Моноимпульсная система со сверхрегенеративным ответчиком

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к радиолокации, и может быть использовано для определения наклонной дальности радиотехническими методами, например, до аэрологических радиозондов (АРЗ), также может быть использовано для измерения угловых координат АРЗ и сопровождения АРЗ по дальности. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение точности измерения угловых координат радиозонда, снижение мощности передатчика запросного сигнала, повышение помехоустойчивости комплекса и повышение скрытности работы наземной радиолокационной станции (РЛС). Указанный результат достигается за счет того, что моноимпульсная РЛС построена на принципах когерентно-импульсной обработки ответного сигнала сверхрегенеративных приемо-передатчиков-ответчиков, оптимальной цифровой обработки сигналов и цифровых методов управления. Это позволяет в 1,5-2 раза повысить точность измерения угловых координат радиозонда. 6 ил.

 

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к радиолокации, и может быть использовано для определения угловых координат радиотехническими методами, например, аэрологических радиозондов (АРЗ), также может быть использовано для сопровождения АРЗ по угловым координатам.

Общеизвестен метод определения угловых координат методом равно-сигнальной зоны АРЗ, снабженного сверхрегенеративным приемопередатчиком путем конического сканирования диаграммы направленности параболической антенны РЛС. При вращении облучателя, смещенного относительно фокуса антенны, образуется коническая поверхность, ось которой совпадает с равносигнальным направлением. Признаком точного наведения антенны на радиозонд является постоянная амплитуда сигнала на выходе приемного устройства РЛС, см. А.А.Ефимов «Принципы работы аэрологического информационно-вычислительного комплекса АВК-1», М.: Гидрометеоиздат, 1989 г., стр.12-27. Недостатком такого метода является ухудшение точности измерения угловых координат вследствие влияния амплитудных флуктуаций сигнала на больших дальностях.

Известен моноимпульсный метод измерения угловых координат на основе амплитудных и фазовых дискриминаторов с суммарно-разностной обработкой, см. кн. «Информационные технологии в радиотехнических системах». /Под. ред. И.Б.Федорова. - М.: Изд-во МГТУ им. Н.Э.Баумана, 2003. - 672 с. - прототип.

Технической задачей изобретения является повышение точности измерения угловых координат, снижение запросной мощности передатчика РЛС, повышение помехоустойчивости комплекса и скрытности работы.

Отечественные системы радиозондирования атмосферы (СР) построены на основе угломерно-дальномерного принципа и совмещенного радиоканала. Это обеспечивается применением в составе радиозондов сверхрегенеративных приемопередатчиков-ответчиков (СПП), которые позволяют реализовать радиоимпульсный метод измерения наклонной дальности и одновременно осуществлять передачу телеметрической информации [1].

Важным требованием, предъявляемым к перспективной системе радиозондирования (СР) атмосферы, является высокая точность измерения высоты подъема радиозонда. Существует возможность практического построения СР на импульсно-фазовом принципе построения канала измерения дальности. Это позволяет повысить реальную чувствительность СПП радиозонда, соответственно снизить мощность передатчика запросного сигнала РЛС, обеспечить, при необходимости, сопровождение радиозонда, определяя мгновенную скорость его движения в атмосфере. Весьма существенно то, что осуществление приема когерентных ответных радиоимпульсов СПП позволяет построить систему измерения угловых координат на моноимпульсном принципе. Как известно, моноимпульсный метод позволяет приблизительно в 1.4-1.8 раза повысить точность определения угловых координат цели и на 2-3 дБ повысить уровень потенциала радиоканала в сравнении с методом равносигнальной зоны (конического сканирования) [3, 4].

Необходимо сделать пояснения особенностей работы предлагаемой моноимпульсной радиосистемы с ответчиком радиозонда, построенным на основе СПП.

Структурная схема РЛС, реализующая моноимпульсный метод измерения угловых координат на основе импульсно-фазового метода обнаружения и обработки ответного сигнала СПП по дальности, изображена на фиг.1. На фиг.2-6 - графики, поясняющие работу системы.

На фиг.2 изображено: а) спектр радиоимпульсов G (f), излучаемых СПП АРЗ; б) амплитудно-частотная характеристика Y (f) СПП.

На фиг.3 изображено: 1) огибающая спектра излучения СПП, 2) дискретные спектральные составляющие излучения СПП.

На фиг.3 изображено: а) спектр синхронизированных радиоимпульсов, излучаемых СПП; б) спектр квазинепрерывного запросного сигнала на входе СПП, 1) огибающая спектра излучения СПП, 2) дискретные спектральные составляющие излучения СПП.

На фиг.4 изображено: а) огибающая запросного сигнала радиоимпульса РЛС, б) вид ответного сигнала СПП на выходе фазового детектора РЛС.

На фиг.5 изображено: а) вид ответного сигнала СПП на входе системы дальности; б) вид сигнала пеленга на выходе углового дискриминатора РЛС.

На фиг.6 изображена пеленгационная характеристика моноимпульсной РЛС.

Необходимо отметить следующие особенности функционирования радиосистемы.

Принципиальное отличие от классического аналога заключается в том, что несущая частота f_спп вследствие нестабильности СВЧ-автогенератора СПП может существенно отличаться от частоты запросного (зондирующего) сигнала f_зс в сравнении с допплеровским сдвигом частоты.

Обнаружение и сопровождение ответных когерентных радиоимпульсов СПП по дальности происходит в потоке некогерентных радиоимпульсов таких же по уровню мощности.

Излучение СПП промодулировано низкочастотными сигналами блока телеметрии радиозонда, например, путем частотно-импульсной манипуляции поднесущей (суперирующей) частоты приемопередатчика.

Непосредственное использование излучения СПП для формирования сигнала ошибки в моноимпульсной системе измерения угловых координат затруднено из-за значительного уровня амплитудного и фазового шумов в спектре СПП. Предложенный вариант построения канала дальности на основе приема ответных когерентных радиоимпульсов СПП [1, 2] позволяет принципиально использовать их для формирования сигнала отклонения антенны РЛС от равносигнального направления с помощью, например, фазового суммарно-разностного углового дискриминатора [5].

Радиочастотный спектр излучения СПП является сплошным, шумоподобным и широкополосным по отношению к передаваемой телеметрической информации на наземную РЛС (см. фиг.2) [1]. На фиг.2 также показана АЧХ СПП, которая характеризует его приемные свойства. Значение несущей частоты f_спп соответствует максимуму спектра излучения радиоимпульсов СПП. Частота оптимального приема

f_пр соответствует центру АЧХ. При правильной настройке СПП частота приема практически совпадает с частотой излучения f_пр≅f_спп. Значения частот f_спп, f_пр и характеристики спектра приведены для СПП серийных радиозондов типа МРЗ-3. Ширина спектра по первому лепестку зависит от длительности радиоимпульсов СПП, которая находится в пределах τ_и=0.25-0.35 мкс. Относительная нестабильность частот f_спп и f_пр определяется нестабильностью частоты СВЧ-автогенератора СПП и практически составляет величину порядка ±10^-3 [2].

При отсутствии запросного сигнала последовательность радиоимпульсов СПП на промежуточной частоте U_пч приемного устройства РЛС, поступающая на вход ФД-1, имеет шумоподобный спектр, подобный изображенному на фиг.1. Фазы радиоимпульсов СПП некоррелированы и распределены равномерно, поэтому выходной сигнал ФД-1 в этом случае представляет собой непрерывный шумовой поток разнополярных видеоимпульсов (см. фиг4,б), равномерно распределенных по амплитуде во всем диапазоне от -U_max до +U_max. Следует отметить, что обычно значение суперирующей частоты СПП F_c в десятки раз превышает частоту повторения запросных радиоимпульсов F_п. Кроме того, моменты прихода запросных радиоимпульсов РЛС на вход СПП и запуска радиоимпульсов СПП случайны. Поэтому на фиг.4,б осциллограмма выходных видеоимпульсов ФД, синхронизированная с моментом запуска передатчика запросного сигнала и приходом ответного сигнала и не синхронизированная с моментом запуска радиоимпульсов СПП, воспринимается в виде огибающей с непрерывным заполнением (затемненная часть фиг.4,б).

При появлении на входе приемного устройства синхронизированных по фазе когерентных радиоимпульсов (ответного сигнала) СПП (см. фиг.3,а) при постоянном значении наклонной дальности R_н, выходной сигнал ФД-1 устанавливается на некотором определенном уровне U_ос в течение действия (длительности τ_зс) запросного радиоимпульса (см. фиг.4,б), пропорциональном разности фаз опорного сигнала и принятых радиоимпульсов. Необходимо подчеркнуть, что ширина линии уровня ответного сигнала U_σ определяется среднеквадратичным значением плотности распределения фазы σ_φ во время действия запросного сигнала, другими словами - уровнем мощности запросного сигнала Р_зс. На фиг.4 условно принято, что время задержки запросного и ответного сигналов при их распространении до радиозонда и обратно равно нулю (R_н=0).

При изменении наклонной дальности вследствие эффекта Допплера будет происходить смещение частот спектральных линий f_{спп i} синхронизированных радиоимпульсов СПП относительно частоты опорного сигнала f_oc на величину частоты Допплера F_Д. Сигнал на выходе ФД-1 будет изменяться с частотой биений F_Д между опорным сигналом f_ос и первой совпадающей гармоникой f_{спп 0} синхронизированных радиоимпульсов. Частота биений с другими гармониками спектра СПП f_{спп i} увеличивается пропорционально F_c и номеру этих гармоник относительно f_оп и f_{cпп 0}. Поэтому при изменении наклонной дальности R_H уровень ответного сигнала U_ос будет смещаться параллельно оси абсцисс с частотой Допплера F_Д от максимума отрицательного до максимума положительного уровня видеоимпульсов. Для улучшения условий наблюдения и снижения влияния фазового шума не синхронизированных радиоимпульсов СПП, ответный сигнал далее выделяется с помощью стробов, вырабатываемых в блоке измерения наклонной дальности системой автоматического сопровождения ответного сигнала. Длительность стробов выбирается равной длительности ответного сигнала СПП. Таким образом, работа следящей системы блока измерения наклонной дальности сводится к смещению строба в пределах периода повторения запросных радиоимпульсов Т_П, выделяющего из всего излучения радиозонда ответный сигнал. По времени распространения t_p определяется наклонная дальность до радиозонда (фиг.5).

При отсутствии ответного сигнала спектр в течение стробирующего импульса имеет флуктуационный характер. Признаком появления ответного сигнала является изменение спектра сигнала U^* _ФД в интервале стробирования. Другими словами, при появлении ответного сигнала в стробе он приобретает регулярный характер, связанный с наличием допплеровской частоты.

Необходимо указать некоторые принципиальные методы обнаружения ответного сигнала.

Ответный сигнал после стробирования можно выделить с помощью цепочки узкополосных параллельных фильтров, резонансные частоты которых выбраны в пределах изменения F_Д.

Как уже отмечалось, обнаружение ответного сигнала может быть осуществлено с помощью анализатора спектра. Максимум амплитуды спектральных составляющих на выходе анализатора спектра или отношения сигнал/шум на выходе фильтров является признаком точного совмещения по времени стробирующих импульсов с ответным сигналом. Далее в блоке осуществляется непосредственное измерение допплеровской частоты F_Д смещения уровня ответного сигнала U_ос и вычисление мгновенной скорости перемещения радиозонда V_R.

Возможны другие более сложные методы обнаружения и автосопровождения ответного сигнала СПП, основанные на методах цифровой обработки.

Таким образом, применение импульсно-фазового метода формирования и приема ответного сигнала по дальности СПП дает следующие результаты:

Фазовая чувствительность СПП на 10-15 дБ превосходит его чувствительность в классическом режиме вторичной реакции и составляет минус 110-115 дБ/Вт. Устойчивость и стабильность работы СПП в режиме фазовой синхронизации значительно выше, чем в режиме работы с вторичной реакцией. При этом снижается уровень амплитудных шумов СПП, длительность радиоимпульсов может быть практически увеличена до оптимального значения, равного примерно половине длительности периода суперирующего напряжения, что позволяет уменьшить ширину спектра в 1.5-2.0 раза, Все эти меры повышают потенциал радиоканала дополнительно на 1.5-3.0 дБ.

Импульсно-фазовый метод позволяет измерять с высокой точностью мгновенную скорость ветра, используя эффект Допплера. Это дает возможность контролировать тонкую структуру возмущений в атмосфере - ее турбулентность.

На основе импульсно-фазового метода измерения дальности, учитывая когерентность ответных радиоимпульсов, возможно построение радиосистемы с моноимпульсным измерением угловых координат, что позволяет дополнительно повысить точность измерения угловых координат и потенциал радиоканала СР [3, 4,

5].

На фиг.1 приведена структурная схема варианта моноимпульсной РЛС (одного углового канала), реализованной на основе фазового суммарно-разностного углового дискриминатора и канала измерения дальности на основе когерентного импульсно-фазового метода, на которой изображено: 1 - антенный переключатель, 2 - когерентный передатчик (импульсный усилитель мощности), 3 - синхронизатор, 4 - цифровое измерительное устройство (блок измеритель дальности), 5 - антенный блок, 6 - антенно-волновой тракт (АВТ), 7, 14 - первый и второй смесители, 8, 15 - первый и второй усилители промежуточной частоты (УПЧ), 9, 12 - первый и второй фазовые детекторы (ФД), 10 - первый, второй и третий синтезаторы частот (СЧ), 11 - блок автоматической регулировки усиления (АРУ), 13 - фильтр низкой частоты (ФНЧ), 16 - блок сдвига π/2.

Схема имеет следующие соединения: антенный блок 5 через АВТ 6 своим выходом соединен с сигнальным входом второго смесителя 15, а входом/выходом U_Σ с АП1, который своим выходом U соединен с сигнальным входом первого смесителя 7, выход последнего через первый УПЧ 8 соединен с сигнальным входом первого фазового детектора 9, выход которого U_ФД соединен с входом блока измерителя дальности 4, с синхровходом которого соединен выход синхронизатора 3, выход которого также соединен с входом когерентного передатчика 2, а выход измерителя дальности 4 является выходом системы: выход второго смесителя 15 через блок сдвига 16 соединен с опорным входом второго фазового детектора 12, с сигнальным входом которого соединен выход первого УПЧ 8, а с разрешающим входом второго фазового детектора 12 соединен выход измерителя дальности 4, выход второго фазового детектора 12 через ФНЧ 13 является выходом системы по Δε; выходы синтезатора частот 10 соединены: шиной первой частоты f₁ - с первым 7 и вторым 14 смесителями, шиной второй частоты f₂ - с когерентным передатчиком 2, шиной третьей частоты f₃ - с опорным входом первого фазового детектора 9, второй выход первого УПЧ 8 соединен с АРУ 11, выход которой соединен с регулирующими входами первого 8 и второго 15 УПЧ.

Измерение угловых координат осуществляется путем сравнения фаз колебаний, принятых антеннами, построенными, например, на основе фазированных антенных решеток (ФАР) А1 и А2, фазовые центры которых разнесены на величину базы d. Суммарный U_Σ и разностный U_Δ сигналы формируются в суммарно-разностном тракте (СРТ).

Далее они поступают на входы приемных устройств суммарного и разностного каналов. В упрощенном виде уравнение, описывающее отклонение антенны по углу от точного направления на цель, имеет вид [5]

где Z_c, - сигналы на выходах УПЧ суммарного (УПЧ-1) и разностного (УПЧ-2) каналов. Множитель j учитывается введением в схему обработки фазовращателя (π/2).

Вычисление реальной части произведения комплексно-сопряженных амплитуд Z_c, осуществляется в фазовом детекторе (ФД-2). Операция деления обеспечивается введением автоматической регулировки усиления (АРУ) по суммарному каналу (УПЧ-1) и использованием ее для регулировки усиления в канале разностного сигнала (УПЧ-2).

Ответный сигнал СПП формируется на выходе ФД-1 и поступает на вход следящей системы измерения дальности, которая вырабатывает стробирующие импульсы, совпадающие по времени с ответным сигналом СПП. Стробирующие импульсы обеспечивают поступление на первый вход детектора сигнала ошибки угла ФД-2 ответных когерентных радиоимпульсов СПП. На второй вход поступает разностный сигнал с выхода фазовращателя (π/2). Сигнал на выходе ФД соответствует амплитуде видеоимпульсов U_ФД [2]. Стробы, поступающие с выхода системы измерения дальности на ФД-2, обеспечивают выделение из общего шумового потока видеоимпульсов, амплитуда которых пропорциональна величине отклонения антенны от пеленга и полярность, определяющую направление отклонения от пеленга. Амплитуда разнополярных видеоимпульсов U_ФД-2(t) на выходе ФД-2 пропорциональна величине угловой ошибки Δε, а знак определяет направление рассогласования пеленга (см. фиг.5).

Далее видеоимпульсы поступают на вход системы управления приводами антенны и обеспечивают ее наведение на направление точного пеленга цели.

Ширина диаграммы направленности микрополосковой антенны при экспериментальных измерениях пеленгационной характеристики составляла θ=6.2 град. Измерение пеленгационной характеристики РЛС, работающей в моноимпульсном режиме, проводилось путем измерения амплитуды видеоимпульсов на выходе ФД-2 для различных углов направления антенны на радиозонд. Результаты измерений пеленгационной характеристики приведены на фиг.6. Они подтверждают совпадение с ожидаемыми параметрами классической моноимпульсной радиосистемы [3, 4].

Литература

1. Радиозондирование атмосферы. Иванов В.Э., Фридзон М.Б., Ессяк С.П. Екатеринбург. УрО РАН, 2004, 596 с., ISBN 5-7691-1513-0.

2. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. М.: «Сов. радио», 1970.

3. Справочник по радиолокации. / Под ред М.Сколника. Нью-Йорк, 1970. Пер. с англ. (в 4 томах) под общей ред. К.Н.Трофимова. Т 4. Радиолокационные станции и системы / Под ред. М.М.Вейсбейна. М.: Сов. радио, 1978, 376 с.

4. Бартон Д., Вард Г. Справочник по радиолокационным измерениям. М.: Сов. радио, 1976, 356 с.

Моноимпульсная система, содержащая две разнесенные фазированные антенные решетки, выходы которых подключены через антенно-волноводный тракт (АВТ) его суммарным выходом к антенному переключателю, а разностным - к смесителю амплитудного подканала, включающему также усилитель промежуточной частоты (УПЧ) и фазовый детектор, выход антенного переключателя соединен со смесителем фазового подканала, включающего также последовательно соединенные УПЧ и фазовый детектор, выход синтезатора частот с одной частотой подключен к входам смесителей обоих подканалов, выход каждого смесителя подключен к УПЧ соответствующего подканала, второй вход фазового детектора фазового подканала соединен с выходом синтезатора частот с другой частотой, выход когерентного передатчика соединен с входом антенного переключателя, отличающийся тем, что выход УПЧ фазового подканала соединен с автоматическим регулятором уровня (АРУ), выходы которого соединены с регулирующими входами соответственно УПЧ амплитудного и фазового подканалов, выход УПЧ амплитудного подканала через фазовращатель на π/2 соединен с фазовым детектором амплитудного подканала, второй вход которого соединен с выходом УПЧ фазового подканала, а разрешающий вход фазового детектора амплитудного подканала соединен с выходом измерителя дальности, выход фазового детектора амплитудного подканала соединен с фильтром низких частот (ФНЧ), выход которого является одним из выходов системы, выход фазового детектора фазового подканала соединен с измерителем дальности, второй вход которого соединен с синхронизатором, а выход является другим выходом системы, синхронизатор также связан с входом когерентного передатчика, другой вход которого связан с выходом синтезатора частот с третьей частотой.