазового фронта (в дальнейшем для удобства синтеза алгоритма речь будет идти о величине, однозначно связанной с дальностью α=1/r, называемой кривизной фазового фронта) при известной (предварительно измеренной) угловой координате Θ, будем считать реализацию закона изменения фазы

y(l)=G·α·l²+n(l),

где G=k·sin²Θ/2.

Производя дискретизацию входной реализации, запишем ее в виде

,

где - вектор ожидаемой реализации фазы по раскрыву антенны.

Полагая закон случайных фазовых флюктуаций нормальным, используя методику нахождения оценок по максимуму отношения правдоподобия для сигнала с полностью известными, кроме измеряемого, параметрами, запишем:

,

где , Ф^-1 - обратная корреляционная матрица фазовых флюктуаций сигнала.

Максимально правдоподобная оценка а соответствует выражению

где - нормированные по α , .

Дисперсию ошибки измерения получим в виде

Положим, что фазовые флюктуации некоррелированные, тогда корреляционная матрица фазовых флюктуаций

Ф=|σ² _ϕ|·|δ_ij|,

где σ² _ϕ - дисперсия фазовых флюктуаций;

δ_ij - символ Кронекера.

Тогда весовой вектор соответствует выражению

где - ожидаемый сигнал, равный

(М+1) - количество приемных элементов антенны,

L - длина раскрыва антенной решетки.

Выражение для оптимальной оценки и дисперсии ошибки из (3) и (4) с использованием (5) будет иметь вид

Учитывая, что можно представить в виде известной (Интегралы и ряды. Прудников А.П., Брычков Ю.А., Маричев О.И. - М.: Наука, 1981, с.597) суммы

получим

а дисперсия ошибки

В случае, когда измерение осуществляется с помощью устройства, реализованного в прототипе (без учета искажений фазы и соответствующего усреднения результатов измерений), дисперсия ошибки измерения σ² _α (М=2) вычисляется по формуле

По отношению дисперсий (9) и (10) можно оценить выигрыш, обеспечиваемый предлагаемым способом определения ее, по сравнению с реализованным в прототипе. Несложные вычисления показывают, что выигрыш увеличивается при увеличении М, так при М=20 выигрыш составляет 2.5 раза, при M=50 - выигрыш равен 5.51 раза.

Выигрыш анализировался для измерения α-кривизны фазового фронта, т.е. величины введенной для удобства синтеза алгоритма, реализующего предлагаемый способ измерения. Поскольку α=1/r, то выигрыш будет иметь место, соответственно, и для дальности до ЗПП.

1. Способ определения дальности до забрасываемого передатчика помех (ЗПП), заключающийся в том, что помеховый сигнал от ЗПП, находящегося на земле, принимают (М+1) элементами антенной решетки радиолокационной станции (РЛС) и (М+1) приемными каналами, с помощью системы перестройки определяют несущую частоту, на которой влияние помехи на РЛС максимально, с помощью системы вращения антенной решетки ориентируют антенную решетку на азимутальное направление Θ, соответствующее максимальному значению принимаемого помехового сигнала, формируют в М фазометрах разности разностей фаз помеховых сигналов относительно центрального элемента антенной решетки |Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i|, где i=±1, ±2, ..., ±М/2 - номер элемента антенной решетки, отличающийся тем, что сформированные разности разностей фаз умножают на весовые коэффициенты, равные i², и суммируют, а дальность определяют по формуле

,

где ;

L - размер антенной решетки, м;

с - скорость света, м/с;

f - частота принимаемого помехового сигнала ЗПП (несущая частота РЛС, на которой влияние помехи на РЛС максимально);

М+1 - количество элементов антенной решетки РЛС;

i - номер элемента антенной решетки (i=0, ±1, ±2, ..., ±М/2);

ϕ_i - разность фаз помехового сигнала в i-м приемном канале относительно сигнала в центральном (нулевом) приемном канале;

|Δϕ_i|=|ϕ_i-ϕ_-i| - разность разностей фаз в i-м и -i-м приемных каналах.

2. Устройство для измерения дальности до забрасываемого передатчика помех (ЗПП), содержащее систему перестройки частоты, определяющую частоту помехового сигнала, на которой влияние помехи на радиолокационную станцию (РЛС) максимально, систему вращения антенной решетки, ориентирующую ее на направление Θ, соответствующее максимальному значению помехового сигнала, (М+1) - элементную антенную решетку, (М+1) приемных каналов, М фазометров, блок вычисления дальности, блок синхронизации, причем выходы каждого i-го элемента антенной решетки (i=0, ±1, ±2, ..., ±М/2), кроме центрального (нулевого), через приемные каналы подключены к входам соответствующих фазометров, другим входом которых является выход центрального (нулевого) элемента антенной решетки, подключенного через соответствующий центральный (нулевой) приемный канал, второй вход каждого приемного канала является первым выходом системы перестройки частоты РЛС, второй выход которой подключен к первому входу блока вычислителя дальности, второй вход которого через систему вращения антенной решетки соединен с антенной решеткой, а третий вход блока вычисления дальности подключен к первому выходу синхронизатора, входом которого является выход центрального (нулевого) приемного канала, отличающийся тем, что дополнительно введен блок весового суммирования, первый управляющий вход которого подсоединен к выходу синхронизатора, а другие i-ые входы блока весового суммирования подключены к выходам i-ых (i=0, ±1, ±2, ..., ±М/2) фазометров, выход блока весового суммирования является входом блока измерения дальности.