Способ радиосвязи с множественным доступом

Изобретение относится к области радиосвязи и может быть использовано при построении систем передачи информации, с множественным доступом. Технический результат - увеличение ансамбля слабокоррелированных шумоподобных сигналов и количества абонентов в сопоставимой полосе частот при неизменной длине бинарных кодовых последовательностей. Для достижения технического результата на передающей стороне на каждом такте подают очередной информационный импульс с единичной амплитудой и заданной длительностью. Затем генерируют две бинарные псевдослучайные последовательности (ПСП) из одного ансамбля с элементными импульсами единичной амплитуды, из второй ПСП формируют бинарную псевдослучайную числовую последовательность (ПЧП). Генерируют две частоты с постоянной амплитудой и разнесенные на заданную величину, перемножают первую ПСП с информационным символом и получают расширяющую последовательность, им модулированную. Одновременно в соответствии со сменой чисел в бинарной ПЧП результат модуляции перемножают либо с первой частотой, либо со второй. При этом каждый элементный импульс, манипулированный по фазе, кодируется одной из двух частот и в канал связи излучается частотно-фазо-кодо-манипулированный ЧФКМ шумоподобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с бинарной ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с бинарной ПСП. 15 ил.

 

Изобретение относится к области радиосвязи и может быть использовано при построении систем с множественным доступом, использующих шумоподобные сигналы.

Системы связи с множественным доступом имеют ограничение по количеству одновременно обслуживаемых абонентов [Скляр Б. «Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение», - М.: Издательский дом «Вильямс», 2003 г., стр. 676], что часто связано с небольшим объемом ансамбля сигналов, обладающих хорошими корреляционными свойствами, и не удовлетворяет стремительно растущим потребностям в емкости этих систем.

Известен способ множественного доступа, где используются сигналы с псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) [Борисов, В.И. Пространственные и вероятностно-временные характеристики эффективности станций ответных помех при подавлении систем радиосвязи / В.И.Борисов, В.М.Зинчук, А.Е.Лимарев, А.В.Немчилов, А.А.Чаплыгин - Воронеж, ОАО «Концерн «Созвездие», 2007, стр.212-215], а также способ множественного доступа с использованием дискретных частотных сигналов (ДЧС) [Варакин, Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е.Варакин. - М.: Радио и связь, 1985, стр.131-136].

К недостаткам способов, использующих сигналы с ППРЧ, можно отнести невозможность когерентного накопления частотных составляющих. Также эти сигналы распределены на больших частотно-временных плоскостях, что иногда становится недопустимым, например, в районах плотного сосредоточения радиоэлектронных средств и систем. Способы с использованием дискретных частотных сигналов отличаются хорошими корреляционными характеристиками при обработке сигналов на приемной стороне и достаточно большими ансамблями, но это достигается известным усложнением аппаратуры формирования и обработки. Кроме того, к недостаткам этого способа можно отнести и то, что он также требует частотной избыточности, что тоже не всегда является желательным.

Наиболее близким по технической сущности к предлагаемому является способ передачи информации, использующий псевдослучайные последовательности (ПСП) в качестве расширяющей функции, описанный в [Б.Скляр. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. Москва - С.-Петербург - Киев, 2003, стр.745-748] и принятый за прототип.

Способ-прототип заключается в следующем.

На передающей стороне. На каждом такте из биполярной информационной последовательности подают очередной информационный символ x(t) с единичной амплитудой, длительностью Т₀

В соответствии с требуемым значением базы сигнала генерируют псевдослучайную последовательность из N биполярных элементных импульсов u(t) единичной амплитуды с длительностью τ₀, причем N_τ0=T₀, называемую расширяющей последовательностью или расширяющей функцией g(t), то есть

где - амплитуда n-го импульса.

Перемножают информационный символ x(t) с расширяющей последовательностью g(t), при этом получают расширяющую последовательность, модулированную информационным символом

Одновременно генерируют несущую частоту с постоянной огибающей, амплитудой А и угловой частотой ω₀=2πf₀, где f₀ - несущая частота, Гц.

Перемножают результат модуляции (4) с несущей частотой, при этом в канал связи излучается фазо-кодо-манипулированный (ФКМ) шумоподобный сигнал

Здесь символ «·» над обозначением сигнала означает комплексную величину.

На приемной стороне. Генерируют копию несущего колебания с амплитудой A₀ и копию расширяющей последовательности. Их перемножают и получают опорный ФКМ сигнал

где x(t)=x=1. Из канала связи приходит полезный сигнал, сдвинутый во времени относительно опорного на величину τ:

где x(t) может принимать значение как +1, так и -1.

Перемножением полезного сигнала с опорным и интегрированием произведения на промежутке времени наблюдения формируют приемный канал. При этом согласно [Варакин, Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами /Л.Е.Варакин. - М.: Радио и связь, 1985, стр.29; Радиотехнические системы/ Под ред. Проф. Ю.М. Казаринова. - М.: Высшая школа, 1990, стр.151] огибающая на его выходе повторит по форме автокорреляционную функцию (АКФ) R(τ)

где и - огибающие опорного и полезного сигналов;

- энергия всего сигнала;

- энергия элементного импульса.

Как правило, в инженерных приложениях критерием эффективности способа радиосвязи является величина автокорреляционной функции сигнала на выходе приемного канала в момент взятия отсчета , величина, количество и положение ее боковых выбросов на промежутке времени наблюдения Т₀. Учитывая (6), выражения для Е и E₀ и полагая А=А₀=1, имеем

Здесь в последней сумме полагаем, что те b_i, у которых индексы m и m-n либо отрицательны, либо превышают значение N-1, должны быть нулевыми; - корреляционная функция элементного импульса.

Если вместо полезного сигнала приходит другой сигнал из этого же ансамбля

где штрихованные величины будут отличаться от нештрихованных при одинаковой длине фазового кода, то на выходе приемного канала будет сформирована взаимокорреляционная функция (ВКФ) опорного и мешающего сигналов

Величина, количество и распределение выбросов ВКФ на интервале наблюдения T₀ характеризуют возможный уровень внутрисистемных помех и также определяют качество способа радиосвязи.

На фиг.1 представлены АКФ двух сложных ФКМ сигналов, построенные с использованием (7): а) - в качестве фазового кода использован семиэлементный код Баркера {b}=111-1-11-1 и б) - в качестве фазового кода использована 15-элементная М-последовательность {b}=1111-11-111-1-11-1-1-1.

Полный код [Варакин, Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е.Варакин. - М.: Радио и связь, 1985, стр.95] содержит L=2^N всевозможных кодовых комбинаций ПСП длины N. В то же время количество ПСП, используемых для формирования квазиортогональных ФКМ сигналов, гораздо меньше. Так число таких М-последовательностей определяется следующим образом [Варакин, Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами / Л.Е.Варакин. - М.: Радио и связь, 1985, стр.61]:

K=φ(N)/k,

где φ(N) - функция Эйлера, равная количеству чисел в ряду 1, 2, …, N-1 взаимно простых с числом N=2^k-1; k - число разрядов в сдвигающем регистре автомата формирования М-последовательностей.

Ниже в таблице для нескольких значений k представлены характерные численные соотношения между величинами L, N и К.

Жирным курсивом в рядах 1, 2, …, N-1 выделены числа взаимно простые с числом N.

Таким образом, существуют: второй семиэлементный код квазиортогональный семиэлементному коду Баркера ({b}=111-11-1-1) и вторая 15-элементная М-последовательность ({b}=1111-1-1-11-1-111-11-1), которая квазиортогональна представленной выше и т.д. для остальных значений k. На фиг.2а и 2б, соответственно, представлены АКФ ФКМ сигналов, полученных с использованием кодов {b}=111-11-1-1 и {b}=1111-1-1-11-1-111-11-1. А на фиг.3 - соответствующие ВКФ: а) для семиэлементных кодов, б) для 15-элементных кодов.

Анализ фиг.3 показывает, что с ростом длины ПСП существует тенденция к уменьшению величины максимальных выбросов ВКФ, а также к увеличению количества всех выбросов и к более равномерному их распределению на интервале наблюдения T₀. На фиг.4 построены АКФ двух ФКМ сигналов, сформированных с использованием квазиортогональных 31-элементных М-последовательностей {b}=11111-11-1-1-11-1-11-11-111-1-1-1-1111-1-111-1 (4а) и {b}=11111-1111-1-1-11-11-111-11-1-1-1-111-1-11-1-1 (4б), а также их ВКФ (4в). Приведенная ВКФ (фиг.4в) подтверждает известную и выявленную выше тенденцию. Значит, при использовании достаточно длинных ПСП ФКМ сигналы обладают хорошими автокорреляционными и взаимокорреляционными свойствами, что позволяет успешно реализовать способ радиосвязи с множественным доступом.

Однако, как видно из приведенной выше таблицы, для любого k количество М-последовательностей К пригодных для формирования ансамбля ФКМ сигналов неизмеримо меньше объема полного кода и даже гораздо меньше N, что является существенным недостатком способа-прототипа.

Задачей предлагаемого способа является увеличение количества абонентов, работающих в общей полосе частот.

Для решения поставленной задачи в способе передачи информации, включающем на передающей стороне подачу на каждом такте очередного информационного символа с единичной амплитудой и заданной длительностью, генерирование первой бинарной ПСП с элементными импульсами единичной амплитуды, на приемной стороне - генерирование копии первой бинарной ПСП, согласно изобретению, на передающей стороне генерируют вторую бинарную ПСП из того же ансамбля, формируют из нее двузначную псевдослучайную числовую последовательность (ПЧП), генерируют две частоты с постоянной амплитудой и разнесенные на заданную величину, далее на каждом такте перемножают копию первой бинарной ПСП с информационным символом, получая расширяющую последовательность, им модулированную, одновременно в соответствии со сменой чисел в двузначной ПЧП результат модуляции перемножают либо с первой частотой, либо со второй, при этом каждый элементный импульс, манипулированный по фазе, кодируется одной из двух частот и в канал связи излучается частотно-фазо-кодо-манипулированный (ЧФКМ) шумоподобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с двузначной ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с первой бинарной ПСП; на приемной стороне генерируют копию второй бинарной ПСП из того же ансамбля, формируют из нее копию двузначной ПЧП, генерируют копии двух частот с постоянной амплитудой и разнесенные на ту же величину, далее на каждом такте в соответствии с чередованием чисел в двузначной ПЧП копию первой бинарной ПСП перемножают либо с копией первой частоты, либо с копией второй частоты, при этом каждый элементный импульс бинарной ПСП, манипулированный по фазе, кодируют одной из двух копий частот и формируют опорный ЧФКМ шумоподобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с копией двузначной ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с копией первой бинарной ПСП, одновременно осуществляют перемножение приходящего полезного сигнала с опорным сигналом, интегрируют результат перемножения на промежутке времени наблюдения и в результате в конце каждого такта в момент отсчета получают значение максимума АКФ.

В процессе осуществления всех операций из ансамбля К бинарных ПСП длины N выбирают одну, которую используют для формирования двузначной ПЧП, управляющей переключением частот; эту же бинарную ПСП, но сдвинутую циклически вперед или назад не менее чем на два элемента, и остальные К-1 бинарных ПСП этого ансамбля используют для фазового кодирования элементных импульсов, закодированных частотами, и получают ансамбль из К квазиортогональных ЧФКМ-сигналов; далее инвертируют бинарную ПСП, выбранную ранее для формирования двузначной ПЧП, управляющей переключением частот, и на ее основе сформируют двузначную ПЧП, инвертированную относительно первой двузначной ПЧП, то есть управление переключением частот также будет инвертировано и последовательность кодирующих частот будет обратна предыдущей; далее снова используют ту же бинарную ПСП, на основе которой получена двузначная ПЧП, но так же как и ранее сдвинутую циклически вперед или назад не менее чем на два элемента, и остальные К-1 бинарных ПСП этого же ансамбля для фазового кодирования элементных импульсов, закодированных частотами, и получают еще один ансамбль из К квазиортогональных ЧФКМ-сигналов, которые будут также квазиортогональны первому ансамблю из К ЧФКМ-сигналов; кроме того, эти 2К квазиортогональных ЧФКМ-сигналов будут также квазиортогональны и ансамблю из К ФКМ-сигналов, сформированных на основе этого же ансамбля из К бинарных ПСП длины N; таким образом, на основе одного и того же ансамбля из К бинарных ПСП длины N получают суммарный ансамбль из 3К квазиортогональных сигналов ФКМ и ЧФКМ, что в 3 раза больше ансамбля только ФКМ-сигналов, сформированных на основе этого же ансамбля из К бинарных ПСП длины N, фигурирующих в способе-прототипе; учитывая, что в этой полосе рабочих частот можно дважды использовать К ФКМ сигналов, формируемых на основе тех же бинарных ПСП, получают, что общий ансамбль сигналов, формируемых на основе одних и тех же бинарных ПСП, увеличился в 3 раза, а количество одновременно обслуживаемых абонентов в этой же полосе частот - в 2 раза по сравнению с использованием в сопоставимой полосе частот только ФКМ сигналов.

Предлагаемый способ радиосвязи заключается в следующем. На передающей стороне на каждом такте подают очередной информационный символ x(t), аналогично (1) с единичной амплитудой и длительностью Т₀, генерируют вторую бинарную ПСП длительностью Т₀ из одного и того же ансамбля длиной N элементных импульсов с длительностью τ₀=T₀/N, перемножают первую бинарную ПСП с информационным символом, аналогично (3), получая расширяющую последовательность g(t), им модулированную, формируют из второй ПСП двузначную ПЧП путем замены логических единицы числом µ, а логических нулей числом µ+η (µ, η=1, 2, …), генерируют две частоты f₁ и f₂ с амплитудой A, которые разнесены на величину, равную η/τ₀, одновременно в соответствии со сменой чисел µ и µ+η в двузначной ПЧП результат модуляции перемножают либо с первой частотой, либо со второй, при этом каждый элементный импульс, манипулированный по фазе, кодируется одной из двух частот f₁ или f₂ и в канал связи излучается ЧФКМ шумо-подобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с двузначной ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с первой бинарной ПСП

Здесь γ_n - n-й символ ПЧП, равен µ или µ+η; ω₀=2πf₀; Δω=2πΔf, причем Δf=1/τ₀.

На приемной стороне генерируют копию второй бинарной ПСП из того же ансамбля, формируют из нее копию двузначной ПЧП, генерируют копии двух частот f₁ и f₂ с амплитудой A₀ и разнесенные на величину, равную η/τ₀, на каждом такте длительностью T₀ копию первой бинарной ПСП в соответствии с чередованием чисел µ и µ+η в двузначной ПЧП перемножают либо с копией первой частоты, либо с копией второй частоты, при этом каждый элементный импульс бинарной ПСП, манипулированный по фазе, кодируют одной из двух копий частот f₁ или f₂ и формируют опорный ЧФКМ шумоподобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с копией двузначной ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с копией первой бинарной ПСП, a x(t)=1

Из канала связи приходит полезный сигнал, сдвинутый во времени относительно опорного на величину τ:

где x(t) может принимать значение как +1, так и -1.

Перемножением полезного сигнала с опорным и интегрированием произведения в пределах интервала наблюдения в конце каждого такта в момент отсчета получают значение максимума автокорреляционной функции. При этом, как и ранее

где и - комплексные огибающие опорного и полезного сигналов; символ «*» означает операцию комплексного сопряжения. Учитывая (6), полагая как и ранее А=А₀=1, а также принимая во внимание выражения для Е и Е₀, для АКФ имеем

Если вместо полезного сигнала приходит другой сигнал из этого же ансамбля

где штрихованные величины будут отличаться от нештрихованных при одинаковой длине частотного и фазового кодов, то на выходе приемного канала будет сформирована ВКФ опорного и мешающего сигналов

На фиг.5 в качестве примера на частотно-временной плоскости условно изображен ансамбль ЧФКМ сигналов, где исходные бинарные ПСП частотного и фазового кодов являются семиэлементными, а µ, η=1: а) ПЧП₁-ПСП₂; б) ПЧП₁⊥-ПСП₂; в) ПЧП₁-ПСП_1←; г) ПЧП₁⊥-ПСП_1←. Здесь обозначено: ПЧП₁ - псевдослучайная числовая последовательность первого частотного кода; ПЧП₁⊥ - псевдослучайная числовая последовательность инверсная относительно первой числовой последовательности - в ней вместо чисел µ стоят числа µ+η, а вместо чисел µ+η - числа µ; ПСП₁ - бинарная псевдослучайная последовательность первого фазового кода; ПСП_1← - бинарная псевдослучайная последовательность первого фазового кода, сдвинутая на две позиции влево относительно исходной; ПСП₂ - бинарная псевдослучайная последовательность второго фазового кода из того же ансамбля.

На фиг.6 и фиг.7, соответственно, показаны АКФ и ВКФ этих сигналов. При этом для удобства восприятия они индексированы буквами, соответствующими условным изображениям сигналов на фиг.5. Как следует из анализа этих рисунков, форма АКФ сигналов определяется фазовым кодом, так как

и

Кроме того, максимальные значения выбросов ВКФ ЧФКМ сигналов меньше максимальных значений выбросов ВКФ ФКМ сигналов, то есть взаимокорреляционные свойства ансамбля ЧФКМ сигналов лучше, чем у ансамбля ФКМ сигналов. Хотя максимальные значения боковых выбросов АКФ не у всех ЧФКМ сигналов меньше по величине, чем боковые выбросы АКФ ФКМ сигналов.

На фиг.8 и фиг.9 в качестве примера представлены наилучшие АКФ и ВКФ пар ЧФКМ сигналов с кодами ПЧП₁-ПСП₂ и ПЧП₁⊥-ПСП_1← с исходными бинарными ПСП длиной 15 символов (фиг.8); ПЧП₁⊥-ПСП₂ и ПЧП₁-ПСП_1← с исходными бинарными ПСП длиной 31 символ (фиг.9). На фиг.10 и фиг.11 представлены наихудшие АКФ и ВКФ ЧФКМ сигналов с кодами ПЧП₁-ПСП₂ и ПЧП₁⊥-ПСП₂ с исходными бинарными ПСП длиной 15 символов (фиг.10); ПЧП₁⊥-ПСП₂ и ПЧП₁⊥-ПСП_1← с исходными бинарными ПСП длиной 31 символ (фиг.11). Здесь для кодов длиной 31 символ в качестве исходной бинарной ПСП₂ выступает последовательность 1111100110100100001010111011000. На фиг.12 в качестве примера представлены, соответственно, наихудшая и наилучшая ВКФ пар сигналов ФКМ на частотах f₁, f₂ с шириной полосы рабочих частот Δf каждый и ЧФКМ сигналов в общей полосе рабочих частот 2Δf с кодами ПЧП₁-ПСП₂ и ПСП₂(f₁) (фиг.12а); с кодами ПЧП₁⊥-ПСП_1← и ПСП₂(f₂) (фиг.12б) с исходными бинарными ПСП длиной 7 символов. На фиг.13 и фиг 14 представлены, аналогичные ВКФ пар ФКМ и ЧФКМ сигналов в общей полосе рабочих частот 2Δf с кодами ПЧП₁-ПСП₂ и ПСП₂ (f₁) (фиг.13а); с кодами ПЧП₁⊥-ПСП₂ и ПСП₁(f₂) (фиг.13б) с исходными бинарными ПСП длиной 15 символов; с кодами ПЧП₁-ПСП₂ и ПСП₂(f₁) (фиг.14а); с кодами ПЧП₁⊥-ПСП₂ и ПСП₁(f₁) (фиг.14б) с исходными бинарными ПСП длиной 31 символ (для ПСП, указанных выше).

Здесь в выражении ПСП_i(f_k) индекс i=1, 2 означает номер бинарной псевдослучайной последовательности из данного ансамбля, а индекс k=1, 2 - номер несущей частоты ФКМ сигналов. Индексы а, б, в или г у ВКФ означает вариант фиг.5, значение остальных индексов такое же, как и выше. При этом, так как ФКМ сигналы используются либо на несущей частоте f₁, либо на f₂, то те значения γ_i их элементных сигналов в соотношении (13), которые соответствуют частоте кодирования элементов ЧФКМС, не совпадающей с несущей частотой ФКМС, должны равняться бесконечности (или величине гораздо большей единицы).

Из анализа АКФ и ВКФ, представленных на фиг.1 - фиг.4 и фиг.6 - фиг.14, а также из исследования АКФ и ВКФ ЧФКМ сигналов из ансамблей с исходными бинарными ПСП различной длины следует, что среднестатистические значения максимальных боковых выбросов АКФ ЧФКМ сигналов не больше аналогичных величин у ФКМ сигналов с такими же длинами исходных бинарных ПСП. Также и среднестатистические значения максимальных выбросов ВКФ ЧФКМ сигналов меньше аналогичных величин у ФКМ сигналов с такими же длинами исходных бинарных ПСП.

Таким образом, предложенный способ обеспечивает более эффективное использование бинарных псевдослучайных кодов, что заключается в трехкратном увеличении ансамбля сигналов с хорошими корреляционными характеристиками и позволяет в два раза увеличить количество абонентов в системах связи с множественным доступом в сопоставимой полосе рабочих частот по сравнению со способом-прототипом при одинаковой длине бинарных кодовых последовательностей.

Функциональная схема устройства для реализации предлагаемого способа представлена на фиг.15: а - передающая часть, б - приемная часть. Здесь введены следующие обозначения:

1, 13 - первый и второй генераторы числовой последовательности (ГЧП);

2, 15 - первый и второй переключатели частот (ПЧ);

3, 6, 17 - первый, второй и третий перемножители (П);

4, 14 - первый и второй генераторы частот (ГЧ);

5, 16 - первый и второй генераторы бинарных ПСП (ГПСП);

7, 8 - первый и второй полосовые фильтры (ПФ);

9, 10 - первый и второй корреляторы (КОР);

11 - сумматор (СУМ);

12 - решающее устройство (РУ).

Устройство, с помощью которого реализуется предлагаемый способ, представляет собой линию радиосвязи, которая содержит передающую и приемную части. Его укрупненная блок-схема представлена на фиг.15.

Передающая часть (фиг.15а) содержит первый генератор частот ГЧ 4, первый генератор ПСП ГПСП 5, второй перемножитель П 6, первый вход которого является информационным входом передающей части, последовательно соединенные первый генератор числовой последовательности ГЧП 1, первый переключатель частот ПЧ 2 и первый перемножитель П 3, выход которого является выходом передающей части, при этом два выхода ГЧ 4 соединены с соответствующими входами ПЧ 2, выход ГПСП 5 соединен со вторым входом перемножителя П 6, выход которого соединен со вторым входом перемножителя П 3.

Приемная часть (фиг.15б) содержит второй генератор частот ГЧ 14 и второй генератор ПСП ГПСП 16, последовательно соединенные первый полосовой фильтр ПФ 7 и первый коррелятор КОР 9, последовательно соединенные второй полосовой фильтр ПФ 8 и второй коррелятор КОР 10, последовательно соединенные сумматор СУМ 11 и решающее устройство РУ 12, выход которого является выходом приемной части, последовательно соединенные второй генератор числовой последовательности ГЧП 13, второй переключатель частот ПЧ 15 и третий перемножитель П 17, входы ПФ 7 и ПФ 8 соединены с информационным входом приемной части, выход ГПСП 16 соединен со вторым входом П 17, выход которого соединен со вторыми входами КОР 9 и КОР 10, выходы которых соединены с соответствующими входами сумматора СУМ 11.

Устройство работает следующим образом.

В передающей части. Первый ГЧ 4 с определенным темпом вырабатывает на промежутке времени T₀ две частоты f_1,2=f₀+δ_1,2Δf, величина δ₁ может принимать значение µ, а величина δ₂ - значение µ+η, где µ, η=1, 2, …, а Δf является шириной полосы, которую занимает один элементный импульс (частотный элемент). При этом первый ГЧП 1 вырабатывает двузначную псевдослучайную последовательность, состоящую из N чисел, сопоставляя в бинарной псевдослучайной последовательности (например, в М-последовательности, коде Баркера и т.д.) единице величину µ, а нулю - величину µ+η. Например, если взять бинарный семиэлементный код Баркера 1110010, µ=1, η=2, то получим числовую последовательность вида {γ_i}=1113313. С выхода ГЧП 1 на первый вход первого ПЧ 2 поступает псевдослучайная числовая последовательность, состоящая из N элементов, значениями которых являются два различных числа. Одновременно на второй и третий входы ПЧ 2 с соответствующих выходов первого ГЧ 4 поступят две частоты. Переключатель ПЧ 2 ставит в соответствие каждому числу γ_i заранее определенную частоту из двух и только ее пропускает на выход. Этот частотный элемент поступает на первый вход первого перемножителя П 3. В то же время на второй вход второго перемножителя П 6 с выхода первого ГПСП 5 поступают элементы фазоманипулированного видеосигнала той же длительности, что и частотные элементы, а на первый его вход - информационные символы. При этом с выхода П 6 на второй вход П 3 поступает фазо-манипулированный видеосигнал, модулированный информационным символом. Следовательно, в П 3 осуществляется фазовая модуляция N частотных элементов, поступающих с выхода ПЧ 2 и далее кодированный по частоте и фазе радиосигнал поступает в канал связи.

В приемной части. Элементы ЧФКМС из канала связи поступают на входы первого и второго полосовых фильтров ПФ 7 и ПФ 8. Так как полосы пропускания фильтров не перекрываются, то с их выходов на первые соответствующих корреляторов КОР 9 и КОР 10 поступают элементы ЧФКМС с соответствующими частотами. Одновременно второй ГЧ 14 начинает генерировать две частоты, которые являются копиями тех, что формировались в первом ГЧ 4 и с первого и второго выходов ГЧ 14 эти частоты поступают на второй и третий входы второго переключателя частот ПЧ 15, на первый вход которого с выхода второго ГЧП 13 поступит числовая последовательность, являющаяся копией числовой последовательности, сформированной на передающей стороне. Тогда с выхода ПЧ 15 на первый вход третьего перемножителя П 17 поступит последовательность частотных элементов, аналогичная той, что была сформирована на выходе первого переключателя частот ПЧ 2. На второй вход П 17 с выхода второго ГПСП 16 поступают элементы фазо-манипулированного видеосигнала такого же, как на передающей стороне. Следовательно, с выхода ГПСП 16 на вторые входы корреляторов КОР 9 и КОР 10 поступят элементы опорного ЧФКМ сигнала. Тогда с выходов корреляторов КОР 9 и КОР 10 на соответствующие входы сумматора СУМ 11 поступят частичные корреляционные функции, соответствующие суммарной энергии тех элементов принятого сигнала в своих ветвях, у которых частота и фаза совпадают с частотой и фазой элементов опорного сигнала, поступающих на вторые входы корреляторов соответствующих ветвей с выхода П 17. Значит, с выхода СУМ 11 на вход РУ 12 в момент отсчета поступит максимум корреляционной функции всего принятого сигнала. При этом с выхода РУ 12 потребителю поступит принятый информационный символ.

Пусть на вход приемного устройства поступит ЧФКМС, у которого определенный фазовый код, а частотный код той же длины, но является инверсным по отношению к исходному частотному коду (в случае того же семиэлементного кода Баркера инверсная числовая последовательность есть ), то на выходе корреляторов КОР 9 и КОР 10 в момент отсчета будут величины, близкие к нулю, так как коэффициент корреляции ортогональных (квазиортогональных) сигналов невелик. Это же справедливо и по отношению к фазовому коду.

Таким образом, устройство для реализации предлагаемого способа позволяет выполнять все предъявленные выше требования и обеспечивает двукратное увеличение ансамбля слабокоррелированных шумоподобных сигналов для использования в системах связи с множественным доступом при двукратном увеличении количества абонентов в удвоенной полосе рабочих частот по сравнению с ФКМ сигналами. В этой же полосе частот может работать еще удвоенное количество абонентов, использующих ансамбль ФКМ-сигналов, сформированных с использованием этих же бинарных ПСП длины N.

Таким образом, по сравнению со способом-прототипом, где используется ансамбль из К ФКМ-сигналов в полосе частот Δf, сформированных на основе бинарных ПСП длины N, использование предложенного способа в полосе частот 2Δf дает возможность увеличить ансамбль слабокоррелированных сигналов, формируемых на основе бинарных ПСП длины N, в 3 раза, а общее количество абонентов, работающих в этой полосе частот - в 2 раза.

Реализация устройства, осуществляющего предлагаемый способ, не вызывает затруднений, так как функциональные узлы, входящие в блоки устройства, общеизвестны, широко используются в отечественных и зарубежных патентах, а также описаны в технической литературе.

Способ передачи информации, включающий на передающей стороне подачу на каждом такте очередного информационного символа с единичной амплитудой и заданной длительностью, генерирование первой бинарной псевдослучайной последовательности (ПСП) с элементными импульсами единичной амплитуды, на приемной стороне - генерирование копии первой бинарной ПСП, отличающийся тем, что на передающей стороне генерируют вторую бинарную ПСП из того же ансамбля, формируют из нее псевдослучайную числовую последовательность (ПЧП), определяемую псевдослучайным чередованием двух заданных чисел, генерируют две частоты с постоянной амплитудой и разнесенные на заданную величину, далее на каждом такте перемножают копию бинарной ПСП с информационным символом, получая расширяющую последовательность, им модулированную, одновременно в соответствии с чередованием чисел в ПЧП, результат модуляции перемножают либо с первой частотой, либо со второй, при этом каждый элементный импульс, манипулированный по фазе, кодируется одной из двух частот и в канал связи излучается частотно-фазо-кодо-манипулированный (ЧФКМ) шумоподобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с чередованием чисел ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с бинарной ПСП, на приемной стороне генерируют копию второй бинарной ПСП из того же ансамбля, формируют из нее копию ПЧП, генерируют копии двух частот с постоянной амплитудой и разнесенные на ту же величину, далее на каждом такте в соответствии с чередованием чисел в ПЧП копию бинарной ПСП перемножают либо с копией первой частоты, либо с копией второй частоты, при этом каждый элементный импульс ПСП, манипулированный по фазе, кодируют одной из двух копий частот и формируют опорный ЧФКМ шумоподобный сигнал, элементные импульсы которого манипулированы по частоте в соответствии с копией ПЧП и манипулированы по фазе в соответствии с копией бинарной ПСП, одновременно осуществляют перемножение приходящего полезного сигнала с опорным сигналом, интегрируют результат перемножения на промежутке времени наблюдения и в результате в конце каждого такта в момент отсчета получают значение максимума автокорреляционной функции.