Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией



Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией
Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией
Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией
Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией
Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией
Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией
Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией

 


Владельцы патента RU 2420005:

Федеральное государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования Сибирский федеральный университет (СФУ) (RU)

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи. Технический результат - сокращение времени поиска шумоподобных сигналов при высокой помехоустойчивости приема. Способ характеризуется тем, что на каждом цикле поиска осуществляют накопление отсчетов квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала на тактовых интервалах, запоминают, формируют 4N отсчетов квадратурных компонент входного шумоподобного сигнала z1k и z2k, производят знаковую двухступенчатую аппроксимацию формы квадратурных опорных видеосигналов Ik и Qk, попарно объединяют результаты перемножения квадратурных компонент z1k и z2k с отсчетами аппроксимированных квадратурных опорных видеосигналов Ik и Qk, вычисляют 2N отсчетов квадратурных составляющих функции взаимной корреляции, выделяют N значений модуля этой функции, определяют значение задержки элемента кодовой последовательности для установки синхронизма генератора кода с принятым сигналом. 2 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для кодовой синхронизации приемников шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Известен способ параллельного поиска шумоподобных сигналов по времени запаздывания [Радиотехнические системы / Ю.П.Гришин, В.П.Ипатов, Ю.М.Казаринов и др.; под ред. Ю.М.Казаринова. - М.: высш. шк., 1990, с.64 (рис.3.16), с.99 (рис.4.6)], заключающийся в перемножении принятого сигнала с N парами опорных шумоподобных сигналов, являющихся квадратурными копиями принятого сигнала для N дискретных значений времени запаздывания, интегрировании результатов перемножения в 2N квадратурных каналах на интервале, равном длительности шумоподобного сигнала, выделении N значений модуля взаимной корреляционной функции (ВКФ) и выборе в качестве оценки времени запаздывания значения задержки опорного сигнала в канале с максимальным значением ВКФ.

Способ поиска обеспечивает потенциально достижимую помехоустойчивость, минимально возможное время поиска, однако трудно реализуем при числе каналов N>>1.

Известен способ быстрого поиска шумоподобного сигнала (ШПС) [патент RU №2206180, МКИ H04L 7/10, опубл. 10.06.2003], заключающийся в последовательной оценке символов псевдослучайной последовательности (ПСП), позволяющий по любому неискаженному сегменту ПСП длиной в m символов синтезировать в приемном устройстве сигнал с требуемой задержкой. В регистр опорного генератора ШПС корреляционного накопителя записывают m оценок принятых двоичных символов псевдослучайной последовательности и затем проверяют принадлежность данной m-значной комбинации символов искомому шумоподобному сигналу. Если принятая m-значная комбинация символов не принадлежит шумоподобному сигналу (ложная тревога), то регистр обнуляется и вновь заполняется очередными оценками символов псевдослучайной последовательности искомого шумоподобного сигнала для последующей проверки с помощью корреляционного накопителя.

Способ быстрого поиска обеспечивает сокращение времени поиска ШПС, но только при достаточно большом отношении сигнал/шум для элемента ШПС.

Известен способ циклического поиска шумоподобных сигналов [Е.П.Петров, Д.Е.Прозоров, И.Е.Петров, А.В.Смирнов. Быстрый поиск шумоподобных сигналов / Успехи современной радиоэлектроники, 2008, №8, с.47-48], заключающийся в разделении входного сигнала на квадратурные составляющие путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2. Формируют в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функции взаимной корреляции принятого и опорного шумоподобных сигналов. Выделяют на каждом цикле модуль функции взаимной корреляции и производят сравнение значения модуля функции взаимной корреляции с порогом обнаружения. По результатам сравнения принимают решение о наличии или отсутствии наличия шумоподобного сигнала.

Недостатком известного способа является значительное время поиска при большой базе шумоподобного сигнала (длине псевдослучайной последовательности N>>1), обусловленное необходимостью многократного повторения процедуры поиска.

Наиболее близким техническим решением к заявляемому изобретению является способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией [патент RU №2353064, МКИ H04L 27/14, опубл. 20.04.2009], заключающийся в том, что на каждом цикле поиска осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие, дискретизацию, оцифровку и интегрирование квадратурных составляющих на тактовых интервалах, в m раз меньших длительности элемента кодовой последовательности. Разделение входного шумоподобного сигнала осуществляют путем его перемножения с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2. Результаты интегрирования запоминают на время, равное длительности элемента кодовой последовательности, в течение которого их перемножают с отсчетами соответствующих опорных шумоподобных сигналов, формируемых с частотой, в М раз большей тактовой частоты кодовой последовательности входного сигнала. При этом за время, равное периоду повторения кодовой последовательности, формируют М значений модуля функции взаимной корреляции, которые затем накапливают на интервале, равном фиксированному числу периодов повторения кодовой последовательности. Решение о значении времени запаздывания входного сигнала принимают путем выбора максимального из М значений накопленных модулей функции взаимной корреляции, запоминания максимального значения, его адреса и номера цикла и повторения процедуры поиска фиксированное число раз со сдвигом на М элементов последовательности при переходе на каждый последующий цикл поиска.

Недостатком известного способа является значительное время поиска при большой базе шумоподобного сигнала (длине псевдослучайной последовательности N>>1), обусловленное необходимостью многократного повторения процедуры поиска.

Предлагаемое изобретение решает задачу сокращения времени поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией при высокой помехоустойчивости и малых аппаратурных затратах.

Поставленная задача решается тем, что в способе поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, заключающемся в том, что осуществляется разделение входного сигнала на квадратурные составляющие путем перемножения входного сигнала с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми друг относительно друга на фазовый угол π/2, формирование в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска значения функции взаимной корреляции входного и опорного шумоподобных сигналов, выделение модуля функции взаимной корреляции, согласно изобретению на каждом цикле поиска осуществляют накопление отсчетов квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала на тактовых интервалах, равных половине длительности элемента кодовой последовательности, запоминают на время, равное n периодов повторения входного шумоподобного сигнала, результаты накопления квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала, формируют 4N отсчетов квадратурных компонент входного шумоподобного сигнала z1k и z2k, формируют 4N отсчетов квадратурных опорных видеосигналов Ik=cosΘ(tk) и Qk=sinΘ(tk) при фиксированном времени задержки элемента кодовой последовательности tk, производят знаковую двухступенчатую аппроксимацию формы квадратурных опорных видеосигналов Ik и Qk, причем отсчеты квадратурных опорных видеосигналов при знаковой двухступенчатой аппроксимации равны Ik=(±а1, ±а2) и Qk=(±a2, ±a1), где а1 и а2 - весовые коэффициенты, на каждом цикле поиска в каждом квадратурном канале осуществляют перемножение отсчетов квадратурных компонент входного шумоподобного сигнала z1k и z2k с отсчетами аппроксимированных квадратурных опорных видеосигналов Ik=(±а1, ±а2) и Qk=(±a2, ±a1), попарно объединяют результаты перемножения квадратурных компонент z1k и z2k с отсчетами аппроксимированных квадратурных опорных видеосигналов Ik=(±а1, ±а2) и Qk=(±a2, ±a1), вычисляют 2N отсчетов квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования объединенных результатов перемножения при фиксированной задержке элемента кодовой последовательности tk, выделяют N значений модуля функции взаимной корреляции, определяют значение задержки элемента кодовой последовательности, соответствующее максимальному значению модуля функции взаимной корреляции, используют найденное значение задержки кодовой последовательности для установки генератора кода в состояние синхронизма с принятым шумоподобным сигналом с минимальной частотной манипуляцией.

На фиг.1 приведен вариант схемы устройства, реализующего заявляемый способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, а на фиг.2 - схема блока декодирования для данного устройства.

Устройство для реализации способа поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией содержит блок поэлементной обработки 1, соединенный с блоком 6 декодирования. Блок поэлементной обработки 1 включает в себя входные перемножители 21 и 22, сигнальные входы которых объединены, а опорные входы подключены к соответствующему выходу опорного генератора 5. К выходам первого и второго перемножителей 21 и 22 подключены сигнальные входы соответственно первого и второго накапливающих сумматоров 31 и 32, выходы которых соединены с информационными входами первого и второго оперативных запоминающих устройств 41 и 42 соответственно. Тактируемые входы оперативных запоминающих устройств 41 и 42 соединены с соответствующими выходами тактового генератора 12 (на фиг.1 не показано). Выходы запоминающих устройств 41 и 42 соединены соответственно с сигнальными входами третьего и четвертого накапливающих сумматоров 33 и 34, опорные входы которых подключены к соответствующим информационным выходам блока хранения данных 16.

Блок 6 декодирования (см. фиг.2) состоит из седьмого и восьмого, девятого и десятого перемножителей 27 и 28, 29 и 210, выходы которых попарно объединены через первый и второй вычитатели 171 и 172 соответственно, а также из одиннадцатого и двенадцатого, тринадцатого и четырнадцатого перемножителей 211 и 212, 213 и 214, выходы которых попарно соединены через третий и четвертый сумматоры 73 и 74 соответственно. Объединенные сигнальные входы перемножителей 27, 29, 211, 213 и 28, 210, 212, 214 подключены к выходу третьего и четвертого накапливающего сумматора 33 и 34 соответственно. Опорные входы перемножителей 27 и 212, 29 и 214, 28 и 211, 210 и 213 попарно объединены и подключены к соответствующим выходам блока 15 формирования кодов. Выходы первого и второго вычитателей 171 и 172 соединены соответственно с входами пятого и шестого накапливающих сумматоров 35 и 36, а выходы третьего и четвертого сумматоров 73 и 74 подключены к входам соответственно седьмого и восьмого накапливающих сумматоров 37 и 38.

Выходы пятого, шестого, седьмого и восьмого накапливающих сумматоров 35, 36, 37 и 38 подключены к сигнальным входам соответственно третьего, четвертого, пятого и шестого перемножителей 23, 24, 25 и 26. Выходы третьего и четвертого, пятого и шестого перемножителей 23 и 24, 25 и 26 объединены соответственно через первый и второй сумматоры 71 и 72, к выходам которых подключены соответствующие входы вычислителя 8 модуля. К выходу вычислителя 8 модуля подключены последовательно соединенные решающий блок 9 и блок 10 управления, выход которого подключен к сигнальному входу элемента 11 управляемой задержки. Тактируемый вход элемента 11 управляемой задержки подключен к соответствующему выходу тактового генератора 12, а выход элемента 11 управляемой задержки - к входу генератора 13 кодов. Выход генератора 13 кодов, являющийся выходом устройства поиска (см. фиг.1), соединен с входом синтезатора 14 отсчетов, первый и второй выходы которого подключены к соответствующим сигнальным входам блока 15 формирования кодов. Попарно объединенные опорные входы третьего и пятого, четвертого и шестого перемножителей 23 и 25, 24 и 26, соединенные с соответствующими сигнальными входами блока 15 формирования кодов, подключены к соответствующим информационным выходам блока хранения данных 16. Опорный вход блока хранения данных 16 соединен с соответствующим выходом тактового генератора 12 (на фиг.1. не показано).

Способ поиска шумоподобных сигналов осуществляется следующим образом.

На вход устройства поиска (фиг.1) поступают с шагом дискретизации Tд отсчеты принимаемого периодического шумоподобного сигнала (ШПС) с минимальной частотной манипуляцией (индекс k не указан):

где ω0 - средняя частота;

φ - начальная фаза (амплитуда полагается равной единице);

Θ(t) - функция, определяющая закон угловой модуляции;

d(t) - двоичный сигнал, соответствующий кодовой псевдослучайной последовательности (ПСП) d0, d1, …, dN-1;

rect(t) - прямоугольная функция (импульс единичной амплитуды и длительности Т);

N - длина ПСП, определяющая период Tп=NT повторения ШПС,

М - число отсчетов на периоде.

Входные перемножители 21 и 22 осуществляют перемножение отсчетов сигнала (1) с отсчетами опорных сигналов несущей частоты cosω0tij и sinω0tij, вырабатываемыми опорным генератором 5. На выходах перемножителей 21 и 22 образуются отсчеты видеочастотных составляющих входного сигнала соответственно:

а также составляющие удвоенной частоты 2ω0, которые отфильтровываются последующим трактом обработки.

Отсчеты видеочастотных составляющих (2) входного сигнала xjk и yjk поступают соответственно на сигнальные входы накапливающих сумматоров 31 и 32, на выходах которых формируются величины соответственно:

Суммирование по i в (3) ведется на интервалах интегрирования, равных половине длительности элемента ПСП. При этом число отсчетов на каждом k-м интервале интегрирования равно m=Т/(2Тд). Накопленные величины поступают в запоминающие устройства (ЗУ) 41 и 42, где запоминаются на время наблюдения, равное n периоду Tп. По управляющему сигналу запоминающие устройства 41 и 42 соответственно отправляют отсчеты Xjk и Yjk на сигнальные входы третьего и четвертого накапливающих сумматоров 33 и 34, на опорные входы которых поступают величины u1j и u2j соответственно.

В накапливающих сумматорах 33 и 34 осуществляется когерентное межпериодное накопление соответствующих квадратурных компонент (3) по следующему алгоритму:

Результаты накопления (4), полученные за n периодов повторения ШПС, используются для последовательного вычисления N дискретных значений модуля взаимной корреляционной функции (ВКФ) в режиме постобработки на интервале времени, равном:

nTп<t<nTп+Tдоп,

где Тдоп - дополнительное время, затраченное на постобработку.

На каждом интервале поиска в синтезаторе 14 отсчетов формируют отсчеты квадратурных опорных видеочастотных сигналов Ik=cosΘ(tk) и Qk=sinΘ(tk) при фиксированном значении задержки ПСП, равном где k=1, 2, …, 2N. Отсчеты квадратурных опорных видеочастотных сигналов Ik=cosΘ(tk) и Qk=sinΘ(tk) поступают на соответствующие сигнальные входы блока 15 формирования кодов, на соответствующие опорные входы которого поступают значения весовых коэффициентов a1=cos(π/8) и a2=sin(π/8), хранящиеся в блоке хранения данных 16. В результате знаковой двухступенчатой аппроксимации формы квадратурных опорных видеочастотных сигналов Ik=cosΘ(tk) и Qk=sinΘ(tk), осуществляемой в блоке 15 формирования кодов, отсчеты квадратурных опорных видеочастотных сигналов принимают следующие значения: Ik=(±a1, ±a2) и Qk=(±a2, ±а1). На каждом интервале поиска на основе полученных в результате аппроксимации отсчетов квадратурных опорных видеочастотных сигналов Ik=(±а1, ±a2) и Qk(±a2, ±a1) в блоке 15 формирования кодов получают элементы кодов b1k и b2k, c1k и c2k в соответствии со следующим алгоритмом:

где sign(x) - знаковая функция.

В соответствии с вышеприведенным алгоритмом (5) элементы кодов b1k, b2k, c1k, c2k принимают значения 0, 1 или -1.

Квадратурные составляющие входного сигнала z1k и z2k поступают соответственно (см. фиг.2) на объединенные сигнальные входы перемножителей 27, 29, 211, 213 и 28, 210, 212, 214 блока 6 декодирования. На попарно объединенные опорные входы перемножителей 27 и 212, 28 и 211, 29 и 214, 210 и 213 подаются соответственно элементы кодов b1k, c1k, b2k, c2k, формируемые блоком 15 формирования кодов. Сигналы с выходов перемножителей 27 и 28, 29 и 210, 211 и 212, 213 и 214 попарно объединяются соответственно в вычитателях 171 и 172 и в сумматорах 73 и 74, образуя соответствующие квадратурные составляющие z'1k, z''1k, z'2k, z''2k.

С выходов вычитателей 171, 172 и сумматоров 73, 74 блока 6 декодирования квадратурные компоненты z'1k, z''1k, z'2k, z''2k поступают соответственно на пятый, шестой, седьмой и восьмой накапливающие сумматоры 35, 36, 37, 38, формирующие величины:

Результаты накопления (6) поступают на сигнальные входы соответствующих перемножителей 23, 24, 25, 26. На опорные входы соответствующих перемножителей 23 и 25, 24 и 26 соответственно подаются весовые коэффициенты а1 и а2, хранящиеся в блоке хранения данных 16. «Взвешенные» результаты перемножения объединяются в сумматорах 71 и 72 соответственно, образуя соответствующие квадратурные составляющие ВКФ входного и опорного сигналов:

Совокупность выражений (6) и (7) эквивалентна вычислению квадратурных составляющих ВКФ входного и опорного сигналов при знаковой двухступенчатой аппроксимации квадратурных опорных видеочастотных сигналов:

где Ik=(±a1, ±a2) и Qk=(±a2, ±a1) - отсчеты квадратурных опорных видеочастотных сигналов при знаковой двухступенчатой аппроксимации формы квадратурных опорных видеочастотных сигналов;

z1k и z2k - отсчеты квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала.

На каждом интервале поиска при фиксированной задержке ПСП τl=lT, где l=0, 1, …, (N-1) - номер квадратурного канала, вычислитель 8 модуля формирует значение модуля ВКФ входного и опорного сигналов:

Решающий блок 9 определяет максимальное значение модуля ВКФ входного и опорного сигналов:

которое используется в блоке 10 управления, при формировании кода задержки опорной ПСП

где µ - адрес канала с Zµ=max.

Код задержки опорной ПСП подается на управляющий вход элемента 11 управляемой задержки, на опорный вход которого поступают с частотой fт тактовые импульсы, вырабатываемые тактовым генератором 12. Указанный код определяет оценку задержки принятого ШПС и используется для установки генератора 13 кода в состояние синхронизма с принятым ШПС с точностью не хуже ±T/2 (при условии, что аномальные ошибки отсутствуют).

Качественные показатели описанного способа поиска ШПС характеризуются вероятностью Рош аномальных ошибок, превышающих значение Т/2 (по абсолютной величине), а также временем поиска tпоиск. При длине кодовой ПСП N>>1 задачу поиска ШПС по времени запаздывания можно свести к задаче распознавания N ортогональных сигналов, применительно к которой вероятность ошибки можно оценить как [5]:

где Ф(х) - интеграл вероятности, q - отношение сигнал/шум на выходе "синхронного" канала (при относительной задержке принятого и опорного сигналов τ=0).

Проигрыш в отношении сигнал/шум из-за "равновесовой" поэлементной обработки по сравнению с оптимальной корреляционной обработкой составляет около 0,2 дБ [В.Н.Бондаренко / Оптимальный алгоритм поиска шумоподобного сигнала с минимальной частотной манипуляцией. - М., «Радиотехника и электроника», 2008, т.53, №2. С.222-229], т.е. предлагаемый способ поиска обеспечивает помехоустойчивость, близкую к потенциально достижимой.

Время поиска для предлагаемого способа при тактовой частоте процессора fт=1 ГТц, числе периодов накопления n=25, длительности ШПС Tп=40 мс превышает время наблюдения на величину дополнительного времени Tдоп≈N2Тслож, затраченного на постобработку результатов. При поиске в режиме реального времени с помощью одноканального устройства, реализующего циклический способ поиска, время поиска для тех же условий составляет tпоиск=nTпN≈4,5 мин.

Таким образом, предлагаемый способ поиска ШПС с минимальной частотной манипуляцией позволяет значительно сократить время поиска по сравнению с прототипом (более чем в 270 раз) при пренебрежимо малых потерях в помехоустойчивости (менее 0.2 дБ). В этом заключается технико-экономический эффект по сравнению с известными способами поиска шумоподобных сигналов.

Способ поиска шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией, заключающийся в том, что осуществляют разделение входного шумоподобного сигнала на квадратурные составляющие путем его перемножения с опорными гармоническими сигналами несущей частоты, сдвинутыми относительно друг друга на фазовый угол π/2, вычисляют в каждом квадратурном канале на каждом цикле поиска функцию взаимной корреляции входного и опорного сигналов, выделяют модуль функции взаимной корреляции, отличающийся тем, что на каждом цикле поиска осуществляют накопление отсчетов квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала на тактовых интервалах, равных половине длительности элемента кодовой последовательности, запоминают на время, равное n периодов повторения входного шумоподобного сигнала, результаты накопления квадратурных составляющих входного шумоподобного сигнала, формируют 4N отсчетов квадратурных компонент входного шумоподобного сигнала z1k и z2k, формируют 4N отсчетов квадратурных опорных видеосигналов Ik=cosΘ(tk) и Qk=sinΘ(tk) при фиксированном времени задержки элемента кодовой последовательности tk, производят знаковую двухступенчатую аппроксимацию формы квадратурных опорных видеосигналов Ik и Qk, причем отсчеты квадратурных опорных видеосигналов при знаковой двухступенчатой аппроксимации равны Ik=(±a1, ±a2) и Qk=(±a2, ±a1), где a1 и a2 - весовые коэффициенты, на каждом цикле поиска в каждом квадратурном канале осуществляют перемножение отсчетов квадратурных компонент входного шумоподобного сигнала z1k и z2k с отсчетами аппроксимированных квадратурных опорных видеосигналов Ik=(±a1, ±a2) и Qk=(±a2, ±a1), попарно объединяют результаты перемножения квадратурных компонент z1k и z2k с отсчетами аппроксимированных квадратурных опорных видеосигналов Ik=(±a1, ±a2) и Qk(±a2, ±a1), вычисляют 2N отсчетов квадратурных составляющих функции взаимной корреляции путем интегрирования объединенных результатов перемножения при фиксированной задержке элемента кодовой последовательности tk, выделяют N значений модуля функции взаимной корреляции, определяют значение задержки элемента кодовой последовательности, соответствующее максимальному значению модуля функции взаимной корреляции, используют найденное значение задержки кодовой последовательности для установки генератора кода в состояние синхронизма с принятым шумоподобным сигналом с минимальной частотной манипуляцией.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для приема информации по каналам связи в космических и наземных системах, использующих шумоподобные сигналы (ШПС).

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в приемниках шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией. .

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано в цифровых системах связи и радиомониторинга, в частности устройствах синхронизации и приема фазоманипулированных сигналов.

Изобретение относится к телевидению и может быть использовано при создании прикладных систем, в частности для пространственно-временной обработки изображений. .

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных сигналов с минимальной частотной манипуляцией.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радионавигации и радиосвязи для приема шумоподобных частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой.

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в устройствах приема цифровой информации, передаваемой посредством частотной манипуляции сигналов с непрерывной фазой по каналам связи.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для приема частотно-манипулированных сигналов с непрерывной фазой и индексом частотной манипуляции =0.5 в системах передачи и приема дискретной информации.

Изобретение относится к радиотехнике. .

Изобретение относится к системам связи и может использоваться при передаче сигналов с частотной модуляцией. .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах передачи и приема дискретной информации

Изобретение относится к технике радиосвязи. Техническим результатом изобретения является упрощение радиоприемного устройства с автокорреляционным разделением посылок частотно-манипулированного сигнала с непрерывной фазой. В радиоприемное устройство, содержащее последовательно соединенные входной усилитель, первый преобразователь частоты, твердотельный фильтр основной селекции, усилитель промежуточной частоты, второй преобразователь частоты, фильтр нижних частот, усилитель-ограничитель и компаратор, выход которого соединен с входом цифровой линии задержки, выполненной в виде N-разрядного регистра сдвига и тактового генератора, введен Д-триггер. При этом информационный вход Д-триггера присоединен к точке соединения выхода компаратора и входа цифровой линии задержки, вход синхронизации Д-триггера соединен с выходом цифровой линии задержки, а выход Д-триггера является выходом радиоприемного устройства, причем количество разрядов регистра сдвига должно обеспечивать время задержки, связанное с несущими частотами символов определенным соотношением. 8 ил.

Изобретение относится к датчику изображения и устройству формирования изображения. В датчике изображения пиксель для фокусировки имеет структуру с экранирующим свет слоем для выполнения разделения зрачка. Экранирующий слой расположен между микролинзой и блоком фотоэлектрического преобразования. Положение фокуса микролинзы позиционировано дальше на стороне микролинзы, чем экранирующий свет слой. Расстояние от положения фокуса микролинзы до экранирующего свет слоя больше 0 и меньше nFΔ, где n - показатель преломления в положении фокуса микролинзы, F - величина апертуры микролинзы и Δ - дифракционный предел микролинзы. Технический результат - обеспечение возможности подавления изменения в распределении интенсивности зрачка пикселя для фокусировки, вызванного позиционным производственным допуском на компоненты. 4 н.п. ф-лы, 22 ил.

Изобретение относится к области приема радиосигналов. Технический результат заключается в повышении помехоустойчивости и качества речи. В частотном демодуляторе (СЧД) после преобразователя ЧМ в АЧМ предлагается использовать не диодный детектор по огибающей, а когерентный кольцевой перемножитель АЧМ и ЧМ сигналов с ФНЧ на его выходе. Для этого в СЧД на расстроенных контурах дополнительно введены трансформатор, два диода и изменена связь путем размыкания средней точки контуров и средней точки RC-цепочек для подключения вторичной обмотки трансформатора, связанного с входом УПЧ. 3 ил.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано при синхронном сопряжении источников цифровой информации с многоканальными системами связи. Технический результат - исключение искажений при приеме информационных сигналов, связанных с передачей служебных сигналов. Формируют последовательности биимпульсных информационных и служебных сигналов, при приеме осуществляют тактовую синхронизацию по принимаемым информационным сигналам. На время передачи служебных сигналов создают двухканальный режим передачи и уплотненный участок канала, по которому на скорости, вдвое превышающей текущую номинальную скорость, совместно передают информационные и служебные сигналы. Во время приема декодирования и разделения информации уплотненного участка канала на служебный и информационный сигналы для информационного сигнала восстанавливают биимпульсное кодирование на номинальной скорости и уплотненный участок передачи информации параллельно символ за символом приводят к состоянию, соответствующему передаче выделенного информационного сигнала в отсутствие передачи служебных сигналов. Передачу информации уплотненного участка в направлении потребителя последовательно, посимвольно замещают передачей восстановленного информационного сигнала, при этом временно блокируют процессы тактовой синхронизации и анализа состояния канала связи. 1 з.п. ф-лы, 13 ил.

Изобретение относится к технике электросвязи и может использоваться для передачи информации по проводным и беспроводным линиям связи. Технический результат - повышение скорости передачи информации. Для этого в способе, основанном на одновременной фильтрации, детектировании и формировании нулевого, первого, второго, третьего и до 2n-1 цифрового видеосигнала из входного многочастотного манипулированного цифрового сигнала номера цифровых видеосигналов представляют в двоичной системе исчисления an-1an-2…a1a0, складывают все цифровые сигналы, у которых индекс а0=0, и вычитают все цифровые видеосигналы, у которых индекс а0=1, и получают нулевой разностный цифровой сигнал, в котором подсчитывают число отсчетов одного знака, делят на количество отсчетов в одном бите и формируют количество и значения бит двоичного кода с индексом b0, складывают все цифровые сигналы, у которых индекс an-1=0, и вычитают все цифровые видеосигналы, у которых индекс an-1=1, и получают первый разностный цифровой сигнал, в котором подсчитывают число отсчетов одного знака, делят на количество отсчетов в одном бите и формируют количество и значения бит двоичного кода с индексом b1 и так до значения бит двоичного кода с индексом bn-1. 1 табл.
Наверх