Аналоговый перемножитель напряжений

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах фазовой автоподстройки и умножения частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого зависит от уровня сигнала управления. Технический результат заключается во введении новых связей, что позволяет снижать напряжение питания АПН до уровня ±(1÷1,5 В) при одновременном упрощении схемы, и в расширении полосы пропускания АПН путем повышения симметрии каналов передачи напряжения u_x, повышении мощности перемножения сигналов u_x и u_y на высоких частотах. Заявленное устройство содержит первый источник первого перемножаемого напряжения u_x, второй источник первого перемножаемого напряжения u_x, противофазный первому источнику, первый и второй противофазные источники второго перемножаемого напряжения u_y, первый, второй, третий и четвертый входные транзисторы, первый и второй токостабилизирующие двухполюсники, первый элемент нагрузки, включены новые связи - база второго входного транзистора соединена с первым источником второго перемножаемого напряжения u_y, база четвертого входного транзистра соединена со вторым источником второго перемножаемого напряжения u_y, причем между эмиттером первого входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току первый дополнительный конденсатор, а между эмиттером третьего входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току второй дополнительный конденсатор. 1 з.п. ф-лы, 10 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в фазовых детекторах и модуляторах, а также в системах фазовой автоподстройки и умножения частоты или в качестве усилителя, коэффициент передачи по напряжению которого зависит от уровня сигнала управления. Аналоговый перемножитель является базовым узлом современных систем приема и обработки сигналов ВЧ и СВЧ-диапазонов, аналоговой вычислительной и измерительной техники.

В настоящее время в аналоговой микросхемотехнике в составе перемножителей двух напряжений, систем электронной регулировки усиления широкое применение находит так называемая перемножающаяся ячейка Джильберта (фиг.1). Такая структура стала основой построения практически всех известных в настоящее время прецизионных аналоговых перемножителей сигналов на основе дифференциальных каскадов [1-36]. В этой связи задача улучшения параметров этого функционального узла относится к числу достаточно актуальных задач современной микроэлектроники.

В цифровых интегральных микросхемах результатом увеличения скорости обработки информации стали тенденции постоянного уменьшения напряжения питания, что является «анафемой» в аналоговом проектировании с высокими характеристиками. При технологических нормах 350 нм (напряжение питания 3.3 В) по-прежнему достаточно схемотехнических возможностей для аналоговых проектирований с высокими характеристиками, хотя наличие 5 В питания было бы предпочтительнее. При нормах 180 нм (1.8 В) процесс усложняется и статические характеристики аналоговых устройств страдают. При 90÷130 нм технологии необходимо развитие новых подходов к проектированию микросхем, ориентированных на обеспечение работоспособности при низковольтном питании.

В рамках собственных программ развития ряд ведущих микроэлектронных фирм, в т.ч. российских, начинают использовать технологическое оборудование для 0,25 мкм SiGe-технологии SGB25VD, способное в рамках единого цикла изготовить высококачественные гетеропереходы. Это позволяет реализовать субмикронные транзисторы X диапазона, а также использовать экономичные режимы для СВЧ интегральных схем относительно высокого уровня интеграции. Однако технология SGB25VD накладывает дополнительные и существенные для схемотехники аналоговых микросхем ограничения, выражающиеся в невозможности использования комплементарных транзисторов и относительно низковольтных режимов их работы (U_кэ.max=2,9÷3,0 В). Создание IP блоков для SiGe технологии SGB25VD является (наряду с ее освоением) важнейшей задачей для зарубежных и отечественных центров проектирования аналоговых микросхем.

Таким образом, последние несколько лет источники питания с напряжением 5 В вытесняются более низковольтными. Требования к уменьшению рассеиваемой мощности и уменьшению числа батарей в таких приложениях, как беспроводные устройства связи и персональные компьютеры, привели к снижению напряжения питания в цифровых схемах до уровня 1,5 В. Эта тенденция, как отмечалось выше, реализована в современных SiGe транзисторах, которые сконструированы так, чтобы обеспечить максимальную частоту среза (f₁) в компромиссе с напряжением пробоя (U_пp). Для кремниевых транзисторов существует следующее фундаментальное ограничение: f₁×U_пр≈const, т.е. малые размеры транзисторов, обеспечивающие высокие значения f₁ (до 200 ГГц), привели к снижению напряжения питания микросхем до 1,2÷1,5 В.

Уменьшение напряжения питания (Е_п) в биполярных схемах приводит к появлению новых проблем, и некоторые из них становятся особенно важными при напряжении питания менее 2 В. Принципиальная сложность уменьшения напряжения Е_п состоит в том, что биполярный транзистор имеет фиксированное напряжение база-эмиттер U_бэ, которое не уменьшается линейно с уменьшением технологических норм, так как

,

где φ_т=kT/q, I_к - ток коллектора и I_s - обратный ток эмиттерного р-n перехода. При этом параметры транзистора и уровни тока оказывают слабое влияние на напряжение U_бэ. На практике плотность тока в биполярном транзисторе (I_к/I_s), изменяя свое значение, также слабо влияет на напряжение U_бэ. Если в используемой технологии U_бэ≈0,7 В, то использование 1,5 В источника питания приводит к тому, что между «землей» и шиной Е_п не может быть включено больше чем один р-n переход.

Учитывая вышесказанное, а также численные значения напряжения U_бэ≈700 мВ, можно сделать вывод о том, что при напряжении питания меньше чем 1,5 В запрещается использовать многоярусные дифференциальные пары или каскодные конфигурации (архитектуры).

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является аналоговый перемножитель напряжений (АПН, фиг.1), рассмотренный в патентной заявке фирмы Sharp US №2006/0066362, fig. 15, содержащий первый 1 источник первого перемножаемого напряжения u_x, второй 2 источник первого перемножаемого напряжения u_x, противофазный первому 1 источнику, первый 3 и второй 4 противофазные источники второго перемножаемого напряжения u_y, первый 5 входной транзистор, база которого подключена к первому 1 источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен с первым 6 токостабилизирующим двухполюсником, второй 7 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером первого 5 входного транзистора, третий 8 входной транзистор, база которого подключена ко второму 2 источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен со вторым 9 токостабилизирующим двухполюсником, а коллектор подключен к коллектору первого 5 входного транзистора, первому 1 выходу аналогового перемножителя напряжения и первому 11 элементу нагрузки, четвертый 12 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером третьего 8 входного транзистора.

Существенный недостаток известного АПН состоит в том, что для его реализации необходимы два управляемых напряжениями u_x(3) и (4) транзисторных управляемых источника токов 6 и 9, которые (при их традиционном построении) «съедают» 1,4÷1,5 В напряжения питания . Как следствие, известный АПН не может работать при низковольтном питании ±(1÷1,5 В).

Недостаток известного перемножителя напряжений (фиг.1) состоит также в том, что он характеризуется многоканальной передачей перемножаемого сигнала u_x к выходному узлу 10 АПН. Многоканальный характер передачи напряжения u_x создает проблему обеспечения широкополосности и быстродействия АПН. Это обусловлено разной инерционностью каналов передачи u_x, а также фазовыми характеристиками каналов. Например, прямая паразитная неинвертирующая передача сигнала от источника 2 к выходу 10 через емкость коллектор-база С_к8 транзистора 8 увеличивается с повышением частоты. С другой стороны, неинвертирующая передача сигнала u_x (источник 1) к выходу 10 через транзисторы 12 и 8 уменьшается с повышением частоты, так как этот канал шунтируется паразитной емкостью на подложку С₉ транзисторов, образующих управляемый двухполюсник 9.

Следует заметить, что фазы выходных сигналов по паразитным каналам не совпадают, что создает проблему их согласования, а также ухудшает погрешность перемножения на высоких частотах.

Основная цель предлагаемого изобретения - снижение напряжения питания АПН до уровня ±(1÷1,5 В) при одновременном упрощении схемы.

Дополнительная цель состоит в расширении полосы пропускания АПН путем повышения симметрии каналов передачи напряжения u_x, повышении точности перемножения сигналов u_x и u_y на высоких частотах.

Поставленная цель достигается тем, что в АПН, содержащем первый 1 источник первого перемножаемого напряжения u_x, второй 2 источник первого перемножаемого напряжения u_x, противофазный первому 1 источнику, первый 3 и второй 4 противофазные источники второго перемножаемого напряжения u_y, первый 5 входной транзистор, база которого подключена к первому 1 источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен с первым 6 токостабилизирующим двухполюсником, второй 7 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером первого 5 входного транзистора, третий 8 входной транзистор, база которого подключена ко второму 2 источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен со вторым 9 токостабилизирующим двухполюсником, а коллектор подключен к коллектору первого 5 входного транзистора, первому 1 выходу аналогового перемножителя напряжения и первому 11 элементу нагрузки, четвертый 12 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером третьего 8 входного транзистора, предусмотрены новые элементы и связи - база второго 7 входного транзистора соединена с первым 3 источником второго перемножаемого напряжения u_y, база четвертого 12 входного транзистора соединена со вторым 4 источником второго перемножаемого напряжения u_y, причем между эмиттером первого 5 входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току первый 13 дополнительный конденсатор, а между эмиттером третьего 8 входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току второй 14 дополнительный конденсатор.

На фиг.1 показана схема АПН-прототипа, а на фиг.2 - схема заявляемого АПН в соответствии с п.1 формулы изобретения.

На фиг.3 представлена схема АПН в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На фиг.4 показан частный вариант АПН с расширенным диапазоном линейного перемножения сигналов u_x и u_y, основанный на использовании логарифмирующих р-n переходов и преобразователей «напряжение-ток» 21 и 24.

Схема на фиг.5 иллюстрирует способ получения двух противофазных напряжений u_x и на базе высокочастотного трансформатора. Возможны и другие способы формирования u_x и .

На фиг.6 приведена схема АПН (фиг.2) в среде компьютерного моделирования PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП HПП "Пульсар», а на фиг.7 показана зависимость коэффициента усиления по напряжению K_u=u_вых/u_x АПН (фиг.2) от уровня напряжения U_y на входах канала «У» (V₇, V₁₀) в частотном диапазоне. Такой режим измерения K_u характеризует применение заявляемого АПН в качестве управляемого усилителя.

Фиг.8 иллюстрирует зависимость модуля K_u=f(U_y) в диапазоне средних частот АПН (фиг.6).

На фиг.9 показаны результаты моделирования заявляемого АПН (фиг.6) в режиме смесителя двух сигналов для случая, когда на вход «X» (V₈, V₉) подается частота 10 МГц, а на вход «У» (V₇, V₁₀) - 1 МГц. На фиг.10 представлены результаты компьютерного моделирования переходных процессов смесителя (фиг.6) для тех же сигналов.

Заявляемый АПН (фиг.2) содержит первый 1 источник первого перемножаемого напряжения u_x, второй 2 источник первого перемножаемого напряжения u_x, противофазный первому 1 источнику, первый 3 и второй 4 противофазные источники второго перемножаемого напряжения u_y, первый 5 входной транзистор, база которого подключена к первому 1 источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен с первым 6 токостабилизирующим двухполюсником, второй 7 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером первого 5 входного транзистора, третий 8 входной транзистор, база которого подключена ко второму 2 источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен со вторым 9 токостабилизирующим двухполюсником, а коллектор подключен к коллектору первого 5 входного транзистора, первому 1 выходу аналогового перемножителя напряжения и первому 11 элементу нагрузки, четвертый 12 входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером третьего 8 входного транзистора. База второго 7 входного транзистора соединена с первым 3 источником второго перемножаемого напряжения u_y, база четвертого 12 входного транзистора соединена со вторым 4 источником второго перемножаемого напряжения u_y, причем между эмиттером первого 5 входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току первый 13 дополнительный конденсатор, а между эмиттером третьего 8 входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току второй 14 дополнительный конденсатор.

В схеме на фиг.3 в соответствии с п.2 формулы изобретения эмиттер второго 7 входного транзистора связан с первым 15 вспомогательным двухполюсником и через первый 16 дополнительный резистор соединен с эмиттером первого 5 входного транзистора, эмиттер четвертого 12 входного транзистора связан со вторым 17 вспомогательным двухполюсником и через второй 18 дополнительный резистор соединен с эмиттером третьего 8 входного транзистора. Это расширяет диапазон линейной работы канала «Y».

В схеме на фиг.4 противофазные источники 1-2 и 3-4 (фиг.3) реализованы на основе р-n переходов 19, 20 и преобразователе «напряжение-ток» 21 (канал «Y»), а также р-n переходов 22, 23 и преобразователе «напряжение-ток» 24 (канал «X»). В качестве преобразователей 21 и 24 могут использоваться классические дифференциальные каскады.

В схеме на фиг.5 для получения противофазных напряжений канала «X» u_x и используется высокочастотный трансформатор 25 со средней точкой.

Рассмотрим работу заявляемого АПН (фиг.2).

В статическом режиме, когда напряжение управления равно нулю (u_y=0), эмиттерные и коллекторные токи транзисторов схемы на фиг.2 устанавливаются двухполюсниками 6 и 9. При этом

где I_кi - коллекторные токи транзисторов 5, 7, 8, 12.

I₆, I₉ - токи двухполюсников 6 и 9.

Емкость конденсатов 13, 14 (C₁₃=C₁₄) выбирается такой, чтобы во всем частотном диапазоне ω_х сигнала u_x выполнялось неравенство

где ω_х - частота сигнала по каналу «X»;

r_э7 - сопротивление эмиттерного перехода транзистора 7;

φ_т≈26 мВ - температурный потенциал.

Поэтому коэффициент усиления по напряжению от источника 1:

где R_н.экв - эквивалентное сопротивление нагрузки 11 (R_н.экв≈R₁₁).

Если напряжения u_y увеличиваются, то это приводит к появлению приращений токов и . Приращение передается на выход 10 через транзистор 5, а с другой стороны поступает в нагрузку 11 в противофазе через транзисторы 12 и 8. Если во всем диапазоне частот ω_y сигнала u_y выполняется неравенство

то все приращение практически без потерь поступает в цепь нагрузки 10 и компенсирует составляющую коллекторного тока . В результате на выходе 10 обеспечивается полное подавление сигнала управления U_y. Как следствие, уровень постоянной составляющей выходного напряжения АПН не изменяется, что позволяет применять непосредственную связь между каскадами, связанными с дальнейшей обработкой сигналов перемножения.

В схеме на фиг.2 при увеличении u_y коэффициент усиления по напряжению каскада на транзисторах 7 и 5 уменьшается

а каскада на транзисторах 8 и 12 увеличивается

где R_н.экв - эквивалентное сопротивление нагрузки 11;

r_эi - сопротивление эмиттерного перехода i-го транзистора.

Поэтому переменное выходное напряжение АПН пропорционально произведению u_x и u_y (при их изменении в небольших пределах):

Следует заметить, что в схеме на фиг.2 каналы передачи напряжения u_x от источников сигналов 1 и 2 идентичны, что расширяет полосу пропускания АПН по выходу 10 (особенно при малых величинах u_y, u_x).

Замечательная особенность схемы на фиг.2 - подавление передачи сигнала u_y на выход 10. Действительно, при изменении токов и коллекторные токи транзисторов 5 и 8 изменяются относительно нагрузки 11 противофазно, что стабилизирует статическое напряжение на резисторе 11.

Кроме этого в АПН (фиг.3, фиг.4) обеспечивается взаимная компенсация влияния емкостей коллекторных переходов транзисторов 5 и 8 на работу схемы, что снижает погрешность перемножения u_x и u_y в диапазоне высоких частот.

Для существенного расширения динамического диапазона перемножаемых сигналов u_x и u_y следует использовать их предварительное логарифмирование (фиг.4).

Представленные на фиг.7 и фиг.8 графики показывают, что в режиме управляемого усилителя K_u заявляемого АПН при выбранных сопротивлениях резисторов нагрузки изменяется в диапазоне 0÷70.

Рассмотрим факторы, ограничивающие уровень напряжения питания в АПН-прототипе (фиг.1).

Величина положительного напряжения источника питания зависит от статического падения напряжения на резисторе нагрузки R₁₁, а также необходимого диапазона изменения выходного напряжения U_вых.max:

где I₀ - статический ток через резистор нагрузки 11.

С другой стороны, для исключения насыщения транзисторов 5, 7, 8, 12 при изменении u_вых необходимо обеспечить

Таким образом, из (4) и (5) следует, что минимально возможное напряжение питания АПН (фиг.1) находится из уравнения:

Следовательно, при малых U_вых.max АПН (фиг.1) обеспечивает устойчивую работу при .

Однако из-за двухъярусной структуры АПН (фиг.1) не может работать при малых напряжениях . В этой схеме отрицательное напряжение питания должно быть больше чем

где U_эб.5≈0,7 В - напряжение на переходе эмиттер-база транзистора 5, (7, 8, 12);

U₆≈0,7 В - минимально возможное напряжение на двухполюснике 6 (при его классическом построении на базе токовых зеркал U₆≈0,7 В).

Из (7) следует, что АПН-прототип требует отрицательного напряжения питания не менее чем .

Рассмотрим далее ограничения на в заявляемом АПН.

Величина напряжения положительного источника питания определяется так же, как и АПН-прототипе формулой (4).

Минимальное напряжение отрицательного источника питания АПН (фиг.2) находится с учетом второго закона Кирхгофа из решения следующей системы неравенств, полученных при малых величинах u_x и u_y:

где U_эб.7=U_эб.8≈0,7 В - напряжение эмиттер-база транзисторов 7 и 8;

U_6min=U_9min=0,1÷0,3 В - минимально допустимое напряжение на резисторах 6 и 9, при котором обеспечивается заданная стабильность статистического режима транзисторов.

Результаты эксперимента подтверждают работоспособность заявляемого АПН при .

Применение заявляемого АПН качестве управляемого усилителя (фиг.6) показывает (фиг.8), что в таком включении АПН обеспечивается достаточно линейная характеристика управления K_u=f(U_y), где U_y - напряжение на входе «Y» схемы (фиг.6) (V7, V10).

Предлагаемый АПН может эффективно использоваться в качестве «миксера» двух сигналов (фиг.6). Переходный процесс в АПН (фиг.6) при смешении сигналов с частотами f_x=10 МГц и f_y=1 МГц приведен на фиг.9. График на фиг.9 характеризует спектр выходного напряжения смесителя (фиг.6). Из этого графика следует, что основная гармоника на выходе существенно подавляется.

Свойства заявляемого АПН в режиме перемножения двух напряжений (фиг.10) показывают, что предлагаемое техническое решение может использоваться в качестве модулятора.

При использовании двух схем АПН (фиг.2) возможно построение перемножителей с дифференциальным выходом.

Таким образом, предлагаемая схема АПН имеет более низкие значения напряжений питания, что позволяет использовать для ее построения более высокочастотные SiGe транзисторы и расширить при этом диапазон рабочих частот.

Предлагаемое техническое решение является альтернативой широко распространенной перемножающей ячейки Джильберта [1-36] и характеризуется более высокими качественными параметрами.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент GB 2.318.470, H03f 3/45

2. Патент ЕР 1.369.992

3. Патент США №5.874.857

4. Патент США №6.456.142, фиг.8

5. Патент США №3.931.583, фиг.9

6. Патентная заявка США №2007/0139114, фиг.1

7. Патентная заявка США №2005/0073362, фиг.1

8. Патент США №5.057.787

9. Патентная заявка WO 2004/041298

10. Патент США №5.389.840, фиг.1А

11. Патент США №5.883.539, фиг.1

12. Патентная заявка США №2005/0052239

13. Патент США №5.151.625, фиг.1

14. Патент США №4.458.211, фиг.5

15. Патентная заявка США №2005/0030096, фиг.6

16. Патентная заявка США №2007/0090876

17. Патент США №6.727.755

18. Патент США №5.552.734, фиг.13, фиг.16

19. Патентная заявка США №2006/0232334

20. Патент США №5.767.727

21. Патент США №6.229.395, фиг.2

22. Патент США №5.115.409

23. Патентная заявка США №2005/0231283, фиг.1

24. Патентная заявка США №2006/0066362, фиг.15

25. Патент США №5.151.624, фиг.1, фиг.2

26. Патент США №5.329.189, фиг.2

27. Патент США №4.704.738

28. Патент США №4.480.337

29. Патент США №5.825.231

30. Патент США №6.211.718, фиг.1, фиг.2

31. Патент США №5.151.624

32. Патент США №5.329.189

33. Патент США №5.331.289

34. Патент GB №2.323.728

35. Патентная заявка США №2008/0122540, фиг.1

36. Патент США №4.965.528

1. Аналоговый перемножитель напряжений u_x и u_y, содержащий первый (1) источник первого перемножаемого напряжения u_x, второй (2) источник первого перемножаемого напряжения u_x, противофазный первому (1) источнику, первый (3) и второй (4) противофазные источники второго перемножаемого напряжения u_y, первый (5) входной транзистор, база которого подключена к первому (1) источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен с первым (6) токостабилизирующим двухполюсником, второй (7) входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером первого (5) входного транзистора, третий (8) входной транзистор, база которого подключена ко второму (2) источнику первого перемножаемого напряжения u_x, эмиттер соединен со вторым (9) токостабилизирующим двухполюсником, а коллектор подключен к коллектору первого (5) входного транзистора, первому (1) выходу аналогового перемножителя напряжения и первому (11) элементу нагрузки, четвертый (12) входной транзистор, эмиттер которого соединен с эмиттером третьего (8) входного транзистора, отличающийся тем, что база второго (7) входного транзистора соединена с первым (3) источником второго перемножаемого напряжения u_y, база четвертого (12) входного транзистора соединена со вторым (4) источником второго перемножаемого напряжения u_y, причем между эмиттером первого (5) входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току первый (13) дополнительный конденсатор, а между эмиттером третьего (8) входного транзистора и шиной источника питания включен по переменному току второй (14) дополнительный конденсатор.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что эмиттер второго (7) входного транзистора связан с первым (15) вспомогательным двухполюсником и через первый (16) дополнительный резистор соединен с эмиттером первого (5) входного транзистора, эмиттер четвертого (12) входного транзистора связан со вторым (17) вспомогательным двухполюсником и через второй (18) дополнительный резистор соединен с эмиттером третьего (8) входного транзистора.