Гармонический умножитель частоты

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в качестве источника колебаний повышенной частоты. Достигаемый технический результат - увеличение рабочих частот в сторону более высоких вплоть до граничной частоты транзисторов, уменьшение уровня побочных гармоник. Устройство содержит задающий генератор, парафазный усилитель с первым и вторым противофазными выходами, три конденсатора, двухтактный усилитель, включающий нагрузочный резистор, конденсатор, два активных элемента, два резистора, два источника напряжения смещения и источник напряжения питания. 1 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в качестве источника колебаний повышенной частоты, в частности, в радиотехнических, электротехнических устройствах и измерительной технике.

Известен гармонический умножитель частоты, в котором в качестве активных элементов (АЭ) применены полевые транзисторы (ПТ) и содержащий задающий генератор, парафазный усилитель с первым и вторым противофазными выходами и двухтактный усилитель, включающий нагрузочный резистор, первый АЭ и второй АЭ, выходные электроды которых соединены между собой, первый конденсатор, первый вывод которого подсоединен к первому выходу парафазного усилителя, а второй его вывод соединен с управляющим электродом первого АЭ и, через последовательно соединенные первый резистор и первый источник напряжения смещения, к общей точке, второй конденсатор, первый вывод которого подключен ко второму выходу парафазного усилителя, а второй его вывод подсоединен к управляющему электроду второго АЭ и, через последовательно соединенные второй резистор и второй источник напряжения смещения, к общей точке, источник напряжения питания и третий конденсатор, первый вывод которого подключен к потенциальному выводу источника напряжения питания, а второй - к общей точке, четвертый конденсатор, первый вывод которого соединен с выходом устройства [1]. Этот умножитель частоты при использовании как ПТ, так и биполярных транзисторов (БТ) осуществляет умножение частоты с кратностью умножения N=2.

Недостатком этого известного устройства является низкочастотность и высокий уровень побочных гармоник на его выходе.

Низкочастотность обусловлена тем, что выходное сопротивление двухтактного каскада, в котором АЭ включены по схеме с общим истоковым электродом, сильно уменьшается с ростом частоты. На низких частотах оно высокое и поэтому не шунтирует нагрузочный резистор. С ростом частоты выходные сопротивления АЭ начинают уменьшаться вследствие влияния паразитных параметров АЭ: междуэлектродных емкостей и индуктивностей выводов, т.е. из-за инерционности АЭ. Поэтому эквивалентное сопротивление нагрузки двухтактного каскада с ростом частоты резко уменьшается и уже на относительно низких частотах становится небольшим. Коэффициент усиления двухтактного каскада при таком включении определяется известным выражением

где К₀ - коэффициент усиления на средних частотах, когда инерционность еще не проявляется; τ_s=1/(2·π·f_s) - постоянная времени входной цепи АЭ; f_s - граничная частота транзистора по крутизне: частота, на которой его крутизна составляет 0,7 от значения на низкой частоте; при использовании БТ f_s=f_т/(S·r_б), в где f_т - граничная частота транзистора: частота на которой коэффициент усиления транзистора по току в схеме с общим истоковым электродом равен 1 (справочная величина); S - крутизна проходной характеристики; r_б - сопротивление управляющего электрода (справочные величины). При использовании в качестве АЭ полевых транзисторов τ_s=r_к(С_к+С_зс), где r_к - сопротивление управляющей части канала транзистора; С_к - емкость обедненного слоя под затвором со стороны истока; С_зс - емкость затвор-сток (справочные величины).

Как следует из (1), коэффициент усиления с ростом частоты быстро падает. С учетом реальных параметров большинства транзисторов рабочая частота умножителя частоты составляет несколько десятых долей частоты f_s [1]. Таким образом устройство [1] является низкочастотным.

Высокий уровень побочных гармоник на выходе умножителя частоты обусловлен несколькими причинами: разбросом параметров транзисторов двухтактного каскада, зависимостью этих параметров от режима работы, температуры и частоты, отличием реальной характеристики от квадратичной параболы с отсечкой.

Поясним это конкретно. Как известно, характеристика идеального ПТ чаще всего аппроксимируется параболой с отсечкой второй степени. Для этого случая в [1] получено выражение для определения уровня амплитуд тока побочных гармоник, обусловленных разбросом параметров транзисторов и неидентичностью амплитуд напряжений на входах двухтактного каскада

где β₁ и β₂ - коэффициенты, характеризующие усилительные свойства транзисторов двухтактной схемы, первого и второго соответственно; U₃₁ и U₃₂ - амплитуды напряжений на затворах транзисторов двухтактной схемы; γ_n (2; θ) - коэффициенты разложения для параболы степени р=2 с отсечкой [2]; θ - угол отсечки; n=1, 3, 5, 7, ... - номера гармоник.

Если провести количественную оценку спектра тока по формуле (2) с использованием значений коэффициентов γ_n (2; θ) [2], то следует, что при θ=90° и при разбросе коэффициентов β₁ и β₂ транзисторов на 1% и неидентичности амплитуд напряжений на затворах (управляющих электродах) в 1%, относительный уровень первой гармоники тока ко второй гармонике ΔI₁/I₂ составляет 7%, т.е. уровень гармоник высок. И этот ток создает напряжение на нагрузке балансного каскада, которое передается на выход устройства.

Кроме этого на уровень тока разбаланса влияет сильно и напряжение отсечки (пороговое напряжение), которое в приведенной выше оценке принято одинаковым для обоих транзисторов. Однако реально имеется отличие, поэтому при выбранном разбросе в 1% уровень первой гармоники значительно выше 7%. Высок уровень и других побочных гармоник.

Введенные в устройстве [1] регулировки напряжений смещения на затворах транзисторов балансной схемы принципиальных изменений не вносят, поскольку достижимые уровни первой и других гармоник путем этих регулировок реально составляют не ниже - 30 дБ, т.е. остаются высокими. Кроме этого вследствие изменения напряжений смещения, питания, температуры, временных изменений параметров транзисторов достигнутый уровень амплитуды первой гармоники с течением времени повышается.

Следует отметить, что на выходе реального устройства наряду с высоким уровнем первой и других нечетных гармоник высок уровень четных гармоник и прежде всего четвертой. Это обусловлено тем, что реальная характеристика полевого транзистора может значительно отличается от идеальной квадратичной, с использованием которой в [1] проведен гармонический анализ. Если предположить, что характеристика реального транзистора может измениться и стать кубической параболой (р=3), что вполне возможно, то при этом относительный уровень четвертой гармоники, определенный по таблицам [2], составит 74,3%. Уровень этой гармоники путем регулирования напряжения смещения практически не меняется. Поэтому эта составляющая также передается на выход устройства.

Изобретение направленно на расширение диапазона рабочих частот в область более высоких частот и снижение уровня побочных гармоник.

Это достигается тем, что в гармоническом умножителе частоты, содержащем задающий генератор, парафазный усилитель с первым и вторым противофазными выходами и двухтактный усилитель, включающий нагрузочный резистор, первый АЭ и второй АЭ, выходные электроды которых соединены между собой, первый конденсатор, первый вывод которого подсоединен к первому выходу парафазного усилителя, а второй его вывод соединен с управляющим электродом первого АЭ и, через последовательно соединенные первый резистор и первый источник напряжения смещения, к общей точке, второй конденсатор, первый вывод которого подключен ко второму выходу парафазного усилителя, а второй его вывод подсоединен к управляющему электроду второго АЭ и, через последовательно соединенные второй резистор и второй источник напряжения смещения, к общей точке, источник напряжения питания и третий конденсатор, первый вывод которого подключен к потенциальному выводу источника напряжения питания, а второй к общей точке, четвертый конденсатор, первый вывод которого соединен с выходом устройства, при этом точка соединения выходных электродов активных элементов подключена к точке соединения первого вывода третьего конденсатора с потенциальным выводом источника напряжения питания, а истоковый электрод первого АЭ и истоковый электрод второго АЭ соединены между собой и через нагрузочный резистор подключены к общей точке, а второй вывод четвертого конденсатора подключен к истоковым электродам активных элементов.

На чертеже приведена схема умножителя частоты.

Гармонический умножитель частоты содержит задающий генератор 1, парафазный усилитель 2 с первым 3 и вторым 4 противофазными выходами и двухтактный усилитель, включающий нагрузочный резистор 5, первый активный элемент 6 и второй активный элемент 7, выходные электроды 8 и 9 которых соединены между собой, первый конденсатор 10, первый вывод которого подсоединен к первому выходу 3 парафазного усилителя 2, а второй его вывод соединен с управляющим электродом 11 первого активного элемента 6 и, через последовательно соединенные первый резистор 12 и первый источник напряжения смещения 13, к общей точке, второй конденсатор 14, первый вывод которого подключен ко второму выходу 4 парафазного усилителя 2, а второй его вывод подсоединен к управляющему электроду 15 второго активного элемента 7 и, через последовательно соединенные второй резистор 16 и второй источник напряжения смещения 17, к общей точке, источник напряжения питания и третий конденсатор 20, первый вывод которого подключен к потенциальному выводу источника напряжения питания, а второй к общей точке, четвертый конденсатор 21, первый вывод которого соединен с выходом устройства, при этом точка соединения выходных электродов 8 и 9 активных элементов 6 и 7 подключена к потенциальному выводу источника напряжения питания, а истоковый электрод 18 первого активного элемента 6 и истоковый электрод 19 второго активного элемента 7 соединены между собой и через нагрузочный резистор 5 подключены к общей точке, а второй вывод четвертого конденсатора 21 подключен к истоковым электродам указанных активных элементов.

Гармонический умножитель частоты работает следующим образом.

Сигнал частоты ω с выхода задающего генератора 1 передается на парафазный усилитель 2. В результате не его выходах 3 и 4 образуются два противофазных напряжения с практически одинаковыми амплитудами. Далее каждое из этих напряжений передается на управляющие электроды 11 и 15 активных элементов 6 и 7 соответственно. Одновременно на управляющий электрод 11 через первый резистор 12 подается напряжение смещения E_c1, создаваемое первым источником напряжения смещения 13, а на управляющий электрод 15 через второй резистор 16 подается напряжение смещения Е_c2, создаваемое вторым источником напряжения 17. В результате на входе первого активного элемента 6 образуется напряжение

где U′_вх - амплитуда напряжения на входе первого активного элемента 6, а на входе второго активного элемента 7 образуется напряжение

где U¹¹ _вх - амплитуда напряжения на входе второго активного элемента 7.

Фазовый угол Ф=180° между напряжениями (3) и (4) образуется парафазным усилителем 2. При воздействии напряжения (3) на вход первого активного элемента 6 при его работе с отсечкой по его выходной цепи протекает ток, спектр которого определяется соотношением

где I′_вых0 - постоянная составляющая тока; I′_вых1, I′_вых2, I′_вых3 - амплитуды токов первой, второй, третьей гармоник соответственно. Эти гармоники синфазны и на нагрузочном резисторе 5 образуют напряжения с аналогичным спектром.

При воздействии напряжения (4) на вход второго активного элемента 7 через его выходную цепь протекает ток

где I′′_вых0 - постоянная составляющая тока второго АЭ; I′′_вых1, I′′_вых2, I′′_вых3 - амплитуды токов первой, второй, третьей гармоник соответственно.

Как следует из (5) и (6), спектр амплитуд тока i′′_вых совпадает со спектром амплитуд тока i′_вых, а спектр фаз этих гармоник имеет значение Ф_n=n·180°, (n=1, 2, 3, ... номер гармоник). При n=2, 4, и т.д. (четные гармоники) начальные фазы равны 360°, 720°, и т.д. или кратны периоду колебания, поэтому четные гармоники токов i′_вых и i′′_вых синфазны. Нечетные гармоники имеют фазовый сдвиг 180°, 540° и т.д. Поэтому нечетные гармоники токов i′_вых и i′′_вых противофазны.

Через нагрузочный резистор 5 протекает выходной ток i_вых=i′_вых+i′′_вых. Спектр этого тока в соответствии с (5) и (6), без учета постоянной составляющей, имеет вид

Как следует из (7), четные гармоники токов, создаваемые в каждом из активных элементов 6 и 7, в выходном токе суммируются, поскольку они синфазны, а нечетные гармоники вычитаются, т.к. они противофазны.

В идеальном случае, как следует из (7), когда амплитуды напряжений, приложенных к управляющим электродам 11 и 15 активных элементов 6 и 7, равны, т.е. при U′_вх=U′′_вх=U_вх и при условии, что проходные характеристики этих активных элементов являются квадратичными параболами с отсечкой, при Е_с1=Е_с2=Е′ (Е′ - напряжение отсечки активных элементов 6 и 7), когда угол отсечки θ=90°, в спектре токов (5) и (6) нечетные гармоники n=3, 5 и т.д. не образуются. Кроме этого нечетные гармоники первого активного элемента 6 и второго активного элемента 7 в спектре выходного тока (7) вычитаются. Поэтому выходной ток i_вых содержит только одну составляющую частоты 2ω, т.е. устройство является идеальным умножителем частоты с кратностью N=2. Это достигнуто тем, что использованы два активных элемента с характеристиками в виде квадратичной параболы с отсечкой при θ=90° с воздействующим на их входы противофазными входными напряжениями (3) и (4), поступающими с выходов парафазного усилителя 2. В результате без использования избирательных фильтров в выходном токе, протекающем через нагрузочный резистор 5, образуется только вторая гармоника, которая через четвертый конденсатор 21, отфильтровывающий постоянную составляющую выходного напряжения, создаваемую на нагрузочном резисторе 5 током I_вых0=I′_вых0+I′′_вых0, передается на выход устройства во внешнюю нагрузку.

В реальных условиях появление побочных гармоник, как и в случае [1], возможно за счет неидентичности характеристик активных элементов 6 и 7, неравенством напряжений смещения E_c1 и Е_с2, создаваемыми источниками напряжения 13 и 14 на управляющих электродах 11 и 15, напряжению отсечки Е′ активных элементов, отличием проходных характеристик АЭ от квадратичной параболы. За счет этого в спектрах (5) и (6) появляются как четные, так и нечетные гармоники.

Однако уровень этих гармоник в заявляемом устройстве значительно ниже, чем в известном устройстве [1], при одинаковой неидентичности. Это обусловлено тем, что в заявляемом устройстве через нагрузочный резистор 5 в каждом из активных элементов 6 и 7 образуется 100% обратная связь по напряжению, поскольку выходное напряжение является частью входного. В результате этого их выходные характеристики становятся более линейными, разброс параметров этих активных элементов проявляется меньше, что приводит, по сравнению с известными устройствами, к уменьшению нелинейных искажений или уровню побочных гармоник в (1+S·R_н) раз, где R_н - номинал нагрузочного резистора 5. И это уменьшение составляет десятки раз, поскольку в реальных устройствах при использовании ПТ крутизна S составляет единицы - десятки мА/В. При использовании БТ крутизна S составляет десятки - сотни мА/В при той же величине постоянной составляющей выходного тока I_вых0. Величина R_н в рабочем режиме составляет единицы - десятки кОм для любых активных элементов.

Диапазон рабочих частот в заявляемом устройстве также значительно расширяется. Это происходит в результате следующего.

1. Известно, что с ростом частоты крутизна S активных элементов уменьшается из-за инерционности. В результате коэффициент усиления каскада с общим истоковым электродом определяется выражением

где τ_в=τ_s/(1+S·R_н) уменьшается с ростом частоты. Однако τ_в меньше τ_s (1) в (1+S·R_н) раз. Поэтому уменьшение коэффициента усиления (передачи) от частоты происходит значительно медленнее чем в [1], что обуславливает существенное, практически в (1+S·R_н) раз, расширение полосы рабочих частот в сторону более высоких частот.

2. Поскольку в заявляемом устройстве выходной каскад выполнен по схеме с общим выходным электродом, то он охвачен 100% обратной связью по напряжению. При этом его выходное сопротивление, как известно, Z_вых=1/S. Поскольку крутизна S с ростом частоты уменьшается, то активная составляющая выходного сопротивления двухтактного каскада растет, что приводит к уменьшению им шунтирования нагрузочного резистора 5. В результате этого при увеличении частоты эквивалентное сопротивление нагрузки двухтактного каскада увеличивается, что также обуславливает более медленное уменьшение его коэффициента усиления от частоты и также приводит к расширению полосы рабочих частот.

В результате действия этих двух эффектов с ростом частоты коэффициент усиления двухтактного каскада, выполненного по схеме с общим выходным электродом, остается практически постоянным вплоть до граничной частоты f_т. Поскольку частота f_т, как минимум, в несколько раз больше граничной частоты f_s, то расширение диапазона рабочих частот в заявляемом устройстве составляет 10 и более раз по сравнению с известными устройствами даже при относительно небольших значениях сопротивления нагрузочного резистора 5. Это является существенным преимуществом заявляемого устройства перед известными.

Поскольку крутизна S транзистора достаточно большая, то выходное сопротивление двухтактного каскада невелико (10-100) Ом, то даже при небольших значениях сопротивления нагрузочного резистора 5 устройство сохраняет работоспособность во всем диапазоне частот.

Входное сопротивление каскада со 100% обратной связью по напряжению, как известно, велико, что приводит к уменьшению устойчивости работы. Однако в виду того, что входной сигнал на двухтактный каскад подается с выходов парафазного каскада 2, имеющего глубокую обратную связь по напряжению. Поэтому его выходное сопротивление также невелико. В результате парафазный каскад шунтирует вход двухтактного каскада, что приводит к уменьшению результирующего входного сопротивления двухтактного каскада и обеспечивает высокую устойчивость работы заявляемого устройства.

Выбор элементной базы заявляемого устройства не встречает принципиальных трудностей. Это относится к используемым резисторам, конденсаторам и элементам парафазного усилителя. Что касается активных элементов 6 и 7, то их характеристики должны быть как можно идентичнее. При использовании дискретных активных элементов для обеспечения идентичности необходимо либо подобрать два элемента с близкими параметрами, что неудобно на практике, либо использовать сдвоенный активный элемент - дифференциальную пару транзисторов. Транзисторы дифференциальной пары технологически выполняются на одной подложке, что обеспечивает высокую идентичность их параметров. Конденсаторы 10, 14, 20 и 21 являются блокировочными. Сопротивления конденсаторов 10 и 14 на рабочей частоте в 50-100 раз должны быть меньше входного сопротивления активных элементов 6 и 7, а сопротивление конденсаторов 20 и 21 также в 50-100 раз должно быть меньше сопротивления нагрузочного резистора 5. Сопротивления резисторов 12 и 16 в несколько раз должны быть больше выходного сопротивления плеч парафазного каскада. При таких условиях эти элементы не оказывают влияния на работу устройства по высокой частоте. Эти требования на практике выполнимы. Источники напряжения смещения 13 и 17 должны быть стабилизированными, чтобы обеспечить стабильность характеристик устройства. Поскольку устройство не содержит индуктивных элементов, то оно технологично в широком диапазоне возможных рабочих частот и может быть также реализовано в интегральном исполнении. В заявляемом устройстве имеется глубокая обратная связь по напряжению, то за счет этого обеспечивается высокая стабильность параметров заявляемого устройства, существенно уменьшается их зависимость от температуры и напряжения питания. В результате оно отвечает условиям промышленной применимости.

Таким образом, по сравнению с известными, в заявляемом происходит существенное в десятки и более раз расширение диапазона рабочих частот вплоть до граничной частоты f_т, существенное уменьшение уровня побочных гармоник, высокая стабильность параметров и простая промышленная реализация.

ИСПОЛЬЗУЕМЫЕ ИСТОЧНИКИ

1. Махов М.Е. Умножитель частоты на полевых транзисторах // Радиотехника, 1974, №9. С.96-97, рис.1.

2. Бруевич А.Н., Евтянов С.И. Аппроксимация нелинейных характеристик и спектры при гармоническом воздействии. - М.: Сов. Радио, 1965, с.284-296.

Гармонический умножитель частоты, содержащий задающий генератор, парафазный усилитель с первым и вторым противофазными выходами и двухтактный усилитель, включающий нагрузочный резистор, первый активный элемент и второй активный элемент, выходные электроды которых соединены между собой, первый конденсатор, первый вывод которого подсоединен к первому выходу парафазного усилителя, а второй его вывод соединен с управляющим электродом первого активного элемента и через последовательно соединенные первый резистор и первый источник напряжения смещения к общей точке второй конденсатор, первый вывод которого подключен ко второму выходу парафазного усилителя, а второй его вывод подсоединен к управляющему электроду второго активного элемента и через последовательно соединенные второй резистор и второй источник напряжения смещения - к общей точке источник напряжения питания и третий конденсатор, первый вывод которого подключен к потенциальному выводу источнику напряжения питания, а второй - к общей точке, четвертый конденсатор, первый вывод которого соединен с выходом устройства, отличающийся тем, что точка соединения выходных электродов этих активных элементов подключена к потенциальному выводу источника напряжения питания, а истоковый электрод первого активного элемента и истоковый электрод второго активного элемента соединены между собой и через нагрузочный резистор подключены к общей точке, а второй вывод четвертого конденсатора подключен к истоковым электродам данных активных элементов, при этом сигнал частоты ω с выхода задающего генератора передается на парафазный усилитель с первым и вторым противофазными выходами.