Цифровой измеритель модуляции



Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции
Цифровой измеритель модуляции

 


Владельцы патента RU 2424534:

Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Владимирский государственный университет" (RU)

Изобретение относится к области измерительной техники, в частности к области измерения параметров модуляции сигналов. Сущность изобретения заключается в том, что параметры модулированного сигнала (AM и ЧМ) вычисляются по массиву дискретизированных данных при помощи преобразований Фурье и Гильберта. При этом одновременно измеряется глубина AM - пиковое значение в заданной полосе частот, девиация частоты - пиковое значение в заданной полосе частот, глубина AM среднеквадратическое значение в заданной полосе частот, девиация частоты - среднеквадратическое значение в заданной полосе частот, частота несущей (центральная частота), частота модулирующего сигнала AM и (или) ЧМ, коэффициент нелинейных искажений модулирующего сигнала AM и (или) ЧМ. Технический результат заключается в упрощении аппаратной части устройства с одновременным расширением функциональных возможностей. 3 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области измерительной техники, в частности к средствам измерения параметров модуляции сигналов.

Известно устройство для измерения глубины амплитудной модуляции [а.с. СССР № 424089, МПК G01R 29/06, опубл. 1974], содержащее входное устройство, блок синхронизации, преобразователь аналог-код, цифровое сравнивающее устройство, два реверсных счетчика, блок переноса, цифровой логометр, индикатор и блок управления. Амплитудно-модулированный сигнал частоты с выхода входного устройства поступает на входы блока синхронизации и преобразователя аналог-код. Блок синхронизации выделяет моменты времени, соответствующие максимальному значению напряжения несущей частоты, и запускает в эти моменты преобразователь аналог-код. Последний преобразует мгновенные значения напряжения несущей частоты в цифровые коды, поступающие на схему сравнения, где производится их поочередное сравнивание, а выделенные максимальные и минимальные значения напряжения (AMAX и AMIN) записываются соответственно в регистры максимального и минимального значений. Регистры соединены соответственно со входами вычислительного блока, который осуществляет расчет глубины амплитудной модуляции по формуле: . Результат вычисления выводится на цифровом индикаторе. Устройство лишено методической погрешности, связанной с нелинейностью AM детектора, т.к. расчет глубины AM ведется по мгновенным значениям ВЧ сигнала. Однако устройство имеет сложную схему синхронизации и не может измерять девиацию частоты.

Наиболее близким по технической сущности к заявленному устройству является выбранный в качестве прототипа цифровой измеритель модуляции [пат. РФ 2248000, МПК G01R 29/06, опубл. 10.03.05 в бюл. № 7. - 7 с.], содержащий индикатор, преобразователь аналог-код, преобразователь частота-код, входное устройство и вычислитель. Структурная схема приведена на фиг.1. Цифровой измеритель модуляции содержит входное устройство 1, преобразователь 2 аналог-код, преобразователь 3 частота-код, вычислитель 4 и индикатор 5. Причем выход входного устройства 1 соединен со входом преобразователя 3 частота-код и первым входом преобразователя 2 аналог-код, выход которого соединен с первым входом вычислителя 4, первый выход вычислителя соединен с индикатором, второй выход соединен со вторым входом преобразователя 2 аналог-код, а третий выход со вторым входом входного устройства 1, выход преобразователя 3 частота-код соединен со вторым входом вычислителя.

Принцип работы измерителя основан на обработке дискретизированного массива данных при помощи преобразования Гильберта.

Преобразование Гильберта позволяет найти для сигнала X(t) ортогональный ему сигнал X1(t). Используя эти сигналы, находим огибающую (мгновенную амплитуду) и мгновенную частоту сигнала X(t) по формулам:

При стробировании с частотой дискретизации ƒд несущая частота сигнала ƒВЧ на выходе преобразователя определяется выражением: ƒСПВЧ-nƒд, где n=ent(ƒВЧд) - целое число. После дискретизации с указанными условиями минимальная и максимальная частоты в спектре AM сигнала будут определяться в соответствии с выражениями:

ƒMINСП-FMAX, ƒMAX=fСП+FМАХ,

где FMAX - максимальная частота модулирующего колебания. Если при дискретизации в окно преобразования попадает не целое число периодов несущей частоты и/или частоты модулирующего сигнала, то происходит растекание спектра (явление Гиббса). Для уменьшения этого эффекта целесообразно применение временных окон.

Спектр сигнала на выходе АЦП должен быть расположен в диапазонах частот: от 0 до ƒд/2 или от ƒд/2 до ƒдд/N, однако, из-за явления Гиббса, происходит расширение спектра. Чтобы учесть это явление, необходимо уменьшить снизу и сверху границы допустимых частот на величину bƒд/N, где N - количество дискретизированных точек в массиве данных. Тогда скорректированные диапазоны частот:

Коэффициент b можно выбрать, например, равным 7. Аналогично, путем сужения границ допустимых частот, учитывается погрешность установки частоты дискретизации Δƒд и измерения центральной частоты сигнала ΔƒВЧ.

Вследствие предложенного алгоритма работы вычислителя необходимо измерение несущей частоты сигнала, которое осуществляется в блоке 3 - преобразователь частота-код. В предложенном алгоритме также не приводятся измерение пикового значения модуляции в заданной полосе частот, измерение среднеквадратического значения модуляции в заданной полосе частот, а также частоты модуляции и нелинейных искажений модулирующего сигнала.

Задачей предлагаемого изобретения является упрощение аппаратной части устройства и расширение функциональных возможностей, а именно реализация измерения пикового значения девиации частоты и глубины амплитудной модуляции в заданной полосе частот, реализация измерения среднеквадратического значения девиации частоты и глубины амплитудной модуляции в заданной полосе частот, реализация измерения частоты и коэффициента нелинейных искажений модулирующего сигнала.

Поставленная задача достигается тем, что в цифровой измеритель модуляции, содержащий индикатор, преобразователь аналог-код и входное устройство, первый вход которого является входом измерителя, а выход соединен с первым входом преобразователя аналог-код, введен микроконтроллер, первый вход которого соединен с выходом преобразователя аналог-код, первый выход микроконтроллера соединен с индикатором, второй выход микроконтроллера соединен со вторым входом преобразователя аналог-код, а третий выход микроконтроллера соединен со вторым входом входного устройства.

Структурная схема цифрового измерителя модуляции приведена на фиг.2. На фиг.3 схематично изображен спектр измеряемого сигнала и диапазон рабочих частот.

На схеме обозначены: входное устройство 1, преобразователь 2 аналог-код, микроконтроллер 3 и индикатор 4. Причем выход входного устройства 1 соединен с первым входом преобразователя 2 аналог-код, выход которого соединен с первым входом микроконтроллера 3, первый выход микроконтроллера соединен с индикатором, второй выход соединен со вторым входом преобразователя 2 аналог-код, а третий выход со вторым входом входного устройства 1.

Устройство работает следующим образом. Сигнал поступает на входное устройство 1, представляющее собой согласованный усилитель-аттенюатор с регулируемым коэффициентом передачи. Затем сигнал поступает на преобразователь 2 аналог-код (аналого-цифровой преобразователь - АЦП), работающий в режиме стробирования. В зависимости от уровня сигнала, оцифрованного преобразователем 2 аналог-код, микроконтроллер 4 задает требуемый коэффициент передачи входного устройства. В зависимости от значения несущей частоты микроконтроллер 4 задает частоту дискретизации (стробирования) ƒд таким образом, чтобы сигнал на выходе преобразователя аналог-код находился в требуемом диапазоне частот. Массив оцифрованных данных Х[iTд] с выхода преобразователя 2 аналог-код поступает на микроконтроллер 4, который реализует представленный ниже алгоритм работы. Найденные значения центральной частоты - ƒВЧ*, девиации частоты FД, среднеквадратического значения девиации частоты FД_СКЗ, частоты модуляции ЧМ сигнала F1ЧМ, коэффициента нелинейных искажений ЧМ сигнала КНИЧМ, коэффициента нелинейных искажений ЧМ сигнала с учетом шума КНИШ_ЧМ, глубины амплитудной модуляции М, среднеквадратическое значение глубины амплитудной модуляции МСКЗ, частоты модуляции AM сигнала F1AM, коэффициента нелинейных искажений AM сигнала КНИАМ, коэффициента нелинейных искажений AM сигнала с учетом шума КНИШ_АМ отображаются на индикаторе 5.

Принцип работы измерителя основан на расширенной обработке дискретизированного массива данных при помощи преобразования Гильберта.

В микроконтроллере реализуется следующий алгоритм работы:

1. Устанавливаем переменную Step=0 - первый шаг алгоритма измерения центральной частоты входного сигнала.

2. Устанавливаем частоту дискретизации АЦП.

3. Дискретизируем сигнал с частотой ƒд и получаем массив Х[iTд], где i∈[0, N-1] - номер элемента в массиве мгновенных значений Х[iTд].

4. Находим максимальное значение из массива AMAX=МАХ(Х[iTд]). Если Р1>AMAX/MAXАЦП2, то коэффициент передачи входного устройства не изменяем. Здесь: Р1 и Р2 - максимальный и минимальный коэффициенты использования динамического диапазона АЦП (можно выбрать Р1=0.9, Р2=0.5); MAXАЦП - предел шкалы АЦП. При необходимости изменения коэффициента передачи повторяем 3-й и 4-й шаги алгоритма. Правильный выбор коэффициента передачи обеспечит более полное использование рабочего диапазона АЦП, что будет способствовать высокой точности оцифровки.

5. Накладываем на дискретизированный массив временное окно (например, Кайзера) и получаем массив Xw[iTд].

6. Находим преобразование Фурье от массива Xw[iTд]:

.

7. Вычисляем относительную энергию спектра в трех диапазонах:

8. Проверяем условие расположения спектра в разрешенной области частот, в диапазоне а или б (см. условия 1, 2 и фиг.3):

9. Если условия (3) не выполняются, то сигнал располагается в запрещенной области частотного спектра, что означает неправильный выбор частоты дискретизации АЦП. В этом случае изменяем частоту дискретизации и выполняем алгоритм с пункта 1.

10. Вычисление центральной стробоскопически преобразованной частоты по формуле:

11. Увеличиваем переменную Step=Step+1. Если Step=1, то ƒСП1СП и ƒд1д, иначе ƒСП2СП и ƒд2д. Если Step=1, то изменяем частоту дискретизации (например, можно задать ближайшую к текущей частоте дискретизации) и выполняем алгоритм с пункта 2. Иначе выполняем алгоритм с пункта 12.

12. Рассчитываем коэффициент

где ƒСП1 и ƒСП2 - найденные частоты при ƒд1 и ƒд2 соответственно.

13. Вычисляем центральную частоту сигнала по формуле:

14. Вычисляем оптимальную частоту дискретизации АЦП для рассчитанной частоты сигнала:

15. Устанавливаем частоту дискретизации ƒдд_оптим, что позволит расположить спектр измеряемого сигнала в центре рабочего диапазона а или б (см. Фиг.3). При этом центральная частота измеряемого сигнала попадет в центр рабочего диапазона. Повторяем шаги алгоритма 2-10.

16. Рассчитываем центральную частоту сигнала ƒВЧ* по формуле (5).

17. Вычисляем . Если это условие не выполняется, требуется повторить алгоритм с шага 1 для нового значения ƒд. Проверка необходима для того, чтобы удостовериться в правильности расчета коэффициента К (4).

18. Находим преобразование Гильберта от массива Xw[iTд].

Преобразование Гильберта находится через прямое (FFT) и обратное (RFT) преобразование Фурье:

,

где ;

k=-j, если i=0, 1, 2, 3,…N/2;

k=j, если i=N/2+1, N/2+2, N/2+3,…N-1.

19. Находим огибающую .

Для восстановления амплитуды A[iTд] каждый элемент массива необходимо разделить на функцию (массив коэффициентов) окна (например, Кайзера). Из-за краевых эффектов, которые возникают при попадании в окно преобразования нецелого количества периодов входного сигнала, около 25% от начала и конца массива A[iTд] целесообразно отбросить.

20. Для нахождения частотной модуляции необходимо вычислить производную от массивов Xw, Xw1. Производную можно найти, используя прямое и обратное преобразование Фурье

где ;

где .

Здесь k=jωi, если i=0, 1, 2, 3,…N/2;

k=-jω(N-i), если i=N/2+1, N/2+2, N/2+3,…N-1.

21. После нахождения производных закон изменения частоты ƒСП будет описываться формулой:

Из-за краевых эффектов, которые возникают при попадании в окно преобразования нецелого количества периодов входного сигнала, около 25% от начала и конца массива ƒСП[iTд] целесообразно отбросить.

22. Накладываем на массив ƒСП[iTд] временное окно и получаем массив ƒСП_W[iTд].

23. Находим преобразование Фурье от массива fСП_W[iTд]:

24. Определяем максимальную гармонику в спектре принимаем эту гармонику за первую.

25. Определяем частоту F1ЧМ, соответствующую первой гармонике частотно модулированного НЧ сигнала, по формуле:

26. Рассчитываем относительную энергию первой гармоники

27. Рассчитываем относительную энергию шумовых компонент:

где

и - номера компонент, соответствующих минимальной и максимальной частоте диапазона анализа НЧ сигнала.

28. Рассчитываем относительную энергию гармонических составляющих НЧ сигнала:

где

,

j=2, 3, 4, 5, 6, 7…

Из номера гармонической составляющей j рассчитывается соответствующий ей номер спектральной составляющей -

.

29. Рассчитываем коэффициент нелинейных искажений с учетом и без учета шумовых составляющих соответственно:

, .

30. Рассчитываем среднеквадратическое значение девиации частоты в полосе частот НЧ сигнала от Fmin до Fmax:

где

α - нормирующий коэффициент, учитывающий влияние вида используемого временного окна на величину СКЗ сигнала.

Нормирующий коэффициент рассчитывается следующим образом:

1. Задаем массив U0[iTд] из 16 периодов тестового гармонического сигнала с известным СКЗ - U0.

2. Накладываем выбранное временное окно на массив данных.

3. Рассчитываем преобразование Фурьер

4. Рассчитываем СКЗ .

5. Вычисляем отношение - коэффициент окна.

31. Фильтруем спектр оставляя только те спектральные составляющие, для которых

.

Получаем спектр

32. Находим обратные преобразования Фурье от ограниченного спектра

33. Для восстановления амплитуды - получения массива каждый элемент массива необходимо разделить на функцию (массив коэффициентов) временного окна. Из-за краевых эффектов 25% от начала и конца массива целесообразно отбросить.

34. Для симметричной формы модулирующего сигнала девиацию частоты находим по формуле:

,

где

35. Находим преобразование Фурье от массива A[iTд]:

.

36. Определяем максимальную n1SA гармонику в спектре , принимаем эту гармонику за первую.

37. Определяем частоту F1AM, соответствующую первой гармонике амплитудно-модулированного НЧ сигнала, по формуле:

38. Рассчитываем относительную энергию первой гармоники:

39. Рассчитываем относительную энергию шумовых компонент:

где

,

и - номера компонент, соответствующих минимальной и максимальной частоте диапазона анализа НЧ сигнала.

40. Рассчитываем относительную энергию гармонических составляющих НЧ сигнала:

, где

j=2, 3, 4, 5, 6, 7…

По номеру гармонической составляющей j рассчитываем соответствующий ей номер спектральной составляющей -

41. Рассчитываем коэффициент нелинейных искажений с учетом и без учета шумовых составляющих соответственно:

, .

42. Рассчитываем среднеквадратическое значение МСКЗ глубины амплитудной модуляции в полосе частот НЧ сигнала от Fmin до Fmax:

МСКЗ=ADC_СКЗ/AAC_СКЗ, где

- постоянная составляющая относительного среднеквадратического значения амплитуды сигнала;

- переменная составляющая относительного среднеквадратического значения амплитуды сигнала.

43. Фильтруем спектр SA, оставляя только те спектральные составляющие, для которых

Получаем спектр SA_Ф.

44. Находим обратные преобразования Фурье от ограниченного спектра

45. Для восстановления амплитуды - получения массива AФ[iTд], каждый элемент массива необходимо разделить на функцию (массив коэффициентов) временного окна. Из-за краевых эффектов 25% от начала и конца массива AФ[iTд] целесообразно отбросить.

46. Для симметричной формы огибающей AФ[iTд] коэффициент амплитудной модуляции находится по формуле: ,

где AMAX=MAX(AФ[iTд]); AMIN=MIN(AФ[iTд]).

Шаги 18-19 повторяют шаги 6-7 алгоритма прототипа, шаги 20-21 повторяют шаги 9-10 алгоритма прототипа.

Рассмотрим пример определения центральной частоты ƒВЧ: АМ-сигнал, ƒд=10 МГц, шаг изменения частоты дискретизации Δƒд=10 кГц, М=10%, FМОД_АМ=20 кГц, N=8192, окно Кайзера.

Устанавливаем переменную step=0. Устанавливаем частоту дискретизации АЦП fд=10 МГц. Выполняем дискретизацию сигнала с частотой fд, получаем массив X[iTд], накладываем временное окно и вычисляем преобразование Фурье от массива Xw[iTд]. Вычисляем относительную энергию спектра для трех диапазонов: Е1=4.42·10-7, E2=4.34·107, E3=4.76·10-10. Видим, что условия (3) выполняются, это означает, что спектр лежит в разрешенной области частот. Увеличиваем шаг алгоритма: Step=Step+1. Так как Step=1, запоминаем ƒд1д и рассчитанное значение ƒСП1=0.5 МГц. Увеличиваем частоту дискретизации на ΔF, ƒд=10.01 МГц. Выполняем дискретизацию сигнала с частотой ƒд, получаем массив X[iTд], накладываем окно и вычисляем преобразование Фурье от массива Xw[iTд]. Снова вычисляем относительную энергию спектра для трех диапазонов: Е1=5.09·10-7, Е2=4.33·107, E3=1.47·10-9. Видим, что условия (3) выполняются, это означает, что спектр лежит в разрешенной области частот. Запоминаем ƒд2д и рассчитанное значение ƒСП2=0.46 МГц. Увеличиваем шаг алгоритма: Step=Step+1. Так как Step=2, у нас достаточно данных для расчета коэффициента К, по формуле (4). . Так как K=4>0, вычисляем частоту сигнала по формуле: ƒC=K·fд1СП1=4·1.001·107+0.05·107≈40.5 МГц. Вычисляем оптимальную частоту дискретизации АЦП по формуле:

. Устанавливаем частоту дискретизации, ближайшую к оптимальной, выполняем дискретизацию сигнала с частотой fд_оптим, получаем массив X[iTд], накладываем временное окно и вычисляем преобразование Фурье от массива Xw[iTд]. Вычисляем относительную энергию спектра для трех диапазонов: Е1=4.34·10-9, E2=4.34·106, E3=1.24·10-9. Запоминаем получившуюся частоту fСП3=2.38 МГц. Рассчитываем частоту Вычисляем и убеждаемся в правильности расчета коэффициента K.

Далее алгоритм работы продолжается с пункта 18.

Наибольший эффект от использования предложенного изобретения может быть достигнут в измерительных комплексах, содержащих быстродействующий микроконтроллер/сигнальный процессор. Упрощение аппаратной части измерителя достигнуто за счет усложнения алгоритма цифровой обработки, что позволило исключить необходимость использования преобразователя частота-код, а также расширить функциональные возможности.

Предложенный цифровой измеритель модуляции может измерять:

- Глубину AM - пиковое значение в заданной полосе частот.

- Девиацию частоты - пиковое значение в заданной полосе частот.

- Глубину AM - среднеквадратическое значение в заданной полосе частот.

- Девиацию частоты - среднеквадратическое значение в заданной полосе частот.

- Частоту несущей (центральную частоту).

- Частоту модулирующего сигнала AM и (или) ЧМ.

- Коэффициент нелинейных искажений модулирующего сигнала AM и(или) ЧМ.

Использование в цифровом измерителе модуляции недорогой цифровой схемотехнической базы приводит к снижению стоимости и повышению надежности устройства. Применение АЦП с относительно невысокой частотой дискретизации (0,5…40 МГц), работающего в режиме стробирования, также снижает стоимость.

Цифровой измеритель модуляции, содержащий индикатор, преобразователь аналог-код и входное устройство, первый вход которого является входом измерителя, а выход соединен с первым входом преобразователя аналог-код, отличающийся тем, что в него введен микроконтроллер, первый вход которого соединен с выходом преобразователя аналог-код, первый выход микроконтроллера соединен с индикатором, второй выход микроконтроллера соединен со вторым входом преобразователя аналог-код, а третий выход микроконтроллера соединен со вторым входом входного устройства.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области измерительной техники, в частности к области измерения параметров модуляции. .

Изобретение относится к технике противодействия коммерческому и промышленному шпионажу, осуществляемому вследствие проявления эффекта параметрической микромодуляции в радиоэлектронной аппаратуре и появления акустоэлектронных каналов утечки информации по коммуникационным линиям.

Изобретение относится к области радиотехнических измерений и может быть использовано при аттестации образцовых средств измерений. .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в радиоприемной и измерительной аппаратуре. .

Изобретение относится к контрольно-измерительной технике и может быть использовано в научных исследованиях, при измерениях характеристик сигналов с амплитудной модуляцией и при измерениях глубины модуляции в зашумленных каналах связи.

Изобретение относится к радиоизмерительной технике и может быть использовано для поверки и аттестации различных видов измерительных средств, в частности измерителей коэффициентов амплитудной модуляции (AM).

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано при построении измерителей параметров амплитудно-модулированных (AM) сигналов. .

Предлагаемое изобретение относится к области измерительной техники, в частности к области измерения амплитудно-частотных характеристик. Цифровой измеритель амплитудно-частотных характеристик содержит индикатор, микроконтроллер, преобразователь аналог-код, выход которого соединен с первым входом микроконтроллера. Первый выход микроконтроллера соединен с индикатором. Также устройство содержит преобразователь код-аналог, устройство ввода и устройство сопряжения, первый вход которого является входом измерителя, а первый выход является выходом измерителя. Второй выход устройства сопряжения соединен с первым входом преобразователя аналог-код, второй вход которого соединен со вторым выходом микроконтроллера, второй вход которого соединен с устройством ввода, третий выход микроконтроллера соединен с третьим входом устройства сопряжения, четвертый выход микроконтроллера соединен с входом преобразователя код-аналог, выход которого соединен со вторым входом устройства сопряжения. Технический результат - расширение функциональных возможностей за счет обеспечения возможности измерения АЧХ. 5 ил.

Изобретение относится к области радиоизмерений и предназначено для исследования частотно-зависимых радиотехнических цепей путем их возбуждения тестовыми сигналами. Технический результат, достигаемый при использовании изобретения, заключается в упрощении измерителя. В состав измерителя входят генератор тестового сигнала со ступенчато меняющейся частотой, формирователь импульсов, формирователь временных интервалов, измеритель частоты следования импульсов и аналого-цифровой преобразователь. Ядром измерителя является формирователь временных интервалов, который путем анализа последовательности импульсов, полученной из синусоидального сигнала, выделяет моменты времени, соответствующие достижению синусоидой максимального значения. 4 н.п. ф-лы, 6 ил.
Наверх