Способ скалярного управления (3×3)-фазным матричным преобразователем частоты

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в частотнорегулируемом электроприводе. Техническим результатом является уменьшение коммутационных потерь мощности и повышение максимального значения выходного напряжения до уровня 0,87 от амплитуды фазного напряжения сети. Способ скалярного управления заключается в широтно-импульсном регулировании трехфазного напряжения путем четырехкратного чередующегося переключения вентилей на периоде несущей частоты только в двух фазах нагрузки, в то время как в третьей фазе вентиль на всем интервале повторяемости, равном 1/6 периода выходного напряжения, остается во включенном состоянии. Переключения осуществляют в моменты равенства опорного и трехфазного модулирующего сигналов. Последний получают умножением трехфазного задающего сигнала гармонической формы на переключательную функцию, каждая фаза которой образована чередованием тех или иных тактовых импульсов несущей частоты единичной амплитуды, делящих период задающего сигнала на шесть равных промежутков времени. 6 ил.

 

Изобретение относится к преобразовательной технике, одним из применений которой служит частотнорегулируемый электропривод. В указанной области широкое применение начинают получать матричные преобразователи частоты, выполняемые на девяти транзисторных ключах с двухсторонней проводимостью тока. По аналогии с автономными инверторами напряжения (АИН) регулирование 3-фазного напряжения и частоты на выходе МПЧ может осуществляться скалярным способом на высокой несущей частоте методами широтно-импульсной модуляции (ШИМ) (см. Сидоров С.Н. Матричный преобразователь частоты - объект скалярного управления. - «Силовая электроника», №3, 2009 г., с.31).

С целью уменьшения коммутационных потерь мощности в транзисторных ключах число переключений на периоде несущей частоты в схемах АИН уменьшается с шести до четырех. Данная задача может быть решена применением так называемой 2-фазной ШИМ, согласно которой переключения транзисторов происходят чередующимся образом только в двух фазах нагрузки, в то время как в третьей фазе транзистор на всем интервале повторяемости, равном 1/6-ой периода выходного напряжения, остается во включенном состоянии. Несмотря на переключения только в двух фазах, выходное напряжение благодаря свойству связности 3-фазной нагрузки сохраняет симметричную форму. Другое достоинство 2-фазного варианта по сравнению с классическим 3-фазным вариантом синусоидальной ШИМ состоит в лучшем использовании сетевого питающего напряжения.

Наиболее близкое решение содержится в работе Н.В.Донского и К.А.Чубукова «Сравнение автономных инверторов напряжения с двухфазной векторной и широтно-импульсной модуляциями» - Динамика нелинейных дискретных электротехнических и электронных систем: Материалы 8-й Всероссийской н.т.к., Чебоксары. Изд. ЧТУ. 2009 г., стр.246-252. Представленный в данной работе способ 2-фазной ШИМ осуществляется на основе скалярного принципа управления на несущей частоте, превышающей частоту питающего напряжения сети при 4-кратном переключении силовых транзисторов на каждом периоде несущей частоты, происходящим в моменты равенства вырабатываемых в модуляторе 1-фазного опорного сигнала равносторонней пилообразной формы и 3-фазного модулирующего сигнала который получают потактными изменениями величины и формы гармонического 3-фазного задающего сигнала той же частоты, согласно зависимости с помощью 3-фазной переключательной функции каждая фаза которой образована чередованием тех или иных тактовых импульсов z_i=1, 2, … 6 единичной амплитуды длительностью π/3, делящих период задающего сигнала X_A(t) с момента прохождения через нуль в положительную сторону на шесть равных промежутков времени.

Перечисленные достоинства 2-фазной ШИМ достигаются благодаря приданию модулирующим сигналам специальной формы. Однако, как отмечается в описании прототипа, эти сигналы, обеспечивая квазисинусоидальную форму линейных напряжений, могут приводить к искажениям формы фазных напряжений нагрузки.

Предлагаемое изобретение позволяет перенести идею 2-фазной ШИМ из области управления АИН в область управления МПЧ. Достигаемый результат представлен в виде уменьшения числа переключений силовых транзисторов на периоде несущей частоты и повышения коэффициента преобразования сетевого напряжения. Для этого фазные значения модулирующих сигналов предлагается формировать согласно зависимостям:

x_a(t)=z_ai(t)·X_A(t)+z₂(t)-z₅(t);

x_b(t)=z_bi(t)·X_B(t)-z₁(t)+z₄(t);

x_c(t)=z_ci(t)·X_C(t)-z₃(t)+z₆(t).

Здесь:

z_ai(t)=(z₁(t)+z₃(t)+z₄(t)+z₆(t)); Х_А(t)=µSin(kω₀t);

z_bi(t)=(z₂(t)+z₃(t)+z₅(t)+z₆(t)); X_B(t)=µSin(kω₀t-2π/3);

z_ci(t)=(z₁(t)+z₂(t)+z₄(t)+z₅(t)); X_C(t)=µSin(kω₀t+2π/3),

где ω₀ - круговая частота сети; k=ω/ω₀ - кратность отношения частоты задающего сигнала к частоте сети; µ - глубина модуляции напряжения.

Предлагаемый способ управления может быть реализован с помощью МПЧ, обобщенная схема силовой и управляющей частей которого изображены на фиг.1. На фиг.2 в раскрытом виде приведена схема блока формирования модулирующих сигналов (БФ), работу которого иллюстрируют диаграммы на фиг.3. На фиг.4, 5 представлены результаты проверки предлагаемых решений методом компьютерного моделирования. Диаграммы на фиг.6 служат для сравнительной оценки коэффициента преобразования напряжения при одном из существующих и новом способах управления.

Силовая часть устройства выполнена в виде матрицы (1) размерностью 3×3 на транзисторных ключах V1-V9 с двухсторонней проводимостью тока, горизонтальные шины которой подключены к фазам e_A, e_B, e_C питающей сети, а вертикальные шины - к цепям 3-фазной нагрузки 2. Управляющая часть (3) содержит блок БФ (4), входы которого служат для подачи 3-фазного задающего сигнала X_A(t), X_B(t), X_C гармонической формы, а выходы для получения 3-фазного модулирующего сигнала x_a(t), x_b(t), x_c(t) несинусоидальной формы. Имеется также блок модулятора-распределителя (5), на входах которого происходит обычное для скалярных систем управления сравнение модулирующих и поступающего из блока (6) опорного x_on(t) сигналов, результатом которого является получение на выходах блока (5) девяти последовательностей управляющих импульсов для ключей в составе матрицы (1). Согласно фиг.2 блок БФ содержит формирователь (7) тактовых импульсов z₁-z₆, 3-канальный аналоговый умножитель (8), каждый канал которого выполнен на двухвходовых схемах умножения (9-14), с подключенным на выходе 3-канальным аналоговым сумматором (15), каждый канал которого представляет собой 6-тивходовой суммирующий усилитель (16). На выходах аналогового сумматора формируются модулирующие сигналы x_a(t), x_b(t), x_c(t), поступающие далее на входы модулятора-распределителя (5).

Работу устройства рассмотрим на примере одного из каналов БФ с задающим сигналом X_A(t)=µSin(kω₀t) на входе и модулирующим сигналом x_a(t) на выходе. Из схемы фиг.2 видно, что указанный задающий сигнал поступает на первые входы аналоговых умножителей и одновременно - на запускающий вход формирователя (7). Полагается, что каждое прохождение X_A(t) через нуль в положительную сторону приводит к появлению на выходах этого формирователя периодической последовательности тактовых импульсов z₁-z₆ единичной амплитуды, делящих период указанного задающего сигнала на шесть равных промежутков времени длительностью π/3. Поступление тактовых импульсов на вторые входы умножителей разрешает прохождение задающего сигнала через БФ на соответствующих промежутках времени без искажений формы этого сигнала. В данном случае такое поступление импульсов z₁, z₃, z₄, z₆ происходит на вторые входы умножителей (9, 11, 12, 14), что будет сопровождаться периодическим появлением на интервалах 2π/3 сигнала X_A(t) на выходах указанных умножителей, а затем и на выходе сумматора (16). В отличие от указанных импульсы с остальных выходов формирователя z₂, (-z₅) поступают на оба входа умножителей (10, 13) и потому будут повторяться по форме с учетом знака сначала на выходах указанных умножителей, а затем - на выходе сумматора 16 в виде импульсов постоянной амплитуды x_a(t)=±1 и длительности π/3. В результате сигнал x_a(t) приобретает на периоде 2π форму кусочной функции, которая образуется чередованием участков 2π/3 с гармоническим законом изменения и участков длительностью π/3, соответствующих работе БФ в режиме насыщения. Аналогичным образом происходит работа других каналов блока (4). Результатом служит получение 3-фазного модулирующего сигнала чередующиеся изменения которого с периодом π/3 происходят в каждый момент времени лишь в двух фазах. Как отмечалось, эти изменения осуществляются по гармоническому закону и происходят только в двух фазах нагрузки с амплитудой, зависящей от глубины модуляции µ=0-1. В то время как в третьей фазе модулирующий сигнал в течение каждого интервала повторяемости π/3 остается на постоянном максимальном уровне. Кроме фазных сигналов на фиг.3 представлена весьма близкая к синусоиде форма линейного модулирующего сигнала x_a(t)-x_b(t). Данные диаграммы свидетельствуют о том, что при µ=1 предлагаемый способ не ведет к существенным искажениям управляющих воздействий, в связи с чем снижения качества выходного напряжения МПЧ ожидать не следует.

Подтверждением служат представленные на фиг.4, 5 результаты компьютерного моделирования. Диаграммы на фиг.4 иллюстрируют предлагаемый способ на следующих этапах формирования управляющих сигналов и выходных напряжений. Видно, что сравнение модулирующих x_a(t), x_b(t), x_c(t) и опорного x_on (t) сигналов позволяет получить в модуляторе три (по числу фаз) последовательности управляющих имульсов для транзисторных ключей V1,4,7; V2,5,8 и V3,6,9 соответственно. Последующее распределение и подача этих импульсов из блока (5) на силовые транзисторы приводит к появлению в цепях нагрузки 3-фазного напряжения e_a, e_b, e_c и тока i_a, i_b, i_c. С целью сравнения на фиг.5 приведены аналогичные диаграммы 3-фазной синусоидальной ШИМ. Сравнение показывает, что предлагаемый способ управления снижает число переключений на каждом периоде с шести до четырех, позволяя тем самым уменьшить в соответствующее число раз коммутационные потери мощности в силовых транзисторах. Покажем, что одновременно с этим происходит возрастание максимального напряжения, которое, как известно, ограничивается в преобразователях частоты процессами синусоидальной ШИМ. Сравнительный анализ максимальных напряжений в условиях 3- и 2-фазной ШИМ осуществим, вычислив предельное значение среднетактового напряжения в одной из фаз нагрузки. Диаграммы на фиг.6 показывают, что условием получения такого напряжения является симметричное расположение такта относительно вершины косинусоиды модулирующего сигнала максимальной амплитуды. Предварительное отыскание моментов переключений t₁, t₂, t₃ в точках равенства модулирующих x_a(t), x_b(t), x_c(t) и опорного x_on(t) сигналов позволяет рассчитать указанное напряжение по формуле:

а затем сравнить полученное значение с амплитудой фазного напряжения сети. Расчеты показывают, что при вариациях несущей частоты в диапазоне 1-10 кГц коэффициент преобразования, как отношение указаных напряжений, в условиях 3-фазной ШИМ находится в пределах u_dm/E_фм=0.83-0.86. Замечаем, что в условиях 2-фазной ШИМ уменьшение числа переключений сопровождается таким же уменьшением доли нулевых пауз в составе импульсов выходного напряжения. В связи с этим коэффициент преобразования напряжения в режиме 2-фазной ШИМ повышается, как показали расчеты, до уровня 0.87 и выше. Подтверждением данного свойства служит возросшая амплитуда тока нагрузки на диаграммах фиг.4 по сравнению с аналогичными диаграммами на фиг.5.

Способ управления 3×3-фазным матричным преобразователем частоты, осуществляемый широтно-импульсной модуляцией напряжения в 2 фазах нагрузки на несущей частоте, превышающей частоту питающего напряжения сети при 4-кратном переключении силовых транзисторов на каждом периоде, происходящем в моменты равенства вырабатываемых в модуляторе 1-фазного опорного сигнала равносторонней пилообразной формы и 3-фазного модулирующего сигнала , который получают потактными изменениями величины и формы гармонического 3-фазного задающего сигнала той же частоты, согласно зависимости с помощью 3-фазной переключательной функции , каждая фаза которой образована чередованием тех или иных тактовых импульсов z_i=1, 2, … 6 единичной амплитуды длительностью π/3, делящих период задающего сигнала X_A(t) с момента прохождения через нуль в положительную сторону, на шесть равных промежутков времени, отличающийся тем, что фазные значения модулирующего сигнала получают согласно алгоритму:
x_a(t)=z_ai(t)·X_A(t)+z₂(t)-z₅(t);
x_b(t)=z_bi(t)·X_B(t)-z₁(t)+z₄(t);
x_c(t)=z_ci(t)·X_C(t)-z₃(t)+z₆(t),
здесь
z_ai(t)=(z₁(t)+z₃(t)+z₄(t)+z₆(t)); X_A(t)=µsin(kω₀t);
z_bi(t)=(z₂(t)+z₃(t)+z₅(t)+z₆(t)); X_B(t)=µsin(kω₀t-2π/3);
z_ci(t)=(z₁(t)+z₂(t)+z₄(t)+z₅(t)); X_C(t)=µsin(kω₀t+2π/3),
где ω₀ - круговая частота сети; k=ω/ω₀ - кратность отношения частоты задающего сигнала к частоте сети; µ - глубина модуляции напряжения.