Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов



Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов
Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема cofdm-сигналов

 


Владельцы патента RU 2407198:

Общество с ограниченной ответственностью "Научно-производственное предприятие "Цифровые решения" (RU)

Изобретение относится к устройствам приема цифровой информации, в частности к эквалайзерам для многоканальных систем связи с модулированными несущими частотами, и может быть использовано в устройствах, работающих в стандарте DVB-T и других широкополосных системах, использующих COFDM-модуляцию. Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема COFDM-сигналов обеспечивает достижение технического результата, заключающегося в увеличении быстродействия и точности восстановления частотной характеристики канала в условиях межсимвольной интерференции за счет применения алгоритма, позволяющего повысить скорость сходимости корректирующих коэффициентов, и исключения операций деления, и обратного преобразования Фурье при их вычислении. 10 ил.

 

Изобретение относится к устройствам приема цифровой информации, в частности к эквалайзерам для многоканальных систем связи с модулированными несущими частотами, и может быть использовано в устройствах, работающих в стандарте DVB-T и других широкополосных системах, использующих COFDM-модуляцию, для устранения амплитудных и фазовых искажений частотной характеристики канала в условиях межсимвольной интерференции и низкого отношения сигнал-шум, а также для компенсации доплеровского смещения частоты.

Существующие в настоящее время устройства оценки и коррекции параметров канала в своем составе содержат помимо основного дополнительные блоки быстрых прямого и обратного преобразований Фурье, использование которых для обработки COFDM-сигналов с количеством поднесущих более 4-8 тысяч приводит к значительному увеличению площади на кристалле при интегральной реализации, увеличению потребляемой мощности, увеличению задержки на обработку информации и снижает точность вычисления корректирующих коэффициентов, что является существенным недостатком данных устройств.

Известно устройство «COFDM receiver with adaptive equalizer» (патент US 6963617 B1 от 8.11.2005) того же назначения, что и предлагаемое, но не имеющее с ним общих признаков и состоящее из последовательно соединенных блока демодуляции, аналогово-цифрового преобразования и прореживания (demodulator, A-D converter, down-sampling), эквалайзера (equalizer), блока удаления защитного интервала (guard extraction), блока быстрого преобразования Фурье (FFT), комплексного делителя, блока обращенного перемежения, демаппинга и принятия решения (de-interleaving, de-mapping & decision process); последовательно соединенных блока маппинга и перемежения (mapping & interleaving), блока быстрого обратного преобразования Фурье (IFFT) и блока вставки защитного интервала (guard insertion); блока оценки параметров канала (channel estimator), причем выход блока быстрого преобразования Фурье соединен с входом устройства оценки параметров канала, выход устройства оценки параметров канала соединен со вторым входом комплексного делителя, вход блока маппинга и перемежения соединен с выходом блока демаппинга, обращенного перемежения и принятия решения, а выход блока вставки защитного интервала соединен с входом эквалайзера.

Недостатки данного устройства заключаются в недостаточно высокой точности и низком быстродействии вследствие медленной сходимости коэффициентов эквалайзера и в необходимости его предварительной настройки при помощи обучающей последовательности, которые обусловлены использованием алгоритма минимальной среднеквадратичной ошибки [2]. Другим недостатком является существенное увеличение площади на кристалле при интегральной реализации за счет использования дополнительного блока быстрого обратного преобразования Фурье. Также можно отметить наличие в устройстве комплексного делителя, который дает большую ошибку при малой амплитуде входного сигнала при использовании целочисленной арифметики.

Известно устройство «Frequency-domain equalizer for terrestrial digital TV reception» (патент US 6912258 B2 от 28.06.2005) того же назначения, что и предлагаемое, состоящее из последовательно соединенных первого блока быстрого преобразования Фурье (FFT), комплексного умножителя, блока быстрого обратного преобразования Фурье (IFFT), последовательно соединенных блока вычисления ошибки (error) и второго блока быстрого преобразования Фурье (FFT); блока адаптивной оценки инверсной частотной характеристики канала (adaptive inverse channel estimation) и блока задержки (symbol delay), причем выход первого блока быстрого преобразования Фурье соединен с входом блока задержки, выход блока задержки соединен с первым входом блока адаптивной оценки инверсной частотной характеристики канала, выход блока адаптивной оценки частотной характеристики канала соединен с входом умножителя, входами блока вычисления ошибки являются выходы блоков FEC и быстрого обратного преобразования Фурье, выход второго блока быстрого преобразования Фурье соединен с входом блока адаптивной оценки инверсной частотной характеристики канала, который состоит из последовательно соединенных блока комплексного сопряжения, первого комплексного умножителя, первого сумматора; из последовательно соединенных комплексного делителя, второго комплексного умножителя, µ-фильтра и второго сумматора, блока памяти, λ-фильтра, причем вход блока комплексного сопряжения соединен с входом первого комплексного умножителя, выход блока комплексного сопряжения соединен с входом комплексного делителя, второй вход первого комплексного сумматора соединен с выходом λ-фильтра, выход первого комплексного сумматора соединен с входами делителя и блока памяти, второй вход комплексного умножителя соединен с выходом второго блока быстрого преобразования Фурье, второй вход и выход второго сумматора соединены с выходом и входом блока памяти соответственно.

Недостатками данного устройства являются накопление случайных ошибок при рекуррентных операциях, обусловленное использованием рекурсивного алгоритма наименьших квадратов [2], а также существенное увеличение площади, занимаемой устройством на кристалле при интегральной реализации, за счет использования дополнительных блоков быстрых прямого и обратного преобразований Фурье. Также необходимо отметить, что в блоке оценки инверсной частотной характеристики канала (adaptive inverse channel estimation) присутствует комплексный делитель, который дает большую ошибку при малой амплитуде входного сигнала при целочисленной реализации. По функциональному признаку данное устройство принято за прототип.

Сущностью изобретения является устройство оценки и коррекции параметров COFDM-канала, использующее пилотные поднесущие, предназначенное для компенсации искажений спектра принимаемого сигнала за счет оценки частотной характеристики (ЧХ) канала передачи в частотной области.

Достигаемый технический результат заключается в увеличении быстродействия и точности восстановления частотной характеристики канала в условиях межсимвольной интерференции, а также в уменьшении площади, занимаемой устройством на кристалле при интегральной реализации, по сравнению с известными решениями за счет применения алгоритма, позволяющего повысить скорость сходимости корректирующих коэффициентов, и исключения операций деления и обратного преобразования Фурье при их вычислении.

Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что предлагаемое устройство отличается наличием новых элементов: блока идентификации символа, блока выбора пилотных поднесущих, блока скользящего усреднения, блока интерполяции, причем первый вход блока выбора пилотных поднесущих объединен с входом блока идентификации символа, выход блока идентификации символа соединен со вторым входом блока выбора пилотных поднесущих, а блок оценки инверсной частотной характеристики канала состоит из последовательно соединенных блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов, первого комплексного умножителя, блока точного вычисления корректирующих коэффициентов и второго комплексного умножителя, причем входы мнимой и действительной частей блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов соединены со вторым входом мнимой и вторым входом действительной частей первого комплексного умножителя соответственно, а выходы мнимой и действительной частей блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов соединены со вторым входом мнимой и вторым входом действительной частей второго комплексного умножителя соответственно. Следовательно, устройство удовлетворяет критерию «новизна».

Сравнение с другими техническими решениями показывает, что у предлагаемого устройства существенно повышены точность и быстродействие в условиях межсимвольной интерференции, а также значительно снижены вычислительные затраты.

Изобретение поясняется следующими графическими материалами:

фиг.1 - функциональная схема устройства оценки и коррекции параметров канала для приема COFDM-сигналов;

фиг.2 - функциональная схема блока идентификации символа;

фиг.3 - функциональная схема блока оценки инверсной частотной характеристики канала;

фиг.4 - функциональная схема блоков грубого и точного вычисления корректирующих коэффициентов;

фиг.5 - функциональная схема блока скользящего усреднения;

фиг.6 - функциональная схема блока интерполяции;

фиг.7 - схема, поясняющая принцип формирования данных для линейной интерполяции корректирующих коэффициентов;

фиг.8 - зависимость средней абсолютной ошибки восстановления амплитуды и фазы в зависимости от отношения сигнал-шум в канале с межсимвольной интерференцией (по экспериментальным данным). Тип модуляции - QPSK, режим передачи - 2К;

фиг.9 - результат работы эквалайзера в виде амплитудных спектров входного и выходного сигналов. Тип модуляции - QPSK, режим передачи - 2К, незашумленный канал;

фиг.10 - изображение амплитуд поднесущих на комплексной плоскости. Режим передачи - 2К, тип модуляции - QAM-64, незашумленный канал.

Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема COFDM-сигналов состоит из блока идентификации символа 1, последовательно соединенных блока выбора пилотных поднесущих 2, блока оценки инверсной частотной характеристики канала 3, блока скользящего усреднения 4, блока интерполяции 5 и комплексного умножителя 6, причем выход блока идентификации символа 1 соединен со вторым входом блока выбора пилотных поднесущих 2, а вход блока идентификации символа совмещен с первым входом блока выбора пилотных поднесущих 2 и вторым входом комплексного умножителя 6 (фиг.1).

Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема COFDM-сигналов построено по принципу оценки инверсной частотной характеристики канала по параметрам пилотных поднесущих и интерполяции полученных результатов на сигнальные ячейки спектра COFDM-символа и работает следующим образом.

На вход устройства поступают комплексные дискретные отсчеты мнимой и действительной частей поднесущих COFDM-символа, которые формируются при использовании операции быстрого преобразования Фурье, выполняемой в демодуляторе DVB-T приемника. Один раз в четыре символа в блоке идентификации символа 1 происходит вычисление номера пришедшего символа (от 0 до 3 в соответствии с частотно-временным планом COFDM-кадра [3]). Вычисленное значение поступает в блок выбора пилотных поднесущих 2 для выделения входных данных, соответствующих распределенным пилот-сигналам. В блоке оценки инверсной частотной характеристики канала 3 происходит вычисление последних для распределенных пилот-сигналов, которые затем фильтруются в блоке скользящего усреднения 4 отдельно для каждой поднесущей. Корректирующие коэффициенты для остальных поднесущих восстанавливаются в блоке интерполяции 5. Коррекция параметров канала осуществляется комплексным умножителем 6 путем умножения входных данных на корректирующие коэффициенты, полученные за счет обработки предыдущих четырех символов.

Устройство идентификации символа состоит из демультиплексора 7, четырех идентичных каналов обработки данных 13, 14, 15, 16 и селектора номера канала 17 (фиг.2), причем выход А демультиплексора 7 соединен с входом канала 13, выход В - с входом канала 14, выход С - с входом канала 15, выход D - с входом канала 16; выход канала 13 соединен с входом А, выход канала 14 - с входом В, выход канала 15 - с входом С, а выход канала 16 - с входом D селектора номера канала 17.

Канал 13 состоит из последовательно соединенных блока выделения знакового бита 8, первой схемы «исключающего ИЛИ» 9, блока задержки 10, второй схемы «исключающего ИЛИ» 11 и накапливающего сумматора со сбросом 12.

Устройство идентификации символа работает следующим образом. На вход данных демультиплексора 7 поступают дискретные отсчеты мнимой и действительной частей поднесущих COFDM-символа стандарта DVB-T. Демультиплексор 7 в зависимости от номера поднесущей в символе распределяет входной поток данных между входами каналов 13, 14, 15, 16, при этом демультиплексор 7 обрабатывает только каждый четвертый поступивший отсчет, считая от начала символа. Номер канала обработки данных, на который передается текущий отсчет, вычисляется в соответствии с формулой:

где n - номер поднесущей в COFDM-символе, int - операция взятия целой части. Таким образом, на вход первого канала обработки данных 13 поступают поднесущие с номерами 0, 12, 24, …, второго 14-3, 15, 27, …, третьего 15-6, 18, 30, …, четвертого 16-9, 21, 33, ….

Первый канал 13 работает следующим образом. В блоке выделения знакового бита 8 производится выделение знака мнимой и действительной частей поступившего отсчета (1 - в случае отрицательного значения, 0 - в противном случае). Полученная информация сравнивается (независимо друг от друга) по первой схеме «исключающего ИЛИ» 9 с отсчетом псевдослучайной последовательности PRBS, которая вырабатывается в соответствии со стандартом ETSI EN 700 344 "Digital Video Broadcasting (DVB). Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television" [3], соответствующим обрабатываемой поднесущей. Текущий и задержанный на один отсчет в блоке 10 результаты сравнения поступают во второй блок «исключающего ИЛИ» 11, где сравниваются между собой (отдельно для мнимой и действительной частей) и подаются на вход накапливающего сумматора со сбросом 12. Селектор номера канала 17 выдает на выход номер канала с минимальной накопленной в соответствующем сумматоре суммой (0…3). Сброс накапливающего сумматора 12 происходит после обработки четырех символов.

Блок оценки инверсной частотной характеристики канала 3 состоит из последовательно соединенных блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов 18, первого комплексного умножителя 19, блока точного вычисления корректирующих коэффициентов 20 и второго комплексного умножителя 21, причем входы мнимой и действительной частей блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов 18 соединены со вторым входом мнимой и вторым входом действительной частей первого комплексного умножителя 19 соответственно, а выходы мнимой и действительной частей блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов 18 соединены со вторым входом мнимой и вторым входом действительной частей второго комплексного умножителя 21 соответственно (фиг.3).

Блоки грубого 18 и точного 20 вычисления корректирующих коэффициентов идентичны по своей структуре и состоят из мультиплексора 23, сумматора 24, блока вычисления косинуса и синуса (тригонометрического блока) 26, последовательно соединенных блока вычисления амплитуды и фазы входного сигнала 22, блока вычисления отношения А0/А 25 и комплексного умножителя 27, причем выход ϕ0 мультиплексора 23 соединен с инвертирующим входом сумматора 24, второй выход ϕ блока вычисления амплитуды и фазы входного сигнала 22 соединен с неинвертирующим входом сумматора 24, выход сумматора 24 соединен с входом тригонометрического блока 26, а первый cos(ϕ-ϕ0) и второй sin(ϕ-ϕ0) выходы тригонометрического блока 26 соединены со вторым cos(ϕ-ϕ0) и третьим sin(ϕ-ϕ0) входами комплексного умножителя 27 соответственно (фиг.4).

Алгоритм работы блока оценки инверсной частотной характеристики канала 3 заключается в следующем. Корректирующие коэффициенты η для распределенных пилот-сигналов вычисляются в соответствии с формулой (2):

где , а ϕ0 вычисляется по формуле (3):

PRBSk - отсчет псевдослучайной последовательности, соответствующий k-й поднесущей обрабатываемого сигнала. Из формулы (2) видно, что для нахождения корректирующих коэффициентов необходимо вычислить амплитуду А и фазу ϕ входного сигнала, а также значения функций cos(ϕ-ϕ0), sin(ϕ-ϕ0) и отношение . Для этих целей используются алгоритмы семейства CORDIC [1], которые позволяют при незначительных аппаратных затратах полностью исключить использование постоянного запоминающего устройства для табулирования нелинейных функций и тем самым существенно сократить площадь, занимаемую на кристалле при интегральной реализации. При этом разрядность вычисляемых величин незначительно влияет на аппаратные затраты алгоритма. Для повышения точности расчетов при малых значениях амплитуды входного сигнала используется итеративная процедура вычисления корректирующих коэффициентов.

Введем следующие обозначения: αi - коэффициент ошибки амплитуды полученного вектора, θi - ошибка фазы полученного вектора, η - корректирующий коэффициент, вычисленный в соответствии с формулой (2). Процесс вычисления коэффициентов коррекции можно представить следующим образом

Итерация 0:

x0=Ae, η0=1+0j.

Итерация 1:

x1=Ae, ,

Итерация n:

, ;

;

Обозначим через Hn такой корректирующий коэффициент, что Hnx0=yn, тогда

.

Исследования показали, что для достижения требуемой точности вычисления корректирующих коэффициентов достаточно двух итераций рассмотренного алгоритма. Окончательная формула для расчета искомых параметров имеет вид:

Оценка инверсной частотной характеристики канала производится в соответствии с формулой (4), где η1 вычисляется по формуле (2) в блоке грубого вычисления корректирующих коэффициентов 18 для входных данных Х1=Re1+jIm1, поступающих с выхода блока выбора пилотных поднесущих 2, a η2 - в блоке точного вычисления корректирующих коэффициентов 20 для входных данных Х2=Re2+jIm21X1. Умножение η1 на Х1=Re1+jIm1 производится первым комплексным умножителем 19, а перемножение коэффициентов η1 и η2 - вторым комплексным умножителем 21.

Блоки грубого 18 и точного 20 вычисления корректирующих коэффициентов работают идентично.

Вычисление амплитуды А и фазы ϕ входного сигнала производится в одноименном блоке 22 по алгоритму семейства CORDIC в режиме «вектор», как предложено в [1]; вычисление отношения производится в одноименном блоке 25 по алгоритму деления семейства CORDIC, как предложено в [1], а вычисление значений функций cos(ϕ-ϕ0), sin(ϕ-ϕ0) - в тригонометрическом блоке 26 по алгоритму семейства CORDIC в режиме «поворот», как предложено в [1].

Мультиплексор 23 содержит два бинарных входа данных и один адресный вход и работает в соответствии с формулой (3), причем на первый вход данных мультиплексора 23 подается постоянное значение 0, на второй π, а на адресный - отсчет псевдослучайной последовательности PRBSk, соответствующий k-и поднесущей обрабатываемого сигнала, что дополнтельно подтверждается фиг.4.

Блок скользящего усреднения 4 состоит из первой 28 и второй 30 линий задержки, делителя на N (N=16) 31 и сумматора 29. Причем на первый неинвертирующий вход сумматора 29 подаются входные данные, второй неинвертирующий вход соединен с выходом второй линии задержки 30, а инвертирующий вход - с выходом первой линии задержки 28. Выход сумматора 29 соединен с входами делителя 31 и второй линии задержки 30.

Первая линия задержки 28 имеет глубину 16 (COFDM-символов), а вторая линия задержки 30 - один (COFDM-символ).

Делитель 31 выполнен в виде стандартной схемы арифметического сдвига вправо на log2N бит.

Блок скользящего усреднения 4 работает в соответствии с формулой (5) и может быть реализован в виде схемы, представленной на фиг.5.

Блок интерполяции 5 (фиг.6) состоит из блока памяти 32, первого комплексного сумматора 33, последовательно соединенных первого умножителя на константу 34 и второго комплексного сумматора 36, последовательно соединенных второго умножителя на константу 35 и третьего комплексного сумматора 37, причем выход А блока памяти 32 соединен с неинвертирующим, а выход В блока памяти 32 - с инвертирующим входом первого комплексного сумматора 33 и с входами второго 36 и третьего 37 комплексных сумматоров; выход первого комплексного сумматора 33 соединен с входами умножителей на константу 34 и 35, а выходы второго 36 и третьего 37 комплексных сумматоров - с входами А и В блока памяти 32 соответственно.

Блок интерполяции 5 предназначен для вычисления корректирующих коэффициентов для поднесущих, содержащих данные, в соответствии со схемой на фиг.7 (закрашенными кругами обозначены поднесущие распределенных пилот-сигналов, незакрашенными - сигналов, содержащих данные).

Корректирующие коэффициенты для поднесущих, содержащих данные, вычисляются по формулам:

Блок интерполяции 5 работает следующим образом. Из блока памяти 32 считываются два соседних данных, соответствующих распределенным пилот-сигналам H3i и H3i+3 (закрашенные круги на фиг.7). Затем в блоках 33-37 производится вычисление корректирующих коэффициентов для поднесущих, содержащих данные, в соответствии с формулами (6). Вычисленные значения коэффициентов интерполяции (незакрашенные круги на фиг.7) записываются в свободные ячейки блока памяти 32 между ячейками, соответствующими выбранным распределенным пилот-сигналам.

Исследование рабочих характеристик устройства проводилось в соответствии с требованиями стандарта ETSI EN 700 344 "Digital Video Broadcasting (DVB). Framing structure, channel coding and modulation for digital terrestrial television" [3], при отсутствии шума в канале и с отношением сигнал-шум 12…2 8 дБ, в режимах передачи 2К/8К, с использованием режимов модуляции QPSK, QAM-16 и QAM-64.

Результаты работы устройства поясняются фиг.8-10.

На фиг.8 представлены зависимости средней абсолютной ошибки восстановления амплитуды (а) и фазы (б) от отношения сигнал-шум в канале с межсимвольной интерференцией для режима 2К и модуляции QPSK.

На фиг.9 представлен результат работы эквалайзера в виде амплитудных спектров входного и выходного сигналов для режима 2К и модуляции QPSK в условиях межсимвольной интерференции и незашумленного канала.

На фиг.10 представлено изображение на комплексной плоскости поднесущих входного сигнала (а) и результат работы эквалайзера (б) для режима 2К и модуляции QAM-64 в условиях межсимвольной интерференции и незашумленного канала.

Полученные результаты демонстрируют высокую точность работы и быстродействие устройства в условиях межсимвольной интерференции и зашумленного канала.

Устройство оценки и коррекции параметров канала для приема COFDM-сигналов, содержащее блок оценки инверсной частотной характеристики канала и комплексный умножитель, отличающееся тем, что оно дополнительно содержит блок выбора пилотных поднесущих, блок идентификации символа, блок скользящего усреднения и блок интерполяции, причем блок выбора пилотных поднесущих и комплексный умножитель имеют каждый первый и второй входы, к первому из которых в блоке выбора пилотных поднесущих подсоединен блок идентификации символа, к выходу блока выбора пилотных поднесущих последовательно подключены блок оценки инверсной частотной характеристики канала, блок скользящего усреднения и блок интерполяции, к выходу которого подсоединен первый вход комплексного умножителя, а вход блока идентификации символа и вторые входы блока выбора пилотных поднесущих и комплексного умножителя объединены для подачи входного сигнала в устройство, выход же комплексного умножителя служит для вывода из устройства выходного сигнала, причем блок оценки инверсной частотной характеристики канала содержит последовательно соединенные блок грубого вычисления корректирующих коэффициентов по формуле
где А и ϕ - соответственно амплитуда и фаза входного сигнала, А0=4/3, ϕ0=π·PRBSk, PRBSk - отсчет псевдослучайной последовательности, соответствующий k-й поднесущей обрабатываемого сигнала, первый комплексный умножитель, блок точного вычисления корректирующих коэффициентов по той же указанной формуле и второй комплексный умножитель, причем входы мнимой и действительной частей сигнала блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов соединены с одноименными входами первого комплексного умножителя соответственно и являются входом блока оценки инверсной частотной характеристики канала, а выходы мнимой и действительной частей сигнала блока грубого вычисления корректирующих коэффициентов соединены с одноименными входами второго комплексного умножителя соответственно, при этом выход второго комплексного умножителя является выходом блока оценки инверсной частотной характеристики канала.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области беспроводной связи для коррекции принятого сигнала. .

Изобретение относится к передаче цифровой информации. .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в многоканальных приемных системах. .
Наверх