Система, устройство и способ радиосвязи

Изобретение относится к системе беспроводной передачи данных. Техническим результатом является обеспечение возможности использования технологии MIMO без OFDM-модуляции. На первом устройстве связи созданы передающие антенны, а на втором устройстве связи созданы приемные антенны, индивидуально соответствующие передающим антеннам. Каждая приемная антенна принимает искомую волну от соответствующей передающей антенны в виде прямой волны и принимает нежелательную волну от другой передающей антенны в виде прямой волны. Первое устройство связи модулирует только амплитуду сигнала несущей для всех каналов. Второе устройство связи демодулирует сложные волны, образованные искомыми волнами и нежелательными волнами, принимаемыми этими приемными антеннами, посредством детектирования огибающей или квадратичного детектирования и выполняет коррекцию демодулированных сигналов на основе характеристик передачи пространств передачи сигналов между передающими и приемными антеннами для получения передаваемых сигналов. 3 н. и 8 з.п. ф-лы, 54 ил.

 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к системе радиосвязи (включая также устройство радиосвязи, выполненное в одном корпусе), устройству радиосвязи на приемной стороне и способу радиосвязи. Более конкретно, настоящее изобретение относится к механизму применения пространственного уплотнения при передаче по радио нескольких передаваемых сигналов.

Уровень техники

Для реализации высокоскоростной передачи сигналов между разными электронными устройствами, расположенными на сравнительно небольшом расстоянии одно от другого (например, от нескольких сантиметров до двух десятков сантиметров) или внутри электронного устройства, применяют, например, технологию LVDS (низковольтную дифференциальную сигнализацию). Однако в последнее время по мере дальнейшего увеличения количества передаваемой информации и повышения скорости передачи данных появилась проблема, связанная с увеличением потребляемой мощности, усилением нежелательных эффектов искажений сигнала из-за влияния отражений и других факторов, а также ростом нежелательного излучения и других эффектов. Например, технология LVDS подходит к пределу, когда сигнал, такой как видеосигнал (включая сигнал считываемого изображения), компьютерное изображение или другой подобный сигнал передают с высокой скоростью (в реальном времени) внутри устройства.

В качестве одного из способов решения проблемы увеличения скорости передачи данных представляется возможным увеличить число проводных линий, чтобы уменьшить скорость передачи данных по одной сигнальной линии за счет параллельной передачи сигналов. Однако такое решение ведет к увеличению числа входных и выходных клемм. В результате приходится усложнять конструкцию печатной платы или схему прокладки кабелей, увеличивать размеры полупроводникового кристалла и так далее. Кроме того, вследствие передачи большого объема данных по проводам с высокой скоростью возникает проблема электромагнитных помех.

Все проблемы технологии LVDS или варианта с увеличением числа проводных линий вызваны передачей сигнала по электрическим проводным линиям. Поэтому в качестве способа решения проблемы, обусловленной передачей сигналов по электрическим проводным линиям, представляется реальной идея исключить электрические проводные линии для передачи сигналов.

Реальной представляется также идея применения пространственного уплотнения, когда на передающей стороне и на приемной стороне расположены несколько устройств связи для осуществления дуплексной связи. Однако при использовании пространственного уплотнения необходимо принимать меры против помех между каналами. Здесь реальной представляется идея применения системы с несколькими входами и несколькими выходами (MIMO) в качестве способа решения описанной выше проблемы (см., например, Выложенную Заявку на патент Японии №2009-055228, Выложенную Заявку на патент Японии №2009-049632 и Выложенную Заявку на патент Японии №2009-33588, именуемые далее Патентными документами с 1 по 3 соответственно).

Патентные документы с 1 по 3 ориентированы на решение вопросов радиосвязи на относительно больших расстояниях по сравнению с радиосвязью внутри устройства или между разными устройствами и рассматривают применение технологии MIMO в сочетании с модуляцией в режиме ортогонального частотного уплотнения (OFDM). Другими словами, технология MIMO, рассматриваемая в Патентных документах с 1 по 3, опирается на модуляцию в режиме ортогонального частотного уплотнения (OFDM).

Сущность изобретения

Однако, когда нужно организовать радиосвязь на сравнительно небольших расстояниях внутри устройства или между разными устройствами, считается, что далеко не всегда необходимо использовать технологию MIMO вместе с OFDM-модуляцией. Более того, при укорочении длины волны достигается также эффект направленности антенны. Поэтому можно считать, что в конечном итоге нет необходимости применять технологию MIMO в сочетании с OFDM-модуляцией.

Таким образом, желательно создать систему радиосвязи, устройство радиосвязи и способ радиосвязи с адекватным применением технологии MIMO для передачи радиосигналов внутри устройства или между разными устройствами.

В системе радиосвязи, устройстве радиосвязи и в соответствии со способом радиосвязи согласно одному из вариантов настоящего изобретения блок связи для передачи и блок связи для приема расположены внутри корпуса электронного устройства.

Блок связи для передачи преобразует частоту передаваемого сигнала с использованием сигнала несущей для модуляции с целью генерации модулированного сигнала и передает полученный модулированный сигнал в тракт передачи радиосигнала. Предпочтительно блок связи для передачи модулирует сигналы несущей с одной и той же частотой несущей. Блок связи для приема демодулирует модулированный сигнал, принятый из тракта передачи радиосигнала, для получения выходного сигнала, соответствующего передаваемому сигналу. Предпочтительно, блок связи для приема использует сигнал, принятый из тракта передачи радиосигнала, в качестве внешнего синхросигнала для генерации сигнала несущей для демодуляции, синхронизированного с сигналом несущей, использованным для модуляции. Затем блок связи для приема преобразует частоту модулированного сигнала, принятого из тракта передачи радиосигнала, с использованием сигнала несущей для демодуляции с целью получения выходного сигнала, соответствующего передаваемому сигналу.

Короче говоря, тракт передачи радиосигнала конфигурирован между блоком связи на передающей стороне, расположенным внутри корпуса электронного устройства, и блоком связи на приемной стороне, аналогично расположенным внутри корпуса электронного устройства, которое может быть тем же самым или отличным от электронного устройства, в котором расположен блок связи на передающей стороне. В такой структуре передают сигналы по радио между этими двумя блоками связи.

Здесь согласно настоящему изобретению для передачи сигналов по радио внутри устройства или между разными устройствами применяют пространственное уплотнение. С этой целью устройство радиосвязи на передающей стороне оснащают несколькими передающими антеннами, а соответствующее устройство радиосвязи на приемной стороне оснащают несколькими приемными антеннами, так что между передающими антеннами и приемными антеннами установлено взаимно однозначное соответствие. В каждой паре соответствующих одна другой антенн приемная антенна принимает искомую волну, излучаемую передающей антенной, в качестве прямой волны. Однако, если рассматривать не соответствующие одна другой передающую и приемную антенны из разных пар, то приемная антенна в качестве прямой волны принимает нежелательную волну, излучаемую передающей антенной.

Кроме того, устройство радиосвязи на приемной стороне использует модуляцию только амплитуды сигнала несущей для всех каналов нескольких передаваемых сигналов. Это устройство радиосвязи на приемной стороне включает функциональный блок демодулятора и блок коррекции характеристики передачи. Функциональный блок демодулятора осуществляет демодуляцию модулированных сигналов, принимаемых приемными антеннами. Для демодуляции не используют синхронный детектор, а применяют детектор огибающей или квадратичный детектор.

Блок коррекции характеристики передачи осуществляет вычисление коррекции, т.е. выполняет обработку в соответствии с технологией MIMO, на основе характеристики передачи пространства передачи сигналов между передающими антеннами и приемными антеннами с использованием демодулированных сигналов, полученных в результате демодуляции в функциональном блоке демодулятора и индивидуально соответствующих приемным антеннам, с целью получения выходного сигнала, соответствующего передаваемому сигналу.

Короче говоря, согласно настоящему изобретению модулированные сигналы искомых волн и нежелательных волн, полученные путем модуляции амплитуды сигналов несущей и принятые приемными антеннами, т.е. сложные волны, являющиеся продуктом наложения искомых волн и нежелательных волн, сначала демодулируют посредством детектирования огибающей или квадратичного детектирования, а затем обрабатывают согласно технологии MIMO в видеодиапазоне. Учитывая использование детектирования огибающей или квадратичного детектирования в качестве способа демодуляции, для всех каналов применена модуляция только амплитуды. Кроме того, с характеристикой передачи пространства передачи сигналов работают таким образом, что и искомые волны, и нежелательные волны рассматриваются в качестве прямых волн, излучаемых передающими антеннами и приходящих к приемным антеннам, а также в процессе обработки сигналов согласно технологии MIMO на приемной стороне блок коррекции характеристики передачи вычисляет обратную матрицу для матрицы, определяющей характеристику передачи.

Здесь расположение антенн выбрано для удобства реализации технологии MIMO. С этой точки зрения рассмотрены способ определения разности путей, представляющей собой разницу между межантенным расстоянием для искомой волны и межантенным расстоянием для нежелательной волны, другой способ формирования элементов матрицы, определяющих функции передачи, и еще один способ, определяющий процедуру демодуляции и процедуру обработки MIMO на приемной стороне в блоке коррекции характеристики передачи.

При определении разности путей, если длину волны сигнала несущей обозначить λc и разность фаз, зависящую от направленности антенны, приравнять к нулю, разность путей в качестве условия пути устанавливают равной (n/2)λc. Когда найдена фазовая характеристика, зависящая от направленности антенны, эту фазовую характеристику корректируют на величину, зависящую от угла излучения искомой волны или нежелательной волны от передающей антенны и угла падения волны на соответствующую приемную антенну.

Если описанное выше условие пути применить к вычислению элементов матрицы, это означает, что разность путей установлена таким образом, что элементы, соответствующие искомым волнам, в матрице, описывающей характеристику передачи, представлены только действительными членами, и элементы, соответствующие нежелательным волнам, также представлены только действительными членами. С другой стороны, если это первое условие подставить в вычисление элементов матрицы в процессе демодуляции и в процессе обработки согласно технологии MIMO на приемной стороне в блоке коррекции характеристики передачи, тогда для демодуляции сначала применяют детектирование огибающей или квадратурное детектирование принимаемых сигналов, принятых посредством приемных антенн, без выполнения квадратурного детектирования или синхронного детектирования. После этого в процессе коррекции характеристики передачи для каждого из принятых каналов вычисляют коррекцию для действительных членов, соответствующих искомым сигналам, и вычисляют коррекцию для действительных членов, соответствующих нежелательным сигналам, применительно к демодулированным составляющим. Далее скорректированные сигналы, относящиеся к действительным членам, соответствующим искомым сигналам, и скорректированные сигналы, относящиеся к действительным членам, соответствующим нежелательным сигналам, для каналов других приемных антенн суммируют для получения выходного сигнала, соответствующего передаваемым сигналам.

Согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения механизм передачи радиосигналов между разными устройствами или внутри одного устройства, где на приемной стороне применена технология MIMO, реализован без использования OFDM-модуляции совместно с этой технологией. Благодаря применению технологии MIMO на приемной стороне можно уменьшить расстояние между антеннами.

Поскольку с обеими - и искомой волной, и нежелательной волной работают, как с прямыми волнами, становится возможным управлять разностью путей для искомой волны и для нежелательной волны, а также становится возможным выбрать расположение антенн, чтобы было удобно применить технологию MIMO на приемной стороне. В частности, расположение антенн выбирают с учетом того, что демодуляция осуществляется посредством детектирования огибающей или квадратичного детектирования. В результате можно уменьшить объем вычислений в процессе применения технологии MIMO по сравнению с альтернативной ситуацией, когда настоящее изобретение не используется.

Сигналы несущих, применяемые при модуляции и демодуляции, предпочтительно используют общую частоту. При таком использовании общей частоты влияние частоты несущей становится достоверно одинаковым для всех каналов. Это позволяет достоверно и эффективно выполнять обработку сигналов согласно технологии MIMO в видеодиапазоне. В дополнение к этому можно уменьшить размеры схем для модуляции и демодуляции по сравнению с альтернативным случаем, когда частоты несущих каналов отличаются одна от другой.

Перечисленные выше и другие признаки и преимущества настоящего изобретения станут очевидными из последующего описания и прилагаемой Формулы изобретения в сочетании с прилагаемыми чертежами, на которых подобные части или элементы обозначены одинаковыми символами.

Краткое описание чертежей

Фигура 1 представляет блок-схему, показывающую функциональную конфигурацию сигнального интерфейса в системе радиосвязи в одном из вариантов настоящего изобретения;

Фигуры с 2А по 2Е представляют диаграммы, иллюстрирующие мультиплексирование сигналов;

Фигуры с 3A по 3C представляют схематичные виды, иллюстрирующие подходящее состояние или состояние применения пространственного уплотнения, используемое в рассматриваемом варианте;

Фигуры с 4А по 4F представляют схематичные виды, показывающие обобщенную структуру тракта передачи сигналов миллиметрового диапазона для применения пространственного уплотнения;

Фигуры с 5А по 5C представляют блок-схемы, иллюстрирующие пример конфигурации функционального блока модуляции и функционального блока демодуляции в канале связи;

Фигуры с 6А по 6D представляют блок-схемы, иллюстрирующие базовый механизм снижения степени жесткости требований к защите от помех в сравнении между многоканальной передачей и пространственным уплотнением;

Фигуры 7А и 7B представляют схемы, иллюстрирующие вычисления при применении технологии MIMO на приемной стороне;

Фигура 8 представляет схему, иллюстрирующую основы способа вычислений при применении технологии MIMO на приемной стороне;

Фигуры 9А и 9B представляют схематичный вид и схему соответственно, иллюстрирующую основные принципы применения технологии MIMO на приемной стороне в системе с двумя каналами;

Фигуры с 10А по 10C представляют диаграммы, иллюстрирующие соотношение между разностью путей и элементами канальной матрицы в системе с двумя каналами;

Фигуры с 11A по 11D представляют схемы, иллюстрирующие первый пример ограничивающего условия для размещения антенн в системе с двумя каналами;

Фигуры с 12А по 12D представляют схемы, иллюстрирующие второй пример ограничивающего условия для размещения антенн в системе с двумя каналами;

Фигура 13 представляет схематичный вид, иллюстрирующий способ подстройки разности путей, когда антенна имеет фазовую характеристику, зависящую от направленности;

Фигуры 14 и 15 представляют схемы, иллюстрирующие способ применения технологии MIMO в случае использования трех или более пар антенн;

Фигуры 16А и 16B представляют схематичные виды, иллюстрирующие способ применения технологии MIMO в случае расположения передающих и приемных антенн в виде трехмерной системы;

Фигуры 17А и 17B представляют блок-схемы, показывающие базовую конфигурацию, где применение технологии MIMO на приемной стороне осуществляется посредством цифровой обработки;

Фигура 18 представляет схему, показывающую приемную систему с технологией MIMO согласно первому варианту;

Фигура 19 представляет схему, показывающую приемную систему с технологией MIMO согласно второму варианту;

Фигуры с 20А по 20С представляют графики, иллюстрирующие ситуацию сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, принимаемых антенной на приемной стороне; и

Фигуры с 21А по 21D представляют графики, иллюстрирующие разницу между детектированием огибающей и квадратичным детектированием.

Подробное описание изобретения

В последующем варианты настоящего изобретения описаны подробно со ссылками на чертежи. Когда функциональные элементы отличаются в разных вариантах, к позиционным обозначениям этих функциональных элементов добавляют символы в виде заглавных букв английского алфавита, таких как A, B, C, …, а когда варианты описывают без какого-либо специального различения между ними, такие символы в обозначениях отсутствуют. Исключение таких символов в позиционных обозначениях аналогичным образом применяется к чертежам.

Следует отметить, что настоящее изобретение описано в следующем порядке:

1. Канал связи: Основные принципы (пространственное уплотнение).

2. Применение способа пространственного уплотнения.

3. Модуляция и демодуляция (Применение квадратичного детектирования и детектирования огибающей).

4. Соотношение между многоканальной передачей и пространственным уплотнением.

5. Описание применения технологии MIMO на приемной стороне: Процедура вычислений, Взаимосвязь с частотой несущей, Взаимосвязь с расположением антенн, Взаимосвязь с направленностью, Применение к случаю с тремя или более каналами, Применение к трехмерной антенной системе, Цифровая обработка.

6. Приемная система с использованием технологии MIMO: первый и второй варианты.

При описании системы радиосвязи согласно рассматриваемому варианту для облегчения понимания механизма действия этого варианта сначала будет описана обобщенная базовая конфигурация. Затем будет подробно описано применение технологии MIMO на приемной стороне, что является характерным моментом системы радиосвязи согласно рассматриваемому варианту.

<Канал связи: Основные принципы>

На чертежах с фиг.1 по фиг.2Е показана система радиосвязи согласно рассматриваемому варианту. В частности, на фиг.1 изображен сигнальный интерфейс системы 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту с точки зрения функциональной конфигурации. Фиг.2А-2Е иллюстрируют мультиплексирование (уплотнение) сигналов.

Хотя частота несущей, используемой в описываемой ниже системе радиосвязи согласно рассматриваемому варианту, лежит в миллиметровом диапазоне длин волн, механизм в соответствии с рассматриваемым вариантом может быть применен не только в случае использования частоты несущей из миллиметрового диапазона, но и в другом случае, при использовании частоты несущей из более коротковолнового диапазона, такого как, например, субмиллиметровый диапазон длин волн. Система радиосвязи согласно рассматриваемому варианту применяется, например, в устройстве цифровой записи и воспроизведения, в наземном телевизионном приемнике, игровом автомате и в компьютере.

[Функциональная конфигурация]

Как показано на фиг.1, система 1Y радиосвязи конфигурирована таким образом, что первое устройство 100Y связи, являющееся примером первого устройства радиосвязи, и второе устройство 200Y связи, являющееся примером второго устройства радиосвязи, связаны одно с другим через тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона длин волн и осуществляют передачи сигналов с использованием миллиметрового диапазона. Этот тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона длин волн является примером тракта передачи радиосигналов. Передаваемый сигнал преобразуют по частоте в сигнал миллиметрового диапазона, подходящий для широкополосной передачи, и передают полученный в результате преобразования сигнал.

Система 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту отличается тем, что за счет использования нескольких спаренных элементов 108 и 208 связи с трактом передачи сигналов в нее включены несколько каналов таких трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. Эти несколько каналов трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона расположены таким образом, чтобы не интерферировать пространственно один с другим или не быть подверженными влиянию помех, и могут осуществлять связь одновременно с использованием одной и той же частоты для передачи сигналов во всех этих нескольких каналах.

Слова «нет пространственной интерференции» означают, что сигналы нескольких каналов можно передавать независимо один от другого. Механизм такой передачи далее будет именоваться «пространственное уплотнение». Когда нужно передавать многоканальные сигналы в ситуации, в которой не применяется пространственное уплотнение, приходится применять частотное уплотнение, в случае которого для разных каналов используют разные частоты несущих. Однако при применении пространственного уплотнения можно реализовать передачу без влияния интерференции даже при использовании одной и той же частоты несущей.

Термином «пространственное уплотнение» может быть назван любой способ создания нескольких каналов трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона в трехмерном пространстве, где может быть передан сигнал миллиметрового диапазона, представляющий собой электромагнитную волну. В частности, этот способ не ограничивается конфигурацией нескольких каналов трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона в свободном пространстве. Например, если трехмерное пространство, в котором может быть передан сигнал миллиметрового диапазона, представляющий собой электромагнитную волну, может быть заполнено диэлектрическим материалом, то несколько каналов трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона могут быть созданы в этом диэлектрическом материале. Кроме того, реализация каждого из этих нескольких каналов трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона не ограничивается свободным пространством, так что тракт может быть выполнен в виде диэлектрического тракта передачи сигналов, полого волновода или иного подобного устройства.

Устройство или система радиосвязи конфигурированы из первого блока связи или первого устройства связи миллиметрового диапазона и второго блока связи или второго устройства связи миллиметрового диапазона. Кроме того, в процессе связи между первым блоком связи и вторым блоком связи, расположенными на сравнительно небольшой дальности один от другого, передаваемый сигнал, преобразованный в сигнал миллиметрового диапазона, передают по тракту передачи сигналов миллиметрового диапазона. Термин «радиопередача» в рассматриваемом варианте означает передачу сигнала, подлежащего передаче, не по электрической проводной линии, а по радио, в рассматриваемом примере посредством миллиметровых волн.

Термин «сравнительно небольшая дальность» означает дальность меньше расстояния в полевых условиях или вне помещения между устройствами, используемыми для радиовещания или обычной радиосвязи, а область передачи может быть определена в качестве замкнутого пространства. Термин «замкнутое пространство» означает пространство в таком состоянии, когда утечка электрических волн изнутри пространства наружу мала, равно как и приход или проникновение электрических волн извне пространства внутрь незначительно. Обычно термин «замкнутое пространство» означает состояние, когда все пространство окружено корпусом или кожухом, экранирующим радиоволны.

Упомянутая радиосвязь может представлять собой, например, связь между платами внутри корпуса одного электронного устройства, связь между кристаллами интегральных схем на одной и той же плате или связь между устройствами, когда несколько электронных устройств интегрированы, как, например, в случае установки одного электронного устройства на другом электронном устройстве.

Хотя указанное выше понятие «интеграции» обычно означает состояние, в котором оба электронных устройства полностью контактируют одно с другим посредством монтажного соединения между ними, это может быть также состоянием, в котором область передачи сигналов между этими двумя электронными устройствами можно определить по существу как замкнутое пространство. Сюда включен также случай, когда оба электронных устройства находятся в заданном положении, но все же на некотором расстоянии одно от другого, т.е. на сравнительно небольшой дальности, такой как, например, от нескольких сантиметров до расстояния меньше двадцати сантиметров, так что можно считать, что эти электронные устройства по существу интегрированы одно с другим. Короче говоря, интеграция означает любое состояние, в котором утечка радиоволн изнутри пространства, образованного этими двумя электронными устройствами, наружу мала, электрические волны могут распространяться в этом пространстве и, напротив, незначительно поступление или проникновение электрических волн извне пространства внутрь его.

Передача сигнала в корпусе одного электронного устройства будет далее именоваться внутрикорпусной передачей сигнала, а передача сигнала в состоянии, когда несколько электронных устройств интегрированы (включая ситуацию «по существу интегрированы», как будет описано в последующем), далее именуется передачей сигнала между корпусами или межкорпусной передачей сигнала. В случае внутрикорпусной передачи сигнала устройство связи, или блок связи, или передатчик на передающей стороне и устройство связи, или блок связи, или приемник на приемной стороне размещены в одном и том же корпусе, а система радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения, где тракт передачи радиосигнала образован между этими блоками связи или между передатчиком и приемником, представляет собой само электронное устройство. С другой стороны, в случае межкорпусной передачи сигнала устройство связи, или блок связи, или передатчик на передающей стороне и устройство связи, или блок связи, или приемник на приемной стороне размещены в индивидуальных корпусах электронных устройств, отличных один от другого. Кроме того, тракты передачи радиосигналов образованы между блоками связи или между передатчиками и приемниками из состава обоих электронных устройств, где оба электронных устройства расположены и интегрированы в заданных положениях, так что построена система радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения.

В устройствах связи, соединенных трактом передачи сигналов миллиметрового диапазона, передатчик и приемник расположены в паре и связаны один с другим. Передача сигнала между одним устройством связи и другим устройством связи может быть односторонней, т.е. в одном направлении, или может быть двусторонней. Например, если первый блок связи служит устройством на передающей стороне и второй блок связи служит устройством на приемной стороне, передатчик расположен в первом блоке связи, а приемник расположен во втором блоке связи. Если же второй блок связи служит устройством на передающей стороне и первый блок связи служит устройством на приемной стороне, передатчик расположен во втором блоке связи, а приемник расположен в первом блоке связи.

Передатчик включает, например, генератор сигнала на передающей стороне для обработки передаваемого сигнала с целью генерации сигнала миллиметрового диапазона, т.е. преобразователь сигнала для преобразования передаваемого электрического сигнала в сигнал миллиметрового диапазона, и элемент связи сигнала на передающей стороне для связи сигнала миллиметрового диапазона, генерируемого в генераторе сигнала на передающей стороне, с трактом передачи сигналов или трактом передачи сигналов миллиметрового диапазона с.целью передачи этого сигнала миллиметрового диапазона. Предпочтительно генератор сигнала на передающей стороне выполнен заодно с функциональным блоком для генерации передаваемого сигнала.

Например, генератор сигнала на передающей стороне включает модулятор, который модулирует передаваемый сигнал. Генератор сигнала на передающей стороне выполняет преобразование частоты сигнала, модулированного в модуляторе для генерации сигнала миллиметрового диапазона. В принципе, реальной представляется идея прямого преобразования передаваемого сигнала сразу в сигнал миллиметрового диапазона. Элемент связи сигнала на передающей стороне передает сигнал миллиметрового диапазона, генерируемый в генераторе сигнала на передающей стороне, в тракт передачи сигналов миллиметрового диапазона.

С другой стороны, приемник включает, например, элемент связи сигнала на приемной стороне для приема сигнала миллиметрового диапазона, переданного по тракту передачи сигнала миллиметрового диапазона, и генератор сигнала на приемной стороне для обработки сигнала миллиметрового диапазона или входного сигнала, принятого элементом связи сигнала на приемной стороне, для генерации обычного электрического сигнала, являющегося передаваемым сигналом, т.е. преобразователь сигнала для преобразования сигнала миллиметрового диапазона в передаваемый электрический сигнал. Предпочтительно, генератор сигнала на приемной стороне выполнен заодно с функциональным блоком для приема передаваемого сигнала. Например, генератор сигнала на приемной стороне включает демодулятор и выполняет преобразование частоты сигнала миллиметрового диапазона с целью генерации выходного сигнала. Этот выходной сигнал демодулируют в демодуляторе для генерации передаваемого сигнала. В принципе, реальной представляется идея прямого преобразования сигнала миллиметрового диапазона сразу в передаваемый сигнал.

В частности, при попытке реализовать сигнальный интерфейс сигнал, подлежащий передаче, передают бесконтактным и беспроводным способом с использованием сигнала миллиметрового диапазона, т.е. передают без использования электрической проводной линии. Предпочтительно, по меньшей мере, передачу сигнала и, в частности, передачу сигнала изображения, для чего требуется высокая скорость и большие объемы передачи данных, либо высокоскоростного тактового сигнала, либо иного подобного сигнала осуществляют с использованием сигнала миллиметрового диапазона. В частности, согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения передача сигнала, которая ранее осуществлялась по электрической проводной линии, теперь производится с использованием сигнала миллиметрового диапазона. Передача сигнала в миллиметровом диапазоне позволяет реализовать передачу сигнала данных с высокой скоростью порядка Гбит/с, а расстояние, на котором проявляется сигнал миллиметрового диапазона, можно легко ограничить, что дает возможность получить эффект от только что описанных характеристик.

Здесь элементы связи сигнала могут быть конфигурированы таким образом, чтобы первый блок связи и второй блок связи могли передавать сигналы миллиметрового диапазона через тракт передачи сигналов миллиметрового диапазона. Например, эти элементы связи сигнала могут индивидуально включать антенную структуру или блок согласования антенны либо могут быть конфигурированы для передачи сигнала без применения антенной структуры.

Хотя «тракт передачи сигналов миллиметрового диапазона» может быть конфигурирован в воздухе, т.е. в свободном пространстве, предпочтительно тракт передачи сигналов миллиметрового диапазона включает структуру для передачи сигналов миллиметрового диапазона и при этом ограничения этих сигналов в тракте. В случае позитивного использования только что описанной характеристики топологию тракта передачи сигналов миллиметрового диапазона можно выбрать произвольным образом подобно, например, электрическому проводу.

Хотя обычно в качестве такой структуры для ограничения миллиметровых волн, или структуры для ограничения радиосигнала, как описано выше, рассматривают, например, полый трубчатый волновод, настоящее изобретение этим не ограничивается. Например, можно применить структуру из диэлектрического материала, способного передавать сигнал миллиметрового диапазона, именуемую далее диэлектрическим трактом передачи или диэлектрическим трактом передачи сигналов миллиметрового диапазона, или полый волновод, образующий тракт передачи сигналов, так что в этом волноводе экранирующий материал, препятствующий излучению сигналов миллиметрового диапазона вовне, расположен таким образом, чтобы окружать тракт передачи сигналов и ограничивать полое внутреннее пространство. Сообщив диэлектрическому материалу или экранирующему материалу гибкость, можно реализовать заданную конфигурацию тракта передачи сигналов миллиметрового диапазона.

В частности, в случае воздушного тракта передачи сигналов, именуемого также свободным пространством, каждый из элементов связи сигнала включает антенную структуру, так что передача сигнала в пространство малых размеров осуществляется через антенную структуру. С другой стороны, хотя и можно при использовании тракта из диэлектрического материала применить антенную структуру, это не существенно.

[Конфигурация системы с использованием пространственного уплотнения]

На Фиг.1 показана система 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения. В соответствии с Фиг.1, как можно понять из приведенного выше базового описания, относящегося к пространственному уплотнению, система 1Y радиосвязи согласно настоящему изобретению включает несколько каналов, образованных трактами 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона между первым устройством 100Y связи и вторым устройством 200Y связи.

Здесь несколько разных сигналов _@ (@ от 1 до N1) передают от первого устройства 100Y связи второму устройству 200Y связи и другие несколько сигналов _@ (@ от 1 до N2) передают от второго устройства 200Y связи первому устройству 100Y связи.

Как подробнее все это будет описано позднее, полупроводниковый кристалл 103 включает блок 110 генерации сигнала на передающей стороне и блок 120 генерации сигнала на приемной стороне, а другой полупроводниковый кристалл 203 включает блок 210 генерации сигнала на передающей стороне и блок 220 генерации сигнала на приемной стороне. Как показано на временной иллюстрации на Фиг.1, такая пара из блока 110 генерации сигнала на передающей стороне и блока 220 генерации сигнала на приемной стороне создана для каждого из N1 каналов или, другими словами, созданы N1 таких блоков 110 генерации сигнала на передающей стороне и N1 таких блоков 220 генерации сигнала на приемной стороне, а также такая пара из блока 210 генерации сигнала на передающей стороне и блока 120 генерации сигнала на приемной стороне создана для каждого из N2 каналов или, другими словами, созданы N2 таких блоков 210 генерации сигнала на передающей стороне и N2 таких блоков 120 генерации сигнала на приемной стороне.

Поскольку принцип пространственного уплотнения позволяет использовать один и тот же частотный диапазон в одно и то же время, можно повысить скорость передачи данных и обеспечить одновременность двусторонней связи, когда передают сигналы N1 каналов от первого устройства 100Y связи второму устройству 200Y связи и передают сигналы N2 каналов от второго устройства 200Y связи первому устройству 100Y связи. В частности, миллиметровые волны имеют маленькую длину волны, так что можно ожидать проявление затухания сигнала с расстоянием. Кроме того, даже если смещение мало, иными словами, даже если пространственное расстояние между каналами передачи невелико, вероятность интерференции между каналами мала и можно легко реализовать каналы распространения сигналов, отличающиеся один от другого в зависимости от пространственного положения.

Как показано на Фиг.1, система 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения включает "N1+N2" каналов, образованных элементами 108 и 208 связи с трактами передачи сигналов, каждый из которых включает терминал связи миллиметрового диапазона, тракт передачи миллиметровых волн, антенну и так далее, и "N1+N2" каналов, образованных трактами 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. Каждое из позиционных обозначений имеет суффикс "_@" (@ от 1 до N1+N2). Таким образом, можно реализовать полностью дуплексную систему связи, где передача в диапазоне миллиметровых волн осуществляется независимо для передачи и приема.

Сначала будут подробно описаны функциональные элементы системы 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту изобретения. Следует отметить, что хотя последующее описание дано на примере, в котором все функциональные элементы выполнены в полупроводниковой интегральной схеме или на кристалле, это несущественно.

В состав первого устройства 100Y связи входит полупроводниковый кристалл 103, способный осуществлять связь в миллиметровом диапазоне, а в состав второго устройства связи 200Y входит полупроводниковый кристалл 203, также способный осуществлять связь в миллиметровом диапазоне.

Здесь передаче в миллиметровом диапазоне длин волн подлежат только сигналы, которые необходимо передавать с высокой скоростью и при большом объеме данных, а другие сигналы, которые можно передавать с низкой скоростью и при небольшом объеме данных, или сигналы, которые можно считать постоянным током (DC), не подлежат преобразованию в сигнал миллиметрового диапазона. Сигналы, которые не подлежат преобразованию в сигналы миллиметрового диапазона, и в том числе напряжение питания передают между платами с использованием механизма, аналогичного традиционному механизму. Исходные электрические сигналы, которые нужно передать, будут далее до преобразования в миллиметровые волны совместно именоваться сигналами видеодиапазона.

[Первое устройство связи]

Первое устройство 100Y связи включает плату 102, установленный на плате 102 полупроводниковый кристалл 103, способный осуществлять связь в миллиметровом диапазоне длин волн, и установленный на плате 102 элемент 108 связи с трактом передачи сигнала. Полупроводниковый кристалл 103 представляет собой системную БИС (LSI (большая интегральная схема)), в которой интегрированы функциональный блок 104 LSI и блок 107 генерации сигнала, представляющий собой блок генерации сигнала миллиметрового диапазона. Хотя такой вариант и не показан, функциональный блок 104 LSI и блок 107 генерации сигнала могут быть конфигурированы по-другому, например, они могут не быть интегрированы в одной схеме. Поскольку при выполнении функционального блока 104 LSI и блока 107 генерации сигнала в виде отдельных блоков может возникнуть проблема передачи сигналов между ними по электрическим проводам, эти блоки предпочтительно выполняют в виде одного интегрированного блока. Если эти блоки выполняют в виде раздельных блоков, два кристалла функционального блока 104 LSI и блока 107 генерации сигнала предпочтительно располагают на небольшом расстоянии один от другого, чтобы минимизировать длину проводов и тем самым минимизировать возможные нежелательные воздействия и эффекты.

Блок 107 генерации сигнала и элемент 108 связи с трактом передачи сигнала конфигурированы для двусторонней передачи данных. С этой целью блок 107 передачи сигналов включает блок передачи сигнала на передающей стороне и блок передачи сигнала на приемной стороне. Хотя подобные элементы 108 связи с трактом передачи сигнала могут быть применены по отдельности на передающей стороне и на приемной стороне, в рассматриваемом варианте использован один элемент 108 связи с трактом передачи сигнала и для передачи, и для приема.

Для реализации «двусторонней связи» в случае «однопроводной» двусторонней связи, когда используется один канал или один «провод» тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона в канале передачи миллиметровых волн, применяется полудуплексная система с использованием временного уплотнения (TDM), частотного уплотнения (FDM) и т.д.

Однако в случае временного уплотнения, поскольку разделение передачи и приема осуществляется по времени, нельзя реализовать «одновременность двусторонней связи» или, другими словами, «одновременную «однопроводную» двустороннюю передачу», когда передача сигнала от первого устройства 100Y связи второму устройству 200Y связи и передача сигнала от второго устройства 200Y связи первому устройству 100Y связи происходят одновременно. Такая одновременная «однопроводная» двусторонняя передача реализуется посредством частотного уплотнения.

Поскольку при частотном уплотнении используют разные частоты для передачи и приема, как показано на Фиг.2А, тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона должен иметь сравнительно большую ширину полосы пропускания. Кроме того, для реализации передачи с уплотнением или, другими словами, многоканальной передачи с применением частотного уплотнения необходимо использовать разные частоты несущих для модуляции с целью преобразования частот индивидуальных сигналов в частоты в разных частотных диапазонах F_@ для генерации сигналов миллиметрового диапазона и передачи этих сигналов миллиметрового диапазона, частоты несущих которых отличаются одна от другой, в одном направлении или в противоположных направлениях, как показано на Фиг.2B. В таком случае, когда используются разные частоты, как показано в рассматриваемом примере, для передачи по каналу сигналов от блока 110 генерации сигнала на передающей стороне к блоку 220 генерации сигнала на приемной стороне и для приема по другому каналу сигналов от блока 210 генерации сигнала на передающей стороне в блоке 120 генерации сигнала на приемной стороне необходимо еще больше расширить полосу частот передачи, как показано на Фиг.2С и 2D.

С этой точки зрения, в случае применения пространственного уплотнения можно для всех каналов использовать один и тот же частотный диапазон не только для реализаций двусторонней связи, но и для осуществления передачи с уплотнением, т.е. многоканальной передачи. Таким образом, в этом случае появляется преимущество отсутствия ограничений по ширине полосы передачи.

Полупроводниковый кристалл 103 может не быть установлен непосредственно на плате 102, а может быть выполнен в виде корпусированного полупроводникового прибора, в котором этот полупроводниковый кристалл 103 установлен на промежуточной плате и залит полимерным компаундом, например, на основе эпоксидной смолы и уже в таком виде смонтирован на плате 102. В частности, эта промежуточная плата служит подложкой для установки кристалла, а полупроводниковый кристалл 103 смонтирован на этой промежуточной плате. Промежуточная плата может быть изготовлена с использованием листового элемента с относительной диэлектрической проницаемостью в фиксированном диапазоне, таком как диапазон от двух до десяти, и выполнена в виде сочетания термореактивной полимерной смолы с медной фольгой.

Полупроводниковый кристалл 103 соединен с элементами 108 связи с трактом передачи сигнала. Каждый элемент 108 связи с трактом передачи сигнала образован из антенной структуры, включающей, например, блок согласования антенны, антенную клемму, микрополосковую линию, антенну и т.д. Следует отметить, что возможно также применение технологии создания антенны непосредственно на кристалле, так что элементы 108 связи с трактом передачи сигнала в этом случае тоже включены в состав полупроводникового кристалла 103.

Функциональный блок 104 LSI выполняет основные функции управления приложениями в первом устройстве 100Y связи и включает, например, схему обработки различных сигналов для передачи противоположной стороне и схему обработки различных сигналов, принимаемых от противоположной стороны.

Блок 107 генерации сигналов или блок преобразования электрических сигналов преобразует сигнал от функционального блока 104 LSI в сигнал миллиметрового диапазона и осуществляет управление передачей сигнала миллиметрового диапазона по тракту 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона.

В частности, блок 107 генерации сигналов включает блок 110 генерации сигнала на передающей стороне и блок 120 генерации сигнала на приемной стороне. Блок 110 генерации сигнала на передающей стороне и элемент 108 связи с трактом передачи сигналов во взаимодействии один с другим образуют блок передачи, т.е. блок связи на передающей стороне. При этом блок 120 генерации сигнала на приемной стороне и элемент 108 связи с трактом передачи сигналов во взаимодействии один с другим образуют блок приема, т.е. блок связи на приемной стороне.

Блок 110 генерации сигнала на передающей стороне включает параллельно-последовательный преобразователь 114, модулятор 115, преобразователь 116 частоты и усилитель 117 для обработки входного сигнала с целью генерации сигнала миллиметрового диапазона. Следует отметить, что модулятор 115 и преобразователь 116 частоты могут быть выполнены в виде блока прямого преобразования сигнала.

Блок 120 генерации сигнала на приемной стороне включает усилитель 124, преобразователь 125 частоты, демодулятор 126 и последовательно-параллельный преобразователь 127 для обработки электрического сигнала миллиметрового диапазона, принятого посредством элемента 108 связи с трактом передачи сигналов, с целью генерации выходного сигнала. Преобразователь 125 частоты и демодулятор 126 могут быть выполнены в виде блока прямого преобразования сигнала.

Там где не применяется рассматриваемая конфигурация, параллельно-последовательный преобразователь 114 и последовательно-параллельный преобразователь 127 предусмотрены для реализации параллельного интерфейса, в котором используются несколько сигналов для параллельной передачи, но эти преобразователи не требуются в случае последовательного интерфейса.

Параллельно-последовательный преобразователь 114 преобразует параллельные сигналы в последовательный сигнал данных и направляет этот последовательный сигнал данных в модулятор 115. Этот модулятор 115 осуществляет модуляцию передаваемого сигнала и передает модулированный передаваемый сигнал преобразователю 116 частоты. В принципе, модулятор 115 может модулировать передаваемым сигналом по меньшей мере один из параметров - амплитуду, частоту или фазу либо может модулировать произвольное сочетание этих параметров.

Например, в случае аналоговой модуляции возможны амплитудная модуляция (AM) и векторная модуляция. В качестве векторной модуляции можно применить частотную модуляцию (FM) и фазовую модуляцию (PM). В случае цифровой модуляции возможно, например, применение амплитудной манипуляции (ASK), частотной манипуляции (FSK), фазовой манипуляции (PSK) и амплитудно-фазовой манипуляции, когда происходит модуляция амплитуды и фазы. Представителем такой амплитудно-фазовой манипуляции является квадратурная амплитудная модуляция (QAM).

В частности, согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения способ модуляции только амплитуды передаваемым сигналом применен в рамках обработки сигнала по технологии MIMO.

Преобразователь 116 частоты выполняет преобразование частоты передаваемого сигнала после модуляции в модуляторе 115 для генерации электрического сигнала миллиметрового диапазона и направляет этот электрический сигнал миллиметрового диапазона в усилитель 117. Указанный электрический сигнал миллиметрового диапазона представляет собой электрический сигнал с частотой по существу в диапазоне от 30 ГГц до 300 ГГц. Причина использования слов «по существу» состоит в том, что здесь можно использовать любую частоту, на которой можно получить необходимые эффекты с применением принципов связи в миллиметровом диапазоне, так что нижний предел диапазона частот не ограничен 30 ГГц, а верхний предел диапазона частот не ограничен 300 ГГц.

Хотя преобразователь 116 частоты может быть построен в соответствии со схемами самых разнообразных конфигураций, он может иметь, например, конфигурацию, включающую схему смешивания частот или, другими словами, смеситель и гетеродин. Гетеродин, генерирует несущую с целью использования для модуляции, иными словами, сигнал несущей или опорную несущую. Частотный смеситель умножает или модулирует несущую миллиметрового диапазона, генерируемую гетеродином, на или с использованием сигнала от параллельно-последовательного преобразователя 114 с целью генерации модулированного сигнала в миллиметровом диапазоне и направляет этот модулированный сигнал в усилитель 117.

Усилитель 117 осуществляет усиление электрического сигнала миллиметрового диапазона после преобразования частоты и направляет усиленный сигнал элементу 108 связи с трактом передачи сигналов. Усилитель 117 соединен с элементом 108 связи с трактом двусторонней передачи сигналов через антенную клемму (не показана).

Элемент 108 связи с трактом передачи сигналов передает сигнал миллиметрового диапазона, генерируемый в блоке 110 генерации сигнала на передающей стороне, в тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, а также принимает сигнал миллиметрового диапазона из тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона и направляет принятый сигнал миллиметрового диапазона в блок 120 генерации сигнала на приемной стороне.

Элемент 108 связи с трактом передачи сигналов конфигурирован на основе блока согласования антенны. Этот блок согласования антенны составляет пример или часть элемента 108 связи с трактом передачи сигналов или часть устройства связи сигнала. Блок согласования антенны представляет собой, в узком смысле, блок, соединяющий электронную схему полупроводникового кристалла с антенной, расположенной на кристалле или вне его, а в широком смысле - блок, передающий сигналы между полупроводниковым кристаллом и трактом 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. Например, блок согласования антенны включает по меньшей мере антенную структуру. Кроме того, при использовании временного уплотнения для передачи и приема сигналов в составе элемента 108 связи с трактом передачи сигналов имеется антенный переключатель «прием-передача» или блок совместного использования антенны.

Антенная структура представляет собой структуру в составе блока связи с трактом 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона и может быть любой структурой при единственном условии, что она связывает электрический сигнал миллиметрового диапазона с трактом 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, но не означает саму антенну. Например, антенная структура может быть конфигурирована, включая антенную клемму, микрополосковую линию и антенну. Если антенный переключатель «прием-передача» выполнен в том же самом кристалле, элемент 108 связи с трактом передачи сигналов составляют антенная клемма без антенного переключателя и микрополосковая линия.

Антенна на передающей стороне излучает на основе сигнала миллиметрового диапазона электромагнитные волны в тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. В то же время антенна на приемной стороне принимает электромагнитные волны миллиметрового диапазона из тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. Микрополосковая линия соединяет антенную клемму с антенной и передает сигнал миллиметрового диапазона на передающей стороне от антенной клеммы к антенне, а также передает сигнал на приемной стороне от антенны к антенной клемме.

Антенный переключатель «прием-передача» применяют, когда антенна используется совместно и для передачи, и для приема. Например, когда нужно передать сигнал миллиметрового диапазона в сторону второго устройства 200Y связи, которое является противоположной стороной, антенный переключатель «прием-передача» соединяет антенну с блоком 110 генерации сигнала на передающей стороне. С другой стороны, когда нужно принять сигнал миллиметрового диапазона от второго устройства 200Y связи, которое является противоположной стороной, антенный переключатель «прием-передача» соединяет антенну с блоком 120 генерации сигнала на приемной стороне. Хотя антенный переключатель «прием-передача» выполнен отдельно от полупроводникового кристалла 103 на плате 102, варианты расположения антенного переключателя этим не ограничиваются. Антенный переключатель может быть в другом варианте создан в самом полупроводниковом кристалле 103. Если антенны для передачи и приема сигналов созданы отдельно одна от другой, антенный переключатель «прием-передача» можно исключить.

Блок 120 генерации сигнала на приемной стороне соединен с элементом 108 связи с трактом передачи сигналов. Этот блок 120 генерации сигнала на приемной стороне включает усилитель 124, преобразователь 125 частоты, демодулятор 126 и последовательно-параллельный преобразователь 127, а также процессор 128 унификации для обработки электрического сигнала миллиметрового диапазона, принимаемого элементом 108 связи с трактом передачи сигналов, с целью генерации выходного сигнала. Следует отметить, что преобразователь 125 частоты и демодулятор 126 могут быть выполнены в виде блока прямого преобразования сигнала.

Усилитель 124 на приемной стороне соединен с элементом 108 связи с трактом передачи сигналов, усиливает электрический сигнал миллиметрового диапазона после приема этого сигнала антенной и направляет усиленный электрический сигнал в преобразователь 125 частоты. Этот преобразователь 125 частоты осуществляет преобразование частоты усиленного электрического сигнала миллиметрового диапазона и направляет преобразованный по частоте сигнал в демодулятор 126. Указанный демодулятор 126 осуществляет демодуляцию преобразованного по частоте сигнала для получения сигнала видеодиапазона и направляет этот сигнал видеодиапазона в последовательно-параллельный преобразователь 127.

Последовательно-параллельный преобразователь 127 выполняет преобразование принятых последовательных данных в параллельные выходные данные и передает эти параллельные выходные данные функциональному блоку 104 LSI.

Когда полупроводниковый кристалл 103 конфигурирован так, как описано выше, выполняют параллельно-последовательное преобразование входных сигналов и полученный в результате последовательный сигнал передают полупроводниковому кристаллу 203. При этом сигнал, принимаемый со стороны полупроводникового кристалла 203, подвергают последовательно-параллельному преобразованию. Следовательно, число сигналов, подлежащих преобразованию в миллиметровый диапазон и обратно, оказывается уменьшено.

Если исходный сигнал, передаваемый между первым устройством 100Y связи и вторым устройством 200Y связи, является последовательным сигналом, параллельно-последовательный преобразователь 114 и последовательно-параллельный преобразователь 127 становятся ненужными.

Одним из признаков системы 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения является тот факт, что в первом устройстве 100Y связи между демодулятором 126 и последовательно-параллельным преобразователем 127 в блоке 120 генерации сигнала на приемной стороне расположен процессор 603 для обработки сигналов по технологии MIMO, используемый совместно для всех N1 каналов. Аналогично, во втором устройстве 200Y связи между демодулятором 226 и последовательно-параллельным преобразователем 227 расположен процессор 604 для обработки сигналов по технологии MIMO, используемый совместно для всех N2 каналов. Подробнее MIMO-процессоры 603 и 604 будут здесь описаны позднее.

Хотя здесь описана базовая конфигурация, тем не менее, это всего лишь пример, так что форма исполнения блока 110 генерации сигнала на передающей стороне, блока 120 генерации сигнала на приемной стороне, блока 210 генерации сигнала на передающей стороне и блока 220 генерации сигнала на приемной стороне в полупроводниковых кристаллах 103 и 203 соответственно не ограничивается описанием, приведенным выше со ссылками на Фиг.1. Например, система может быть конфигурирована с использованием полупроводникового кристалла 103, включающего только блок 107 генерации сигналов, который содержит только один канал блока 110 генерации сигнала на передающей стороне и блока 120 генерации сигнала на приемной стороне, и полупроводникового кристалла 203, включающего только блок 207 генерации сигналов, который содержит только один канал блока 210 генерации сигнала на передающей стороне и блока 220 генерации сигнала на приемной стороне. Кроме того, для конфигурирования системы указанные блок ПО генерации сигнала на передающей стороне, блок 120 генерации сигнала на приемной стороне, блок 210 генерации сигнала на передающей стороне и блок 220 генерации сигнала на приемной стороне могут быть размещены в индивидуально разных полупроводниковых кристаллах 103 и 203. В зависимости от таких модификаций система может быть конфигурирована в соответствии с условием N1=N2=N.

Эти функциональные блоки, которые должны быть размещены в полупроводниковых кристаллах 103 и 203, вовсе не обязательно размещать попарно в первом устройстве 100Y связи и во втором устройстве 200Y связи, но возможно размещение в произвольных сочетаниях. Например, первое устройство 100Y связи может быть выполнено таким образом, что функциональные блоки для N1 каналов на передающей стороне и N2 каналов на приемной стороне размещены на одном кристалле, а сторона второго устройства 200Y связи конфигурирована таким образом, что блоки 210 генерации сигналов на передающей стороне и блоки 220 генерации сигналов на приемной стороне размещены в отличных один от другого полупроводниковых кристаллах 203.

В частности, поскольку согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения общий для всех каналов MIMO-процессор 603 введен между демодулятором 126 и последовательно-параллельным преобразователем 127 этих каналов и общий для всех каналов MIMO-процессор 604 введен между демодулятором 226 и последовательно-параллельным преобразователем 227 этих каналов, приемная система предпочтительно должна использовать кристаллы, в которых функциональные блоки для N1 каналов и для N2 каналов размещены индивидуально. Хотя не исключен вариант использования отдельного кристалла для каждого канала в приемной системе, в этом случае между кристаллами для индивидуальных каналов приемной системы и кристаллом, в котором размещены MIMO-процессоры 603 и 604 (которые могут быть размещены в одном из кристаллов этой приемной системы), должны быть проложены электрические проводники, чтобы ввести эти MIMO-процессоры 603 и 604 между демодулятором 126 и последовательно-параллельным преобразователем 127 или между демодулятором 226 и последовательно-параллельным преобразователем 227.

С другой стороны, к передающей системе подобные ограничения неприменимы, так что нет какой-либо фундаментальной проблемы, разместить ли функциональные блоки для нескольких каналов в одном кристалле или в разных индивидуальных кристаллах. Однако функциональные блоки нескольких каналов размещают предпочтительно в одном кристалле с целью использования общей или одной и той же частоты для сигналов несущих разных каналов.

Частоты несущих каналов могут быть одинаковыми или отличными одна от другой. Например, при использовании диэлектрического тракта передачи сигнала или полого волновода, поскольку миллиметровая волна ограничена внутри тракта или волновода, можно предотвратить помехи для миллиметровых волн. Таким образом, здесь не возникает проблем даже при использовании одной и той же частоты. С другой стороны, в случае тракта передачи в свободном пространстве, если пространственные тракты передачи сигналов отстоят один от другого на определенное расстояние, тоже нет проблем при использовании одной и той же частоты. Однако, если тракты передачи сигналов в свободном пространстве разделены небольшим расстоянием, следует применять разные частоты. В то же время для эффективного осуществления обработки по технологии MIMO или минимизации размеров схемы функционального блока демодулятора на приемной стороне предпочтительно использовать общую частоту несущей вне зависимости от конфигурации тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, иными словами, даже если тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона представляет собой тракт передачи сигналов в свободном пространстве.

Например, для реализации двусторонней связи можно в дополнение к пространственному уплотнению применить временное уплотнение и частотное уплотнение. Для осуществления передачи и приема данных с использованием тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона для одного канала можно применить полудуплексный способ, когда передача и прием чередуются в соответствии с принципами временного уплотнения, и полнодуплексный способ, когда передача и прием осуществляются одновременно с использованием принципов частотного уплотнения.

Однако при использовании временного уплотнения имеет место проблема невозможности одновременного выполнения передачи и приема. Кроме того, как видно на Фиг.2А-2С, при применении частотного уплотнения проблема состоит в том, что тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона должен иметь широкую полосу частот пропускания.

В отличие от этого в системе 1Y радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения, в которой применяется пространственное уплотнение, можно использовать одинаковые частоты несущих для нескольких каналов передачи сигнала, иными словами, применить одну и ту же частоту в нескольких каналах. Следовательно, это позволяет повторно использовать частоты несущих, т.е. использовать одну и ту же частоту для нескольких каналов. Даже если тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона не имеет широкой полосы частот пропускания, передачу и прием сигналов можно осуществлять одновременно. При использовании нескольких каналов передачи в одном и том же направлении в одно и то же время и в одном и том же диапазоне частот можно добиться увеличения скорости передачи данных.

Когда содержащий N каналов тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона используют для передачи N (N=N1=N2) сигналов видеодиапазона, для реализации двусторонних передачи и приема необходимо применять временное уплотнение или частотное уплотнение. Напротив, при использовании пространственного уплотнения применяют тракты 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, рассчитанные на 2N каналов, так что, с точки зрения двусторонних передачи и приема, передачу можно осуществлять с использованием трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона для разных каналов, т.е. с использованием трактов передачи сигнала, полностью независимых один от другого. Короче говоря, когда для передачи и приема применяют N сигналов связи в миллиметровом диапазоне, то даже если не использовать такие виды уплотнения, как временное уплотнение, частотное уплотнение или кодовое уплотнение, эти N разных сигналов можно передавать по индивидуальным трактам 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона для 2N каналов.

[Второе устройство связи]

Второе устройство 200Y включает функциональную конфигурацию, в основном аналогичную конфигурации первого устройства 100Y. Каждый из функциональных блоков второго устройства 200Y маркирован цифровым позиционным обозначением от двухсот и выше, причем каждый функциональный блок, аналогичный одному из функциональных блоков первого устройства 100Y связи, маркирован цифровым позиционным обозначением, в котором число десятков и число единиц совпадают с числом десятков и числом единиц в цифровом позиционном обозначении аналогичного функционального блока из состава первого устройства 100Y связи. Блок передачи образован блоком 210 генерации сигнала на передающей стороне и элементом 208 связи с трактом передачи сигналов, а блок приема образован блоком 220 генерации сигнала на приемной стороне и указанным элементом 208 связи с трактом передачи сигналов.

Функциональный блок 204 LSI выполняет основные функции управления приложениями во втором устройстве 200Y связи и включает, например, схему обработки различных сигналов для передачи противоположной стороне и схему обработки различных сигналов, принимаемых от противоположной стороны.

[Соединение и работа]

Преобразование частоты и передачу входного сигнала обычно применяют в системах вещания и радиосвязи. В таких приложениях используют сравнительно сложные передатчики, приемники и другие устройства, способные решать такие проблемы, как α) обеспечение нужной дальности связи (проблема отношения сигнал/шум (S/N), с точки зрения тепловых шумов), β) устранение нежелательного влияния отражений и многолучевого распространения и γ) подавление возмущений и интерференции и помех с другими каналами. В отличие от этого блоки 107 и 207 генерации сигналов, применяемые в рассматриваемой конфигурации, работают в миллиметровом диапазоне, который является более высокочастотным диапазоном по сравнению с частотами, применяемыми в сложных передатчиках и приемниках, широко используемых в системах вещания и радиосвязи. Таким образом, поскольку длина волны λ мала, частоты можно легко использовать повторно и вследствие этого применяют генераторы сигналов, подходящие для связи между большим числом устройств, расположенных близко одни от других.

Согласно рассматриваемой конфигурации передача сигналов осуществляется в миллиметровом диапазоне, как описано выше, что позволяет гибко работать с высокими скоростями передачи данных и большими объемами передаваемых данных в отличие от существующих сигнальных интерфейсов, использующих электрические проводные линии. Например, в миллиметровом диапазоне передают только такие сигналы, для передачи которых требуются высокие скорости или которые несут большие объемы передаваемых данных. В зависимости от конфигурации системы устройства 100Y и 200Y связи включают интерфейс на основе существующих электрических проводных линий, интерфейс с клеммой и соединителем для сигналов с низкой скоростью передачи данных или сигналов, несущих небольшие объемы информации, или для напряжений питания.

Блок 107 генерации сигналов осуществляет обработку входных сигналов, поступающих от функционального блока 104 LSI, для генерации сигнала миллиметрового диапазона. Этот блок 107 генерации сигналов соединен с элементом 108 связи с трактом передачи сигналов посредством линии передачи, такой как микрополосковая линия, полосковая линия, копланарная линия или щелевая линия, так что генерируемый сигнал миллиметрового диапазона поступает в тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона через элемент 108 связи с трактом передачи сигналов.

Этот элемент 108 связи с трактом передачи сигналов содержит антенную структуру и имеет функцию преобразования поступающего к этому элементу сигнала миллиметрового диапазона в электромагнитную волну и передачи этой электромагнитной волны. Элемент 108 связи с трактом передачи сигналов связан с трактом 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, так что электромагнитная волна, преобразованная этим элементом 108 связи с трактом передачи сигналов, поступает в один конец тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. С другим концом этого тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона связан элемент 208 связи с трактом передачи сигналов на стороне второго устройства 200Y связи. Поскольку тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона расположен между элементом 108 связи с трактом передачи сигналов на стороне первого устройства 100Y связи и элементом 208 связи с трактом передачи сигналов на стороне второго устройства 200Y связи, электромагнитная волна миллиметрового диапазона поступает в тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона и распространяется в нем.

Элемент 208 связи с трактом передачи сигналов на стороне второго устройства. 200Y связи соединен с трактом 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. Этот элемент 208 связи с трактом передачи сигналов принимает электромагнитную волну, переданную к другому концу тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, преобразует эту электромагнитную волну в сигнал миллиметрового диапазона и направляет этот сигнал миллиметрового диапазона в блок 207 генерации сигналов, представляющий собой блок генерации сигналов видеодиапазона. Блок 207 генерации сигналов обрабатывает преобразованный сигнал миллиметрового диапазона для генерации выходного сигнала, т.е. сигнала видеодиапазона, и направляет этот генерируемый им выходной сигнал функциональному блоку 204 LSI.

Хотя в предшествующем описании речь идет о передаче сигнала от первого устройства 100Y связи второму устройству 200Y связи, передача сигнала от функционального блока 204 LSI второго устройства 200Y связи первому устройству 100Y связи происходит аналогично. Таким образом, сигнал миллиметрового диапазона можно передавать в обе стороны.

По сравнению с описываемой здесь системой 1Y связи в базовой конфигурации в системе передачи сигнала, осуществляющей такую передачу сигнала по электрическим проводным линиям, имеют место следующие проблемы.

i) Хотя требуется обеспечить передачу большого объема данных и высокую скорость передачи этих данных, в электрической проводной линии имеют место ограничения скорости передачи данных и пропускной способности линии.

ii) Возможным подходом к преодолению таких ограничений представляется увеличение (с целью решения проблемы достижения высокой скорости передачи данных) числа проводных линий, чтобы реализовать параллельную передачу данных, уменьшив при этом скорость передачи в каждой отдельно взятой сигнальной линии. Однако такой подход ведет к увеличению числа входных и выходных клемм. В результате этого требуется усложнение печатной платы и схемы прокладки кабелей, увеличение физических размеров соединительного блока и электрического интерфейса и т.п. Все это усложняет форму указанных элементов, что ведет к проблемам из-за снижения надежности элемента и повышению его стоимости.

iii) Поскольку ширина полосы частот, занимаемой сигналом видеодиапазона, растет вместе со значительным увеличением объема информации кинофильмов и видеопрограмм или компьютерной графики, проблема обеспечения ЕМС (электромагнитной совместимости) становится все более значимой. Например, при использовании электрической проводной линии такая проводная линия служит антенной, а сигнал, соответствующий частоте настройки антенны, страдает от помех. Более того, отражения или резонанс, обусловленные рассогласованием сопротивления проводной линии, становятся причиной нежелательного излучения. Принятие мер для решения этой проблемы ведет к усложнению конфигурации электронного устройства.

iv) В дополнение к проблеме электромагнитной совместимости (ЕМС) при наличии отражений возникают также ошибки передачи данных, обусловленные межсимвольными помехами на приемной стороне, или ошибки передачи из-за скачков сигнала под воздействием возмущений.

В то же время система 1Y радиосвязи в базовой конфигурации использует для передачи сигнала не электрические проводные линии, а миллиметровые волны. Сигнал, который нужно передать от функционального блока 104 LSI функциональному блоку 204 LSI, преобразуют в сигнал миллиметрового диапазона, который передают по тракту 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона между элементами 108 и 208 связи с трактом передачи сигналов.

Поскольку передача сигнала миллиметрового диапазона представляет собой передачу по радио, нет необходимости специально заботиться о форме проводной линии или о положении соединителя, вследствие чего проблемы, связанные с топологическими ограничениями, возникают не слишком часто. Поскольку проводную линию и клемму для сигнала, способ передачи которого изменен на передачу сигнала в миллиметровом диапазоне, можно исключить, проблемы с электромагнитной совместимостью (ЕМС) оказываются устранены. Вообще, поскольку устройства 100Y и 200Y связи не содержат каких-либо других функциональных блоков, использующих частоты в миллиметровом диапазоне, меры защиты от электромагнитных помех и обеспечения электромагнитной совместимости (ЕМС) можно реализовать достаточно легко.

Поскольку передача сигналов между первым устройством 100Y связи и вторым устройством 200Y связи представляет собой передачу сигналов по радио в состоянии, когда эти устройства расположены очень близко одно к другому, и вследствие этого является передачей сигналов между неподвижными точками или между точками, взаимное расположение которых известно, достигаются следующие преимущества.

1) Можно достаточно легко и просто спроектировать должным образом канал или волноводную структуру для распространения сигнала между передающей стороной и приемной стороной.

2) Спроектировав диэлектрическую структуру элементов связи с трактом передачи сигналов таким образом, чтобы полностью окружить передающую сторону и приемную сторону вместе с каналом распространения сигнала между ними или, иными словами, волноводной структурой тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, можно добиться передачи сигнала хорошего качества и с высокой надежностью посредством технологии передачи сигналов в свободном пространстве.

3) Поскольку контроллер для управления передачей сигналов по радио, соответствующий функциональному блоку 104 LSI согласно рассматриваемому варианту изобретения, не должен управлять работой системы столь же динамично, адаптивно или часто, как это приходится делать в процессе обычной радиосвязи, можно уменьшить издержки, связанные с таким управлением, по сравнению с обычной радиосвязью. В результате можно ожидать миниатюризации, снижения потребляемой мощности и увеличения скорости работы системы.

4) Если в процессе производства или проектирования прокалибровать среду передачи сигналов по радио с целью оценки дисперсии и других характеристик каждого отдельного изделия, можно ожидать достижения высокого качества связи за счет учета данных о дисперсии и других характеристик при передаче сигналов.

5) Если даже в системе имеют место отражения, то, поскольку эти отражения являются фиксированными, влияние таких отражений можно легко исключить посредством небольшого корректора на приемной стороне. Настройку этого корректора можно легко осуществить путем предварительной установки параметров или статического управления.

Кроме того, поскольку применяется радиосвязь в миллиметровом диапазоне, где длина волны мала, можно ожидать достижения следующих преимуществ.

a) Поскольку при связи в миллиметровом диапазоне обеспечивается широкая полоса частот канала связи, имеется возможность достаточно просто реализовать высокую скорость передачи данных.

b) Частоту, используемую для передачи, можно отнести далеко от частоты обработки сигнала в видеодиапазоне, что делает менее вероятным возникновение помех между сигналом миллиметрового диапазона и сигналом видеодиапазона.

c) Поскольку длины волн сигналов миллиметрового диапазона малы, размеры антенны и волноводной структуры, зависящие от длины волны, можно сделать небольшими. Кроме того, поскольку сигнал сильно затухает по мере увеличения расстояния, а дифракция мала, можно легко осуществить электромагнитное экранирование.

d) Распространение миллиметровых волн можно легко заблокировать и предотвратить утечку излучения наружу, особенно при передаче сигнала между неподвижными точками или между точками, взаимное расположение которых известно.

Хотя в описании рассматриваемого варианта настоящего изобретения в качестве примера системы радиосвязи представлена система, осуществляющая связь в миллиметровом диапазоне, ее сфера применения не ограничивается системами, использующими миллиметровый диапазон для связи. В качестве альтернативы здесь можно применить связь в диапазоне частот ниже миллиметрового диапазона или, напротив, выше миллиметрового диапазона. Например, можно использовать диапазон сверхвысоких частот (СВЧ). Однако при применении обработки согласно технологии MIMO, которая представляет собой процесс вычисления обратной матрицы, для передачи сигнала внутри корпуса или для передачи сигнала между разными устройствами считается наиболее эффективным использовать миллиметровый диапазон, длина волны сигнала в котором не слишком велика и не слишком мала по сравнению с размерами различных компонентов системы.

<Способ применения пространственного уплотнения>

Фиг.3A-3С иллюстрируют подходящие условия, т.е. условия применения «пространственного уплотнения», используемого в рассматриваемом варианте настоящего изобретения. Фиг.4А-4F показывают обобщенную структуру тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона для применения «пространственного уплотнения».

[Подходящие условия пространственного уплотнения]

Фиг.3A-3С, в частности, иллюстрируют способ установления подходящих условий для применения пространственного уплотнения. Например, потери L при распространении сигнала в свободном пространстве можно, как показано на Фиг.3A, представить формулой "L[dB]=10log₁₀((4πd/λ)²)…(A)", где d - расстояние и λ - длина волны.

На Фиг.3A-3С показаны два вида пространственного уплотнения. На этих Фиг.3A-3С передатчик обозначен "ТХ", а приемник обозначен "RX." Позиционное обозначение "_100" представляет сторону первого устройства 100Y связи, а позиционное обозначение "_200" представляет сторону второго устройства 200Y связи. Как показано на Фиг.3B, первое устройство 100Y связи включает два канала передатчиков ТХ_100_1 и TX_100_2, а второе устройство 200Y связи включает два канала приемников RX_200_1 и RX_200_2. В частности, передача сигналов со стороны первого устройства 100Y связи в сторону второго устройства 200Y связи осуществляется между передатчиком ТХ_100_1 и приемником RX_200_1, а также между передатчиком TX_100_2 и приемником RX_200_2. Другими словами, передача сигналов со стороны первого устройства 100Y связи в сторону второго устройства 200Y связи осуществляется по двум каналам.

В то же время согласно Фиг.3C первое устройство 100Y связи включает передатчик ТХ_100 и приемник RX_100, а второе устройство 200Y связи включает передатчик ТХ_200 и приемник RX_200. В частности, передача сигналов со стороны первого устройства 100Y связи в сторону второго устройства 200Y связи осуществляется между передатчиком TX_100 и приемником RX_200, а передача сигналов со стороны второго устройства 200Y связи в сторону первого устройства 100Y связи осуществляется между передатчиком TX_200 и приемником RX_100. Для передачи и приема используют разные каналы, а передачу (TX) и прием (RX) данных от и к обоим устройствам можно осуществлять в полностью дуплексном режиме.

Соотношение между межантенным расстоянием d₁ и расстоянием d₂ между пространственными каналами и, в частности, расстоянием между трактами 9B передачи сигналов в свободном пространстве, необходимым для получения нужной величины параметра DU [дБ], т.е. нужной величины отношения между искомой волной и нежелательной волной при использовании ненаправленной антенны, на основе выражения (A), получают посредством формулы "d₂/d₁=10^DU/20…(B)."

Например, если параметр DU=20 дБ, тогда d₂/d₁=10, и расстояние d₂ между пространственными каналами должно быть в десять раз больше межантенного расстояния d₁. Поскольку обычно антенна обладает некоторой направленностью, даже в случае трактов 9B передачи сигналов в свободном пространстве расстояние d₂ между пространственными каналами можно установить меньше.

Например, если расстояние до антенны противоположной стороны линии связи мало, можно снизить мощность передачи антенн. Если мощность передач достаточно мала, а пару антенн можно расположить в точках, достаточно удаленных одна от другой, уровень помех между спаренными антеннами можно сделать достаточно низким. В частности, при связи в миллиметровом диапазоне, поскольку миллиметровые волны имеют небольшую длину волны, затухание, обусловленное расстоянием, велико, а дифракция мала, можно легко реализовать пространственное уплотнение. Например, даже в случае трактов 9B передачи сигналов в свободном пространстве расстояние d₂ между пространственными каналами, т.е. расстояние в пространстве между этими трактами 9B передачи сигналов в свободном пространстве, можно установить меньше десятикратного межантенного расстояния d₁.

В случае выполненного из диэлектрика тракта передачи сигналов или полого волновода, имеющего структуру, ограничивающую миллиметровые волны, поскольку миллиметровые волны можно передавать внутри ограничивающей структуры, расстояние d₂ между пространственными каналами, т.е. расстояние в пространстве между трактами передачи сигналов в свободном пространстве, можно установить меньше десятикратного межантенного расстояния d₁. В частности, это расстояние между каналами можно еще больше уменьшить по сравнению со случаем трактов 9B передачи сигналов в свободном пространстве.

[Примеры структуры тракта передачи сигналов миллиметрового диапазона для пространственного уплотнения]

На Фиг.4A-4F показаны несколько примеров структуры тракта передачи сигналов миллиметрового диапазона для пространственного уплотнения. Если нужно увеличить число каналов передачи сигналов, то без применения пространственного уплотнения реальным представляется вариант - применить, например, частотное уплотнение для использования разных частот несущих в разных каналах. Однако, если применить пространственное уплотнение, то даже при использовании одной и той же частоты несущей можно осуществить одновременную передачу сигналов без влияния помех.

В частности, «пространственное уплотнение» можно осуществить в любой конфигурации, если только несколько каналов независимых трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона создать в трехмерном пространстве, через которое можно передавать сигнал или электромагнитную волну миллиметрового диапазона. Следовательно, возможная конфигурация не ограничивается конкретной конфигурацией, в которой несколько каналов трактов 9B передачи сигналов в свободном пространстве распределены в свободном пространстве на таком расстоянии один от другого, на котором интерференция и другие взаимные помехи между ними не возникают (см. Фиг.4А).

Например, как показано на Фиг.4B, где в свободном пространстве созданы несколько каналов трактов 9B передачи сигналов в свободном пространстве, между соседними каналами может быть помещена структура, мешающая распространению радиоволн, т.е. тело MX, блокирующее миллиметровые волны, с целью подавления помех между каналами передачи сигнала. Это тело MX, блокирующее миллиметровые волны, может быть или не быть электрическим проводником.

Каждый из нескольких каналов трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона может быть конфигурирован в виде тракта 9B передачи сигналов в свободном пространстве, так что сигнал распространяется, например, в пространстве внутри корпуса. Однако наличие свободного пространства вовсе не обязательно, вместо него можно использовать структуру, ограничивающую миллиметровые волны. Такая структура, ограничивающая миллиметровые волны, предпочтительно выполнена в виде волноводной трубки, линии передачи, диэлектрической линии или внутри диэлектрического элемента, так что эта структура способна эффективно передавать электромагнитные волны миллиметрового диапазона.

Например, можно применить такой диэлектрический тракт 9А передачи сигналов, как показан на Фиг.4С, выполненный из диэлектрического материала с относительной диэлектрической проницаемостью в фиксированном диапазоне и тангенсом угла диэлектрических потерь в фиксированном диапазоне. Если, например, диэлектрический материал заполняет все пространство внутри корпуса, тогда в этом корпусе нет трактов распространения сигнала в свободном пространстве, а между элементом 108 связи с трактом передачи сигналов и элементом 208 связи с трактом передачи сигналов расположены диэлектрические тракты 9А передачи сигналов. Или же диэлектрический тракт 9А передачи сигналов может быть создан путем соединения антенны элемента 108 связи с трактом передачи сигналов с антенной элемента 208 связи с трактом передачи сигналов посредством диэлектрической линии, представляющей собой линейный элемент определенного диаметра из диэлектрического материала.

Указанный «фиксированный диапазон» может представлять собой любой диапазон относительной диэлектрической проницаемости или тангенса угла диэлектрических потерь, в котором может быть достигнут эффект рассматриваемой конфигурации, так что величина относительной диэлектрической проницаемости или тангенса угла диэлектрических потерь может лежать в этом диапазоне. Короче говоря, указанный диэлектрический материал может быть любым материалом, который может передавать миллиметровые волны и в котором может быть достигнут эффект рассматриваемой конфигурации. Поскольку эффект рассматриваемой конфигурации основан не только на свойствах самого диэлектрического материала, но и связан с длиной тракта передачи сигнала или частотой сигнала миллиметрового диапазона, относительную диэлектрическую проницаемость или тангенс угла диэлектрических потерь материала невозможно определить однозначно и окончательно. Однако в качестве примера эти параметры можно выбрать следующим образом.

Для того чтобы сигнал миллиметрового диапазона можно было передавать с высокой скоростью в диэлектрическом тракте 9А передачи сигналов, относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрического материала предпочтительно должна составлять приблизительно от 2 до 10 и еще предпочтительнее - от 3 до 6, а тангенс угла диэлектрических потерь этого диэлектрического материала должен быть предпочтительно от 0,00001 до 0,01 и более предпочтительно - от 0,00001 до 0,001. В качестве диэлектрического материала, удовлетворяющего указанным выше условиям, можно применить материалы на основе акриловой полимерной смолы, на основе уретановой полимерной смолы, на основе эпоксидной полимерной смолы, на силиконовой основе, на полиимидной основе или на цианоакрилатной основе. Если не указано иное, приведенные выше диапазоны относительной диэлектрической проницаемости и тангенса угла диэлектрических потерь применимы в рассматриваемой конфигурации аналогичным образом.

Если диэлектрический тракт 9А передачи сигналов конфигурирован внутри структуры, ограничивающей миллиметровые волны, на наружной периферии этого диэлектрического тракта 9А передачи сигналов может быть, как показано на Фиг.4D, создан элемент для экранирования диэлектрика, выполненный из металлического элемента или аналогичной структуры, т.е. тело MY, блокирующее миллиметровые волны, с целью подавления излучения миллиметровых волн наружу. Это тело MY, блокирующее миллиметровые волны, предпочтительно находится под фиксированным потенциалом, таким как, например, потенциал заземления, на плате. Когда тело MY, блокирующее миллиметровые волны, выполнено из электропроводного материала, экранирование можно обеспечить с более высокой степенью определенности, чем в ситуации, когда это тело MY, блокирующее миллиметровые волны, выполнено не из электропроводного материала.

В качестве другого примера структуры, ограничивающей миллиметровые волны, может быть использован полый волновод 9L, окруженный по наружной периферии экранирующим элементом и имеющий полую структуру. Например, как показано на Фиг.4Е, полый волновод 9L может быть окружен по наружной периферии электрическим проводником MZ, представляющим собой пример экранирующего элемента и являющимся полым. Этот окружающий электрический проводник MZ может быть выполнен на любой из двух плат, расположенных одна напротив другой. Потери L распространения сигнала между окружающим электрическим проводником MZ и одной из плат, а более конкретно ширину зазора между концом электрического проводника MZ и противоположной платой устанавливают достаточно малой по сравнению с длиной волны в миллиметровом диапазоне. Когда окружающий экранирующий элемент выполнен в виде электрического проводника MZ, экранирование можно обеспечить с более высокой степенью уверенности, чем в ситуации, когда этот экранирующий элемент выполнен не из электропроводного материала.

Если сравнить Фиг.4B и 4Е, тогда полый волновод 9L имеет структуру, аналогичную тракту 9B передачи сигналов в свободном пространстве, где в этом тракте 9B передачи сигналов в свободном пространстве располагается тело MX, блокирующее миллиметровые волны, но отличается от такого тракта 9В передачи сигналов в свободном пространстве в том, что электрический проводник MZ, представляющий собой пример элемента, экранирующего миллиметровые волны, окружает антенну. Поскольку электрический проводник MZ является полым внутри, здесь нет необходимости использовать диэлектрический материал, так что тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона может быть конфигурирован достаточно просто и легко при низкой стоимости. На электрическом проводнике MZ предпочтительно поддерживают фиксированный потенциал, такой, например, как потенциал заземления на плате.

Возможная конфигурация полого волновода 9L не ограничивается вариантом, когда электрический проводник MZ образует оболочку на плате, напротив, полый волновод 9L может быть конфигурирован в виде отверстия, сквозного или несквозного, в довольно толстой плате, так что поверхности стенок отверстия используются в качестве оболочки, как показано на Фиг.4F. Это отверстие может иметь произвольную форму сечения, такую как круглая форма, треугольная форма или четырехугольная форма. В этом случае плата служит экранирующим элементом. Отверстие может быть выполнено в одной или в обеих платах из пары плат, расположенных одна напротив другой. Боковая стенка отверстия может быть покрыта диэлектрическим элементом или не иметь такого покрытия. В случае сквозного отверстия антенна должна быть расположена на обратной стороне полупроводникового кристалла или прикреплена к этой стороне. Если отверстие не является сквозным, а имеет дно или представляет собой глухое отверстие, антенну следует установить на дне отверстия.

Поскольку диэлектрический тракт 9А передачи сигналов и полый волновод 9L ограничивают миллиметровые волны посредством своей оболочки, здесь можно добиться таких преимуществ, как возможность эффективной передачи миллиметровых волн со сравнительно небольшими потерями, подавление излучения миллиметровых волн наружу и относительная легкость обеспечения электромагнитной совместимости (ЕМС).

Еще в одном примере структуры, ограничивающей миллиметровые волны, трехмерное пространство, способное передавать сигнал миллиметрового диапазона, представляющий собой электромагнитный сигнал, выполнено из диэлектрического материала, являющегося объектом, и на этом диэлектрическом материале созданы несколько каналов независимых трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона и, в частности, диэлектрических трактов 9А передачи сигналов (что аналогично применимо в этом абзаце). Например, реальным представляется вариант выполнения печатной платы, на которой смонтированы компоненты электронной схемы, из диэлектрического материала и использования этой печатной платы в качестве диэлектрического тракта 9А передачи сигналов. В этом случае представляется возможным создать несколько независимых диэлектрических трактов 9А передачи сигналов в плате.

При использовании пространственного уплотнения может оказаться реальным вариант использования конфигурации системы, включающей различные виды трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, объединенных таким образом, что один из этих трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона выполнен в виде тракта 9В передачи сигналов в свободном пространстве, а другой из трактов 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона имеет структуру, ограничивающую миллиметровые волны, подобно диэлектрическому тракту 9А передачи сигналов или полому волноводу 9L.

<Модуляция и демодуляция>

На Фиг.5А и 5B показан пример конфигурации функционального блока модулятора и функционального блока демодулятора в канале обработки сигнала связи.

[Функциональный блок модулятора]

На Фиг.5А показана конфигурация функционального блока 8300 модулятора на передающей стороне. Передаваемый сигнал, например сигнал изображения из 12 бит, преобразуют в параллельно-последовательном преобразователе 114 в строку высокоскоростных последовательных данных и направляют в функциональный блок 8300 модулятора.

Функциональный блок 8300 модулятора может иметь схему различной конфигурации в соответствии с применяемым способом модуляции. Однако, если, например, выбран способ модуляции только амплитуды, функциональный блок 8300Х должен включать частотный смеситель 8302 и гетеродин 8304 на передающей стороне.

Гетеродин 8304 на передающей стороне, который служит генератором первого сигнала несущей, генерирует сигнал несущей для использования при модуляции, иными словами, сигнал модуляционной несущей. Частотный смеситель 8302, который служит первым преобразователем частоты, умножает или модулирует несущую миллиметрового диапазона, генерируемую гетеродином 8304 на передающей стороне, на или посредством сигнала от параллельно-последовательного преобразователя 8114, соответствующего указанному параллельно-последовательному преобразователю 114, для генерации модулированного сигнала. Этот модулированный сигнал направляют в усилитель 8117, соответствующий усилителю 117. Модулированный сигнал усиливают в этом усилителе 8117 и излучают через антенну 8136.

[Функциональный блок демодулятора]

На Фиг.5B и 5С показана конфигурация функционального блока 8400Х демодулятора на приемной стороне. Хотя функциональный блок 8400 демодулятора может иметь различную конфигурацию схемы в пределах, соответствующих способу модуляции, используемому на передающей стороне, здесь предполагается, что функциональный блок 8400 демодулятора применяет способ, используемый, когда модулирована только амплитуда сигнала, чтобы соответствовать описанию функционального блока 8300 модулятора, приведенному выше.

Как показано на Фиг.5B, функциональный блок 8400 демодулятора в первом примере включает частотный смеситель 8402 или смеситель с двумя входами в качестве примера амплитудного детектора 8403 и использует квадратичный детектор, выходной сигнал которого увеличивается пропорционально квадрату амплитуды огибающей принимаемого сигнала миллиметрового диапазона.

В каскаде, следующем за частотным смесителем 8402, расположены фильтрующий процессор 8410, блок 8420 восстановления тактового сигнала, представляющий собой блок восстановления тактового сигнала и данных (CDR), и последовательно-параллельный преобразователь (S-P) 8127, соответствующий последовательно-параллельному преобразователю 127. Фильтрующий процессор 8410 включает, например, фильтр нижних частот (ФНЧ (LPF)).

Принятый антенной 8236 сигнал миллиметрового диапазона направляют в усилитель 8224 с переменным коэффициентом усиления, соответствующий усилителю 224 и позволяющий регулировать амплитуду принятого сигнала миллиметрового диапазона. Выходной сигнал усилителя 8224 направляют в функциональный блок 8400 демодулятора. В частности, принятый сигнал с отрегулированной амплитудой от усилителя 8224 подают одновременно на два входа частотного смесителя 8402, в результате чего происходит генерация сигнала, равного квадрату входного сигнала. Этот сигнал квадрата направляют в фильтрующий процессор 8410. Фильтр нижних частот из состава фильтрующего процессора 8410 устраняет высокочастотные составляющие сигнала квадрата, генерируемого частотным смесителем 8402, для получения формы входного сигнала, переданного с передающей стороны, т.е. сигнала видеодиапазона. Этот сигнал видеодиапазона направляют в блок 8420 восстановления тактового сигнала.

Фильтрующий процессор 8410 (CDR) восстанавливает тактовый сигнал дискретизации на основе сигнала видеодиапазона и выполняет отсчеты сигнала видеодиапазона на основе восстановленного тактового сигнала дискретизации для генерации строки принятых данных. Эту полученную строку принятых данных направляют в последовательно-параллельный преобразователь 8227 (S-P), который восстанавливает параллельные сигналы, например 12-битовый сигнал изображения. Хотя известны различные способы восстановления тактового сигнала, например, применяется способ синхронизации символов.

Следует отметить, что возможен вариант конфигурирования амплитудного детектора 8403, как это показано во втором примере на Фиг.5С, в виде простого детектора огибающей, не имеющего квадратичной характеристики, вместо квадратичного детектора. Преимуществом детектора огибающей является тот факт, что в нем отсутствуют проблемы, обусловленные вторичными искажениями характеристик ввода-вывода, хотя такие вторичные искажения имеют место в квадратичном детекторе.

<Соотношение между многоканальной передачей и пространственным уплотнением>

Фиг.6А-6D иллюстрируют базовый механизм снижения степени жесткости требований к защите от помех в сравнении между многоканальной передачей и пространственным уплотнением.

В качестве одного из способов реализации многоканальной передачи представляется возможным вариант применения пространственного уплотнения, как описано выше со ссылками на Фиг.1-4F. Однако также возможен вариант использования разных частот несущих между парами из передатчика и приемника, образующих линию связи. Иными словами, многоканальную передачу можно реализовать посредством частотного уплотнения. Использование разных частот позволяет в том числе достаточно легко реализовать полнодуплексную двустороннюю связь, а также дает возможность реализовать ситуацию, когда несколько полупроводниковых кристаллов (таких, как комплект из блока 110 генерации сигнала на передающей стороне и блока 220 генерации сигнала на приемной стороне и комплект из блока 210 генерации сигнала на передающей стороне и блока 120 генерации сигнала на приемной стороне) независимо поддерживают связь один с другим внутри корпуса электронного устройства.

[Проблемы]

Однако в случае реализации многоканальной конфигурации таким способом на основе частотного уплотнения возникает, как это можно понять из описания технологии частотного уплотнения, приведенного выше со ссылками на Фиг.2А-2Е, необходимость обеспечить значительно более широкую полосу частот пропускания для всего тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона. Это создает проблемы при использовании трактов передачи сигналов с ограниченной полосой пропускания, как это имеет место для диэлектрического тракта 9А передачи сигналов, хотя тракт 9B передачи сигналов в свободном пространстве может удовлетворять этому требованию.

В то же время для радиосвязи внутри устройства или между различными устройствами можно легко применить пространственное уплотнение, а поскольку здесь для разных каналов можно использовать одну и ту же частоту несущей, появляется преимущество за счет устранения ограничений по полосе передачи. Однако в случае пространственного уплотнения необходимо принимать меры защиты от помех, такие как описаны выше со ссылками на Фиг.4А-4F. Например, при использовании таких трактов 9В передачи сигналов в свободном пространстве, как описано выше со ссылками на Фиг.4А, важно обеспечить достаточное расстояние между передающими (приемными) антеннами. Однако это означает, что имеют место ограничения на расстояние между каналами, и создает проблему, когда нужно разместить большое число пар антенн (каналов передачи сигналов) в ограниченном пространстве.

В качестве другого средства защиты от помех представляется реальным применить структуру, предотвращающую распространение радиоволн между передающими (приемными) антеннами, как показано, например, на Фиг.B. Также представляется возможным применить такую ограничивающую структуру, как диэлектрический тракт 9А передачи сигналов или полый волновод 9L, как описано выше со ссылками на Фиг.4С-4F, для уменьшения расстояния между каналами. Однако с этими способами связано затруднение, обусловленное более высокой стоимостью по сравнению с трактом 9B передачи сигналов в свободном пространстве.

[Основные принципы решения проблем]

Таким образом, система 1 радиосвязи согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения предлагается в качестве системы, способной снизить, сделать более умеренной степень жесткости требований к защите от помех, даже если тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона выполнен в виде тракта 9B передачи сигналов в свободном пространстве для реализации пространственного уплотнения. «Снизить степень жесткости требований к защите от помех» означает, что становится возможным уменьшить расстояние между каналами без применения тела MX, блокирующего миллиметровые волны, или что можно ослабить меры защиты от помех.

Основной принцип заключается в том, чтобы сделать возможным уменьшение расстояния между каналами путем применения MIMO-процессоров 603 и 604 на приемной стороне с целью защититься от помех за счет использования свойств обработки сигналов в видеодиапазоне.

Такие MIMO-процессоры 603 и 604 являются примером блоков коррекции характеристики передачи, которые вычисляют коррекцию на основе характеристики передачи тракта 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона (пространство передачи сигналов) между антенной 136 и антенной 236 (приемные антенны) для каждого из нескольких передаваемых сигналов, соответствующих нескольким антеннам 136 (передающие антенны). Характеристика передачи представлена канальной матрицей, а для вычисления коррекции вычисляют обратную матрицу для передаваемых сигналов каналов.

Значимость вычисления коррекции (вычисления обратной матрицы) состоит в том, чтобы сделать возможным получение передаваемого сигнала, из которого исключено влияние характеристики передачи, в качестве обработанного сигнала путем коррекции характеристики передачи демодулированного сигнала. Когда во всех каналах применен один и тот же способ модуляции, демодулированные составляющие, соответствующие нежелательным волнам, принимаемым антеннами 236, оказываются подавлены полностью. Если же в разных каналах применены разные способы модуляции, хотя и не удается полностью подавить составляющие нежелательных волн, влияния этих составляющих нежелательных волн можно избежать путем соответствующей обработки в процессе демодуляции.

Процесс обработки сигналов в соответствии с технологией MIMO, применяемый в MIMO-процессорах согласно рассматриваемому варианту, отличается тем, что этот процесс предназначен только для обработки прямых волн между каждыми передающей и приемной антеннами. Этим рассматриваемый процесс значительно отличается от обычной обработки сигналов в соответствии с технологией MIMO для радиосвязи, которую можно осуществлять между разными устройствами или внутри корпуса, тем что обычный процесс технологии MIMO становится процессом обработки нескольких принимаемых сигналов. Это обусловлено тем, поскольку в условиях многолучевого распространения переданная радиоволна от передающей стороны испытывает отражение или дифракцию на деталях, стенках и т.п. внутри корпуса, вследствие чего одна и та же радиоволна приходит в точку приема по нескольким различным маршрутам, одна приемная антенна работает с несколькими принимаемыми сигналами, включая также отраженные волны, прошедшие по разным маршрутам, отличным от маршрута, по которому приходит прямая волна, излучаемая той же самой передающей антенной.

По этой причине при использовании миллиметровых волн (или волн СВЧ-диапазона) с относительно короткой длиной волны для радиосвязи внутри устройства или между разными устройствами можно по существу исключить преграды распространению радиоволн в пространстве, где создан тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона, в котором применяется пространственное уплотнение, вследствие чего в этом случае нет большой необходимости учитывать влияние отраженных волн.

Если в среде с многолучевым распространением на приемной стороне принимают радиоволны, прошедшие по нескольким путям, то поскольку эти пути имеют разную длину, время, необходимое радиоволне от передающей стороны для прихода на приемную сторону, отличается для разных путей. Вследствие этого на приемной стороне принимают несколько радиоволн, смещенных одна относительно другой по фазе. В результате форма принимаемого сигнала искажается, что ведет к вероятности того, что сигнал может оказаться непринятым. Для противодействия этому эффекту представляется возможным применить технологию MIMO. В этом случае подход к канальной матрице также приводят в соответствие с требованиями защиты от эффектов многолучевого распространения.

Однако обработка сигналов согласно технологии MIMO в рамках рассматриваемого варианта отличается от только что описанной обработки по технологии MIMO для защиты от влияния многолучевого распространения, и также подход к определению канальной матрицы отличается от случая защиты от эффектов многолучевого распространения.

Однако, хотя достаточно легко вычислить обратную матрицу для канальной матрицы в среде, где с избытком присутствуют отраженные волны, существует вероятность, что может быть довольно трудно получить обратную матрицу для канальной матрицы в реальной среде, где существуют только прямые волны и нет отраженных волн. В рассматриваемом варианте на расположение антенн накладывают ограничения, чтобы не допустить затруднений при вычислении обратной матрицы для канальной матрицы.

Поэтому, хотя подробности будут описаны позднее, при выборе расположения антенн (расстояния между антеннами на передающей стороне и на приемной стороне) устанавливают заданную величину этого расстояния между антеннами таким образом, чтобы можно было уменьшить число умножителей (компонентов усилителей) и сумматоров, необходимых для обработки сигналов согласно технологии MIMO, и адаптируют процесс обработки по технологии MIMO в соответствии с этими установками. Иными словами, расположение антенн выбирают таким образом, чтобы уменьшить число процессов обработки по технологии MIMO, и выполняют обработку по технологии MIMO на приемной стороне только для прямых волн в соответствии с расположением антенн.

Описанные выше соотношения влияют на то, требуется ли применять квадратурное детектирование или синхронное детектирование в функциональном блоке 8400 демодулятора. Если необходимости в квадратурном детектировании или синхронном детектировании нет, можно использовать детектирование огибающей или квадратичное детектирование. Хотя подробнее это будет описано в дальнейшем, рассматриваемый вариант использует конфигурацию с детектированием огибающей или квадратичным детектированием, для чего устанавливается расстояние между антеннами 136 на передающей стороне и антеннами 236 на приемной стороне таким образом, чтобы можно было исключить необходимость в применении такого квадратурного детектирования или синхронного детектирования.

Как бы то ни было, благодаря применению обработки по технологии MIMO на приемной стороне потребность в мерах защиты от помех при использовании тракта 9B передачи сигнала в свободном пространстве оказывается уменьшена. Кроме того, в результате использования одной и той же частоты несущей в разных каналах становится возможным выполнять обработку по технологии MIMO на приемной стороне в видеодиапазоне, а в результате наложения ограничений на расположение антенн объем обработки по технологии MIMO (объем вычислений обратной матрицы) также уменьшается.

Хотя в описываемых далее вариантах используется общая частота несущей для всех каналов, это не очень существенно, но по меньшей мере необходима взаимная синхронизации частот несущих всех каналов. Базовый подход к реализации пространственного уплотнения обычно состоит в том, чтобы сделать частоты несущих в разных каналах общими (или одинаковыми) для всех каналов. Поскольку при использовании общей частоты для сигналов несущих на передающей стороне влияние частоты несущей оказывается со всей определенностью одинаковым в каждом канале, можно с той же определенностью эффективно производить обработку сигналов по технологии MIMO в видеодиапазоне. В случае различных частот несущих в разных каналах приходится на приемной стороне использовать демодулятор или частотно-избирательный фильтр, соответствующий каждой частоте несущей для каждого канала, что приводит к увеличению размеров системы. С этой точки зрения, использование общей частоты несущей для всех каналов дает значительные преимущества.

Обработка сигналов по технологии MIMO обычно требует выполнения операции с комплексными числами (или соответствующей обработки) и ведет к увеличению размеров схемы. Напротив, путем наложения ограничений на расположение антенн, учитывая тот факт, что в качестве предмета обработки определены только прямые волны, и осуществляя обработку сигналов в соответствии с расположением антенн, можно уменьшить объем вычислений по технологии MIMO (объем вычислений обратной матрицы).

В первом примере, показанном на Фиг.6A, приемная сторона имеет однокристальную конфигурацию для N каналов, тогда как передающая сторона имеет конфигурацию, в которой свой полупроводниковый кристалл 103 с выполненным в нем функциональным блоком 8300 (MOD) используется для каждого канала. Таким образом, этот первый пример, показанный на Фиг.6A, имеет конфигурацию N:1. Однако это не является существенным требованием, если обработка по технологии MIMO осуществляется на приемной стороне.

Например, второй пример, показанный на Фиг.6B, имеет конфигурацию 1:1, где приемная сторона имеет однокристальную конфигурацию и передающая сторона также имеет однокристальную конфигурацию. В конфигурации второго примера, поскольку передающая сторона имеет однокристальную конфигурацию, уже несущественно, чтобы функциональный блок 8300 модулятора в составе блока 110 генерации сигнала на передающей стороне включал свой гетеродин 8304 на передающей стороне для каждого канала. В частности, достаточно иметь гетеродин 8304 на передающей стороне только для одного канала, а в остальных каналах следует использовать сам сигнал несущей, генерируемый этим гетеродином 8304 на передающей стороне, для преобразования частоты (модуляции).

Третий пример, показанный на Фиг.6С, имеет конфигурацию 1:N, где передающая сторона имеет однокристальную конфигурацию, а приемная сторона использует свой кристалл для каждого из каналов. Четвертый пример, показанный на Фиг.6D, имеет конфигурацию N:N, где передающая сторона использует свой кристалл для каждого из каналов, и приемная сторона использует свой кристалл для каждого из каналов. В третьем или четвертом примере MIMO-процессор 604, совместно используемый всеми каналами, установлен между функциональными блоками 8400 (DEMOD) демодуляторов индивидуальных каналов и последовательно-параллельным преобразователем 8227.

Далее система 1 радиосвязи согласно рассматриваемому варианту, выполняющая обработку сигналов по технологии MIMO описана с особым вниманием к этой обработке по технологии MIMO. Следует отметить, что, если специально не указано иное, будет для простоты рассмотрена односторонняя связь с передачей сигнала от первого устройства связи 100 второму устройству связи 200. Далее предполагается, что система передачи имеет конфигурацию совокупности кристаллов интегральных схем в качестве оптимальной конструкции, где первые устройства 100 связи для M каналов, каждое из которых содержит функциональный блок 8300 модулятора, выполнены в одном полупроводниковом кристалле 103. Система приема также имеет конфигурацию совокупности кристаллов интегральных схем в качестве оптимальной конструкции, где все блоки 220 генерации сигнала на приемной стороне для M каналов, каждый из которых содержит функциональный блок 8400 демодулятора, выполнены в одном полупроводниковом кристалле 203. Короче говоря, связь осуществляется в направлении от первого устройства 100 связи, имеющего в составе один полупроводниковый кристалл 103, содержащий блоки 110 генерации сигналов на передающей стороне для M каналов, ко второму устройству 200 связи, имеющему в составе полупроводниковый кристалл 203, содержащий блоки 220 генерации сигналов на приемной стороне для M каналов.

<Общее описание процесса обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне>

Фиг.7A-17B иллюстрируют общее описание процесса обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне. В частности, Фиг.7А и 7B иллюстрируют вычисления при применении технологии MIMO на приемной стороне. Фиг.8 иллюстрирует основы способа вычислений при применении технологии MIMO на приемной стороне. Фиг.9А и 9B иллюстрирует основы применения технологии MIMO на приемной стороне в системе с двумя каналами. Фиг.10А-10C иллюстрируют соотношение между разностью путей и канальной матрицей в системе с двумя каналами. Фиг.11А-11D иллюстрируют справочный пример (именуемый первым примером) ограничивающих условий для размещения антенн в системе с двумя каналами. Фиг.12А-12D иллюстрируют ограничивающие условия для размещения антенн в системе с двумя каналами в рассматриваемом варианте настоящего изобретения (именуется вторым примером). Фиг.13 иллюстрирует способ подстройки или коррекции разности путей, когда антенна имеет фазовую характеристику, зависящую от направленности. Фиг.14 и 15 иллюстрируют способ применения технологии MIMO в случае использования трех или более пар антенн. Фиг.16А и 16B иллюстрируют способ применения технологии MIMO в случае расположения передающих и приемных антенн в виде трехмерной системы. Фиг.17А и 17B иллюстрируют базовую конфигурацию, где применение технологии MIMO на приемной стороне осуществляется посредством цифровой обработки.

[Вычисления при применении технологии MIMO]

Фиг.7А и 7B иллюстрируют подход к способу вычислений при использовании технологии MIMO применительно к рассматриваемому варианту. На этих Фиг.7А и 7B для использования M каналов передачи в формате пространственного уплотнения применены M антенн 136 и 236. Каждая антенна 136 на передающей стороне излучает сигнал миллиметрового диапазона к антеннам 236 на приемной стороне, расположенным напротив антенн 136.

На Фиг.7А и 7B сплошная линия обозначает искомую волну, передаваемую от антенны 136_1 прямо к 236_1, расположенной напротив антенны 136_1. При этом штриховая линия обозначает нежелательную волну или волну помехи, передаваемую от антенны 136_1 другой антенне 236_2, расположенной не напротив антенны 136_1. Обе волны - искомая волна и нежелательная волна являются прямыми волнами, передаваемыми от антенны 136_1 прямо к антеннам 236_1 и 236_2 соответственно.

Здесь канальная матрица H, применяемая при вычислениях по технологии MIMO, представлена выражением (1-1) ниже. В этой канальной матрице H из M строк и M столбцов из всей совокупности элементов hi, j матрицы каждый элемент с одинаковыми индексами i=j относится к искомой волне, а каждый элемент с неодинаковыми индексами i≠j относится к нежелательной волне. Кроме того, принимаемый сигнал r в этот момент времени представлен выражением (1-2). В этом выражении (1-2) "s" обозначает передаваемый сигнал, a "v" обозначает шумы.

Как видно на Фиг.7B, в процессе обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне в MIMO-процессоре 604 матрицу H^-1 (именуемую также весовой матрицей принимаемых сигналов), обратную по отношению к канальной матрице Н, умножают на принимаемый сигнал r. В результате на приемной стороне получают передаваемый сигнал "s" (+шумовая составляющая H^-1·v). Этот передаваемый сигнал s представляет собой сигнал видеодиапазона перед модуляцией.

Как можно понять из этого рассмотрения, в случае применения обработки по технологии MIMO в видеодиапазоне после демодуляции на приемной стороне можно получить передаваемый сигнал "s", свободный от влияния волн помех. В результате при необходимости передачи данных в режиме пространственного уплотнения, даже если тракт 9 передачи сигналов миллиметрового диапазона выполнен в виде тракта 9В передачи сигналов в свободном пространстве, можно ослабить степень жесткости требований к защите от помех, а также можно исключить меры защиты от помех. В альтернативном варианте меры защиты от помех можно ослабить.

Вычисление обратной матрицы в MIMO-процессоре 604 на основе обратной матрицы H^-1 представляет собой процесс наложения обратных составляющих в видеодиапазоне, относящихся к составляющим, полученным на основе нежелательных волн, принятых антенной 236 на приемной стороне, на результат демодуляции принимаемых сигналов искомых волн и нежелательных волн, так что можно подавить составляющие, получаемые на основе нежелательных волн.

[Соотношение между применением обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне и частотой несущей]

Фиг.8 иллюстрирует соотношение между применением обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне и частотой несущей. Согласно Фиг.8 первое устройство 100 связи включает функциональный блок 8300 модулятора, который в свою очередь включает несколько частотных смесителей 8302 типа амплитудных детекторов для индивидуальных каналов. В рассматриваемом примере частотные смесители 8302 индивидуальных каналов применяют способ модуляции амплитуды, но не квадратурную модуляцию. Функциональный блок 8300 модулятора включает далее один гетеродин 8304 на передающей стороне, используемый совместно для всех каналов. При этом сам сигнал несущей, генерируемый гетеродином 8304 на передающей стороне, используется частотными смесителями 8302 каналов для модуляции. Такая конфигурация удобна, поскольку полупроводниковый кристалл 103 на передающей стороне построен в соответствии с однокристальной схемой.

Второе устройство 200 связи включает функциональный блок 8400 демодулятора, который в свою очередь включает несколько амплитудных детекторов 8403 для индивидуальных каналов. Такой амплитудный детектор 8403 не применяет квадратурное детектирование или синхронное детектирование, а просто демодулирует амплитудную составляющую волны, модулированной по амплитуде, и конфигурирован с использованием, например, схемы детектора огибающей или схемы квадратичного детектора.

При использовании одного гетеродина 8304 на передающей стороне, общего для всех каналов, так что сигнал несущей, генерируемый этим гетеродином 8304 на передающей стороне, используется частотными смесителями 8302 каналов для осуществления модуляции, тогда влияние этого сигнала несущей в разных каналах одинаково. Благодаря использованию общей для всех каналов частоты несущей с целью максимально реализовать основное преимущество системы с пространственным уплотнением влияние этой частоты несущей становится одинаковым для разных символов, вследствие чего можно осуществить обработку сигналов по технологии MIMO в видеодиапазоне на приемной стороне.

[Соотношение между ограничениями на расположение антенн и объемом обработки сигналов по технологии MIMO]

Фиг.9А-12D иллюстрируют соотношение между ограничениями на расположение антенн и объемом обработки сигналов по технологии MIMO, т.е. объемом вычислений обратной матрицы.

Например, Фиг.9А и 9B показывают простейшую конфигурацию, пригодную для двух каналов, включающих две пары антенн. Если обратиться сначала к Фиг.9А, полупроводниковый кристалл 103 на передающей стороне включает антенны 136_1 и 136_2, антенна 236_1 выполнена на полупроводниковом кристалле 203_1 напротив антенны 136_1, тогда как другая антенна 236_2 расположена напротив антенны 136_2. Следует отметить, что антенны 136 эквивалентны антеннам 8136, а антенны 236 эквивалентны антеннам 8236. Это аналогичным образом применимо к следующему описанию.

Термин «напротив» означает, что спаренные антенны расположены таким образом, что между ними нет фазовых, характеристик, зависящих от направленности. Иными словами, термин «напротив» означает, что угол излучения искомой волны антенной 136 и угол падения этой искомой волны на соответствующую антенну 236 равны нулю. Далее будут описаны подробности такого расположения «напротив», фазовые характеристики, зависящие от направленности антенны, и т.д. В последующем описании, если не указано иначе, предполагается, что спаренные антенны располагаются одна «напротив» другой.

Расстояние между антеннами для искомой волны обозначено d1. В частности, расстояние между расположенными одна напротив другой антенной 136_1 на полупроводниковом кристалле 103 и антенной 236_1 на полупроводниковом кристалле 203 равно d1. Аналогично, расстояние между расположенными одна напротив другой антенной 136_2 на полупроводниковом кристалле 103 и антенной 236_2 на полупроводниковом кристалле 203 также равно d1. С другой стороны, расстояние между антеннами для нежелательной волны равно d2. В частности, расстояние между антенной 136_1 на полупроводниковом кристалле 103 и антенной 236_2 на полупроводниковом кристалле 203 равно d2. Аналогично, расстояние между антенной 136_2 на полупроводниковом кристалле 103 и антенной 236_1 на полупроводниковом кристалле 203 также равно d2.

Искомая волна, передаваемая антенной 136_1, принимается прямо антенной 236_1. Искомая волна, передаваемая антенной 136_2, принимается прямо антенной 236_2. Нежелательная волна, передаваемая антенной 136_1, принимается прямо антенной 236_2. Нежелательная волна, передаваемая антенной 136_2, принимается прямо антенной 236_1.

Поскольку указанные расстояния связаны соотношением d1<d2, даже при одинаковых уровнях передачи сигналов антеннами 136_1 и 136_2 уровень приема искомой волны антенной 236_1 или 236_2 выше уровня приема нежелательной волны антенной 236_2 или 236_1 вследствие затухания, обусловленного расстоянием. Это составляет одну из причин того факта, что обратная матрица относительно канальной матрицы существует всегда без каких-либо исключений.

Обработка сигналов по технологии MIMO обычно требует вычислений с комплексными числами или какой-либо иной процедуры, соответствующей таким вычислениям с комплексными числами, что ведет к увеличению размеров схемы. Например, в случае с двумя парами антенн, как показано на Фиг.9А, используется показанная на Фиг.9B конфигурация схемы, рассчитанная на универсальное применение. При использовании модуляции по двум координатам, т.е. модуляции синфазной составляющей I и квадратурной составляющей Q, как это происходит в случае квадратурной фазовой манипуляции (QPSK), если описанная ниже установка состояния пути не производится, то нужно выполнить 16 (=2·2·2²) операций перемножения действительных чисел и 12 операций сложения. В случае трех каналов перемножение действительных чисел нужно выполнить 2·2·3² раз, а в общем случае для M каналов перемножение действительных чисел нужно выполнить 2·2·M² раз. В случае одноосной модуляции, как, например, при амплитудной манипуляции (ASK) или двухпозиционной фазовой манипуляции (BPSK), при использовании M каналов перемножение действительных чисел требуется выполнить 2·M² раз.

Фиг.10А-10C иллюстрируют основные моменты соотношений между разностью расстояний Δd (=d2-d1: далее именуемой разностью путей Δd) между межантенным расстоянием d1 для искомой волны и межантенным расстоянием d2 для нежелательной волны в случае использования двух каналов, т.е. двух пар антенн, и канальной матрицей.

Фиг.10А иллюстрирует соотношение между искомыми волнами и нежелательными волнами в двух антеннах 236_1 и 236_2 на приемной стороне, приходящими от двух антенн 136_1 и 136_2 на передающей стороне, причем сплошная линия обозначает искомую волну, а штриховая линия обозначает нежелательную волну. Фиг.10B иллюстрирует ситуацию с действительным членом (косинусным (cos) членом) элементов канальной матрицы H и обратной матрицы H^-1 для этой канальной матрицы H в функции фазы. Фиг.10C иллюстрирует ситуацию с мнимым членом (синусным (sin) членом) элементов канальной матрицы H и обратной матрицы H^-1 для этой канальной матрицы H в функции фазы.

Два передаваемых сигнала представлены как S1(t)=A1·exp(jwt) и S2(t)=A2·exp(jwt). Коэффициент затухания в функции расстояния для нежелательной волны относительно искомой волны обозначен α, где 0≤α<1. Частота сигнала несущей обозначена fo, а длина волны сигнала несущей обозначена λc. Расстояние d1 между передающей и приемной антеннами для искомой волны обозначено "d," а расстояние d₂ между передающей и приемной антеннами для нежелательной волны представлено "d+Δd." Здесь "Δd" - это разность дальностей или разность путей между искомой волной и нежелательной волной, причем эта разность преобразуется во временную область, где она обозначена Δt.

Сигнал R1(t), принимаемый антенной 236_1 на приемной стороне, представляет собой сумму искомой волны от противоположной антенны 136_1 и нежелательной волны от антенны 136_2, расположенной не напротив антенны 236_1, и представлен выражением (2-1) ниже. Сигнал R2(t), принимаемый антенной 236_2, представляет собой сумму искомой волны от противоположной антенны 136_2 и нежелательной волны от антенны 136_1, расположенной не напротив антенны 236_2, и представлен выражением (2-2) ниже.

Если e(-jωΔt) в выражениях (2-1) и (2-2) заменить на "D" (=cosωΔt-jsinωΔt), то получатся выражения (3-1) и (3-2) ниже соответственно.

Тогда из выражения (3-2) можно получить канальную матрица H, представленную выражением (4-1), и обратную матрицу H^-1, представленную выражением (4-2). В выражении (4-2) detH=1-(α·D)².

В этом случае, если установлено фиксированное условие для разности Δd путей, тогда каждый элемент канальной матрицы H включает только действительный член (косинусный (cos) член) или только мнимый член (синусный (sin) член). Кроме того, вследствие присутствия коэффициента α затухания в функции расстояния обратная матрица H^-1 для канальной матрицы H определена всегда, а также каждый элемент этой обратной матрицы H^-1 включает только действительный член (косинусный (cos) член) или только мнимый член (синусный (sin) член).

Например, если нормировать канальную матрицу H для случая двух каналов, элемент для искомой волны (в первой строке первого столбца или второй строке второго столбца) будет действительным членом (=1) независимо от разности Δd путей. Напротив, элемент нежелательной волны (в первой строке второго столбца или во второй строке первого столбца) будет представлять собой либо только действительный член, либо только мнимый член, либо «действительный член+мнимый член» в зависимости от разности Δd путей.

Например, если удовлетворяется условие "Δd=(n2+1/4)λc (n равно 0 или положительному целому числу не меньше 1)" (далее именуется Условие 1 пути), разность Δd путей эквивалентна произведению π/2 на нечетное число по фазе, а поскольку в этом случае действительный член (косинусный (cos) член) становится равным нулю, разность Δd путей содержит только мнимый член (синусный (sin) член). Если разность Δd путей отклоняется от соотношения Условия 1 пути, тогда этот элемент становится представлен суммой «действительный член+мнимый член». Однако, если разность Δd путей близка к соотношению Условия 1 пути, тогда действительный член оказывается много меньше мнимого члена, вследствие чего рассматриваемый элемент матрицы можно считать содержащим по существу только мнимый член. Другими словами, хотя оптимальным является полное соответствие условию Δd=(n/2+1/4)λc, тем не менее здесь нет проблем, даже если разность Δd путей немного отклоняется от Условия 1 пути. В настоящем описании слова «только мнимый член» должны охватывать также случай, когда разность Δd путей несколько отклоняется от соотношения Условия 1 пути.

Здесь, в частности, когда "n" равно 0 или четному числу, мнимый член становится равным "+1" и поэтому нежелательная волна поворачивается на π/2 по фазе относительно искомой волны вследствие разности путей. В таком случае, поскольку "detH=1-(α·D)²=1-(α·-j)²>1," обратная матрица H^-1 для канальной матрицы H может существовать. Поскольку при обработке сигналов по технологии MIMO на передающей стороне "-α·D=-j·α", нежелательной составляющей сообщают сдвиг по фазе "-π/2" относительно искомой составляющей.

С другой стороны, когда "n" - нечетное число, поскольку мнимый член становится равным, нежелательная волна поворачивается на -π/2 по фазе относительно искомой волны вследствие разности путей. В таком случае, поскольку "detH=1-(α·D)²=1-(α·j)²>1," обратная матрица H^-1 для канальной матрицы H может существовать. Поскольку при обработке сигналов по технологии MIMO на передающей стороне "-α·D=j·α", нежелательной составляющей сообщают сдвиг по фазе "π/2" относительно искомой составляющей.

С другой стороны, если удовлетворяется условие "Δd=(n/2)λC (n - целое положительное число не меньше 1) (далее именуется Условие 2 пути), разность Δd путей эквивалентна целому числу π по фазе, и поскольку мнимый член (синусный (sin) член) становится равным нулю, остается только действительный член. Если разность Δd путей отклоняется от соотношения Условия 2 пути, тогда этот элемент становится представлен суммой «действительный член+мнимый член». Однако, если разность Δd путей близка к соотношению Условия 2 пути, тогда мнимый член оказывается много меньше действительного члена, вследствие чего рассматриваемый элемент матрицы можно считать содержащим по существу только действительный член. Другими словами, хотя оптимальным является полное соответствие условию Δd=(n/2) λc, тем не менее здесь нет проблем, даже если разность Δd путей немного отклоняется от Условия 2 пути. В настоящем описании слова «только действительный член» должны охватывать также случай, когда разность Δd путей несколько отклоняется от соотношения Условия 2 пути.

Здесь, в частности, когда "n" - четное число, действительный член становится равным "+1", поэтому нежелательная волна поворачивается на 2π по фазе относительно искомой волны вследствие разности путей. В таком случае, поскольку "detH=1-(α·D)=1-(α·1)²>1," обратная матрица H^-1 для канальной матрицы H может существовать. Поскольку при обработке сигналов по технологии MIMO на передающей стороне "-α·D=-α", нежелательной составляющей сообщают сдвиг по фазе "-π" относительно искомой составляющей, т.е. нежелательная составляющая имеет такую же фазу, но в противоположной полярности.

С другой стороны, когда "n" - нечетное число, поскольку действительный член становится равным "-1", нежелательная волна поворачивается на π по фазе относительно искомой волны, т.е. приобретает такую же фазу, но в противоположной полярности. В таком случае, поскольку "detH=1-(α·D)²=1-(α·-1)²>1," обратная матрица H^-1 для канальной матрицы H может существовать. Поскольку при обработке сигналов по технологии MIMO на передающей стороне "-α·D=α", нежелательной составляющей сообщают сдвиг по фазе "2π" относительно искомой составляющей, т.е. нежелательная составляющая приобретает такую же фазу, но в противоположной полярности.

Короче говоря, разность между межантенным расстоянием d1 для искомой волны и межантенным расстоянием d2 для нежелательной волны между антенной 136, являющейся передающей антенной, и антенной 236, являющейся приемной антенной, следует устанавливать таким образом, чтобы каждый из элементов нежелательных волн в канальной матрице H, определяющей характеристику передачи тракта 9B передачи сигналов в свободном пространстве (а также обратной матрицы H^-1 для этой канальной матрицы H), можно было представить по существу только действительным членом или только мнимым членом.

Учитывая такую характеристику на основе предварительно заданной величины разности Δd путей, как описано выше, выбирают расположение антенн таким образом, чтобы удовлетворить Условию 1 пути или Условию 2 пути. В такой конфигурации каждый из элементов нежелательных волн в канальной матрице может включать только мнимый член или только действительный член. В результате можно упростить процесс вычисления обратной матрицы в MIMO-процессоре 604. В частности, согласно настоящему изобретению, если расположение антенн выбрано для удовлетворения Условия 2 пути, так что каждый элемент матрицы включает только действительный член, тогда функциональный блок 8400 демодулятора можно конфигурировать без использования квадратурного детектора.

[Условие 1 пути]

Фиг.11A-11D иллюстрируют справочный пример ограничивающих условий для расположения антенн в системе с двумя каналами или двумя парами антенн. Следует отметить, что на этот пример в дальнейшем будут ссылки, как на первый пример расположения антенн. Расположение антенн в первом примере выбрано так, чтобы разность Δd путей удовлетворяла Условию 1 пути, описанному выше. Иными словами, разность расстояний или разность путей Δd между межантенным расстоянием d1 для искомой волны и межантенным расстоянием d2 для нежелательной волны устанавливают близкой к соотношению "(n/2+1/4)λc."

Когда разность Δd путей удовлетворяет Условию 1 пути, как описано выше со ссылками на Фиг.10A-10C, канальная матрица Н включает элементы, содержащие только действительный член Re или только мнимый член Im, как показано на Фиг.11B, а также обратная матрица H^-1 для канальной матрицы H включает элементы, содержащие только действительный член Re' или только мнимый член Im′. Иными словами, элементы искомых волн в первой строке первого столбца и во второй строке второго столбца включают только действительный член, а элементы нежелательных волн в первой строке второго столбца и во второй строке первого столбца включают только мнимый член. Следовательно, можно уменьшить объем обработки сигналов по технологии MIMO.

Здесь следует отметить, что поскольку существует мнимый член Im′ (квадратурная составляющая), то даже если в ситуации, где конфигурация согласно рассматриваемому примеру не имеет места, использован способ модуляции, первоначально не связанный с квадратурной составляющей, такой как, например, амплитудная манипуляция (ASK) или двухпозиционная фазовая манипуляция (BPSK), все равно в функциональном блоке 8400 демодулятора требуется демодулятор для квадратурной составляющей, т.е. квадратурный детектор.

Фиг.11C иллюстрирует состояние приема сигналов индивидуальных каналов, когда обработка по технологии MIMO осуществляется в ситуации выполнения Условия 1 пути, а для модуляции использована двухпозиционная фазовая манипуляция (BPSK). Как показано на Фиг.11C, составляющие сигнала первого канала ch1 принимаются антенной 236_1 в виде сложного сигнала, составленного из синфазной (по оси I) составляющей (Cg1_I) исходной искомой величины, т.е. искомой волны для искомого сигнала, и квадратурной (по оси Q) составляющей (Ch2_Q′) нежелательной волны для нежелательного сигнала, приходящего из второго канала ch2. Составляющие сигнала второго канала ch2 принимаются антенной 236_2 в виде сложного сигнала, составленного из синфазной (по оси I) составляющей (Ch2_I) исходной искомой волны для искомого сигнала и квадратурной (по оси Q) составляющей (Ch1_Q′) нежелательной волны для нежелательного сигнала, приходящего из первого канала ch1. Как можно понять из Фиг.11C, поскольку искомая волна и нежелательная волна находятся в фазовой квадратуре одна относительно другой, в функциональном блоке 8400 демодулятора нужен квадратурный детектор. Поскольку в процессе обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне происходит подавление составляющей нежелательной волны, появляющейся в виде квадратурной составляющей относительно искомого сигнала, в функциональном блоке 8400 демодулятора нужен квадратурный детектор.

На Фиг.11D показан MIMO-процессор 604A согласно первому примеру (справочный пример), соответствующему Фиг.11C, и предшествующие каскады, включая антенну 236, усилитель 8224 и функциональный блок 8400 демодулятора.

Функциональный блок 8400 демодулятора включает общий для всех каналов гетеродин 8404 на приемной стороне для генерации сигнала несущей и свой квадратурный детектор 8460 для каждого канала. Каждый квадратурный детектор 8460 содержит частотный смеситель 8402_I для демодуляции синфазной (I) составляющей, частотный смеситель 8402_Q для демодуляции квадратурной (Q) составляющей и фазовращатель 8462 для сдвига фазы восстановленного сигнала несущей на 90°, т.е. на π/2. Восстановленный сигнал несущей поступает от гетеродина 8404 на приемной стороне в частотный смеситель 8402_I." В частотный смеситель 8402_Q этот восстановленный сигнал несущей от гетеродина 8404 на приемной стороне приходит после сдвига фазы на π/2. в фазовращателе 8462. Функциональный блок 8400 демодулятора выполняет квадратурное детектирование принимаемого сигнала или искомой волны, соответствующей искомому сигналу, и принимаемого сигнала или нежелательной волны, соответствующей нежелательному сигналу, для каждого канала связи. Следовательно, демодуляция искомого сигнала и нежелательного сигнала осуществляется в каждом канале индивидуально.

Квадратурный детектор 8460 первого канала направляет демодулированный выходной сигнал частотного смесителя 8402_I в фильтрующий процессор 8410_I и направляет демодулированный выходной сигнал частотного смесителя 8402_Q в фильтрующий процессор 8410_Q. На выходе фильтрующего процессора 8410_I формируется демодулированный сигнал CH1_I первого канала ch1, представляющий искомую составляющую, а на выходе фильтрующего процессора 8410_Q формируется демодулированный сигнал CH2_Q′ второго канала ch2, представляющий нежелательную составляющую для сигнала первого канала.

Аналогично, квадратурный детектор 8460 второго канала направляет демодулированный выходной сигнал частотного смесителя 8402_I в фильтрующий процессор 8410_I и направляет демодулированный выходной сигнал частотного смесителя 8402_Q в фильтрующий процессор 8410_Q. На выходе фильтрующего процессора 8410_I формируется демодулированный сигнал CH2_1 второго канала ch2, представляющий искомую составляющую, а на выходе фильтрующего процессора 8410_Q формируется демодулированный сигнал CH1_Q′ первого канала ch1, представляющий нежелательную составляющую для сигнала второго канала.

MIMO-процессор 604A вычисляет обратную матрицу с применением аналоговой обработки и включает четыре умножителя 612, 614, 616 и 618 и два сумматора 615 и 619. На вход умножителя 612 поступает демодулированный сигнал CH1_I с выхода фильтрующего процессора 8410_I первого канала, а на вход умножителя 614 поступает демодулированный сигнал CH1_Q′ с выхода фильтрующего процессора 8410_Q второго канала. На вход умножителя 616 поступает демодулированный сигнал CH2_Q′ с выхода фильтрующего процессора 8410_Q первого канала, а на вход умножителя 618 поступает демодулированный сигнал CH2_I с выхода фильтрующего процессора 8410_I второго канала.

Умножитель 612 умножает или усиливает демодулированный сигнал CH1_I, представляющий искомый сигнал первого канала ch1, на или в соответствии с элементом, представляющим собой действительный член Re′, в первой строке первого столбца обратной матрицы. Умножитель 614 умножает или усиливает демодулированный сигнал CH1_Q′, представляющий нежелательный сигнал от первого канала ch1 во втором канале ch2, на или в соответствии с элементом, представляющим собой мнимый член Im′, в первой строке второго столбца обратной матрицы. Умножитель 616 умножает или усиливает демодулированный сигнал CH2_Q', представляющий нежелательный сигнал от второго канала ch2 в первом канале ch1, на или в соответствии с элементом, представляющим собой мнимый член Im′, во второй строке первого столбца обратной матрицы. Умножитель 618 умножает или усиливает демодулированный сигнал СН2_I, представляющий искомый сигнал второго канала ch2, на или в соответствии с элементом, представляющим собой действительный член Re′, во второй строке второго столбца обратной матрицы. Следует отметить, что если элемент матрицы оказался отрицательным, его сначала инвертируют, а потом усиливают.

Каждый из сумматоров 615 и 619 суммирует сигнал своего канала, т.е. канала, в котором расположен этот сумматор, принятый и демодулированный в качестве искомой волны, с сигналом своего же канала, принятым и демодулированным в качестве нежелательной волны в другом канале. В результате такого суммирования получают демодулированную составляющую искомой волны своего канала и другую демодулированную составляющую, рассматриваемую в качестве нежелательной составляющей, на основе нежелательной волны в другом канале.

В частности, сумматор 615 суммирует сигнал CH1_Re′ первого канала, принятый в качестве искомой волны и демодулированный в ходе обработки сигнала в своем канале, и сигнал CH1_Im′ первого канала, принятый в качестве нежелательной волны и демодулированный в ходе обработки сигнала во втором канале. В результате такого суммирования происходит сложение демодулированной составляющей Ch1_Re′ искомой волны своего канала и демодулированной составляющей CH1_Im′, рассматриваемой в качестве нежелательного сигнала на основе нежелательной волны в другом канале, для получения передаваемого сигнала первого канала.

Аналогично, сумматор 619 суммирует сигнал Ch2_Re′ второго канала, принятый в качестве искомой волны и демодулированный в ходе обработки сигнала в своем канале, и сигнал Ch2_Im′ второго канала, принятый в качестве нежелательной волны и демодулированный в ходе обработки сигнала в первом канале. В результате такого суммирования происходит сложение демодулированной составляющей Ch2_Re′ искомой волны своего канала и демодулированной составляющей CH2_Im′, рассматриваемой в качестве нежелательного сигнала на основе нежелательной волны в другом канале, для получения передаваемого сигнала второго канала.

Таким образом, если для модуляции в варианте, где конфигурация согласно рассматриваемому примеру не имеет места, использована двухпозиционная фазовая манипуляция (BPSK) и число антенн равно двум, то в процессе обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне, когда удовлетворяется Условие 1 пути, число раз, когда необходимо производить вычисления действительных чисел при вычислении обратной матрицы в MIMO-процессоре 604А равно четырем, а число сумматоров равно 2. Следовательно, по сравнению со случаем, когда Условие 1 пути в рассматриваемой конфигурации не удовлетворяется, число раз выполнения перемножения действительных чисел можно уменьшить до 1/4, а также можно уменьшить число сумматоров.

[Условие 2 пути]

Фиг.12A-12D иллюстрируют ограничивающие условия для расположения антенн в системе с двумя каналами или двумя парами антенн. Следует отметить, что на этот пример в дальнейшем будут ссылки, как на второй пример расположения антенн. Расположение антенн во втором примере выбрано так, чтобы разность Δd путей удовлетворяла Условию 2 пути, описанному выше. В частности, антенны во втором примере расположены так, чтобы разность расстояний или разность путей Δd между межантенным расстоянием d1 для искомой волны и межантенным расстоянием d2 для нежелательной волны могла быть близкой к соотношению "(π/2)λс."

Когда разность Δd путей удовлетворяет Условию 1 пути, как описано выше со ссылками на Фиг.10A-10C, канальная матрица H включает элементы, содержащие только действительный член Re или Re′′, как показано на Фиг.12B, а также обратная матрица H^-1 для канальной матрицы Н включает элементы, содержащие только действительный член Re′ или Re′′′. Иными словами, элементы искомых волн в первой строке первого столбца и во второй строке второго столбца включают только действительный член, а также элементы нежелательных волн в первой строке второго столбца и во второй строке первого столбца включают только действительный член. Следовательно, можно уменьшить объем обработки сигналов по технологии MIMO.

В этом случае, поскольку мнимый член отсутствует, т.е. нет квадратурной составляющей, то, если способ модуляции, используемый в ситуации, когда конфигурация согласно рассматриваемому примеру не имеет места, исходно не связан с появлением или использованием квадратурной составляющей, как, например, ее нет при амплитудной (ASK) манипуляции, то и демодулятор для квадратурной составляющей, т.е. квадратурный детектор, в функциональном блоке 8400 демодулятора не нужен.

Фиг.12C иллюстрирует состояние приема сигналов индивидуальных каналов, когда обработка по технологии MIMO осуществляется в ситуации выполнения Условия 2 пути, а для модуляции в случае, когда конфигурация согласно рассматриваемому примеру не имеет места, использована амплитудная манипуляция (ASK). Как показано на Фиг.12C, составляющие сигнала первого канала ch1 принимаются антенной 236_1 в виде сложного сигнала, составленного из синфазной (по оси I) составляющей (Ch1_I) исходной искомой величины, т.е. искомой волны для искомого сигнала, и синфазной составляющей (Ch2_I′) нежелательной волны для нежелательного сигнала, приходящего из второго канала ch2. Составляющие сигнала второго канала ch2 принимаются антенной 236_2 в виде сложного сигнала, составленного из синфазной (по оси I) составляющей (Ch2_I) исходной искомой волны для искомого сигнала и синфазной составляющей (Ch1_I′) нежелательной волны для нежелательного сигнала, приходящего из первого канала ch1. Как можно понять из Фиг.12C, в процессе обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне достаточно только подавить нежелательную составляющую, появляющуюся в виде синфазной составляющей относительно искомой волны, так что в функциональном блоке 8400 демодулятора квадратурный детектор не нужен.

На Фиг.12D показан MIMO-процессор 604A согласно второму примеру, соответствующему Фиг.12C, и предшествующие каскады, включая антенну 236, усилитель 8224 и функциональный блок 8400 демодулятора.

Функциональный блок 8400 демодулятора включает свой амплитудный детектор 8403 для каждого канала. Как описано выше, амплитудный детектор 8403 согласно рассматриваемому варианту изобретения не использует синхронное детектирование, а применяет детектирование огибающей или квадратичное детектирование для демодуляции сигнала, соответствующего искомой волне, и сигнала, соответствующего нежелательной волне.

Амплитудный детектор 8403 первого канала направляет демодулированные выходные сигналы, соответствующие искомому сигналу первого канала ch1 и нежелательному сигналу второго канала ch2, в фильтрующий процессор 8410. На выходе фильтрующего процессора 8410 формируется сложный сигнал, образованный из демодулированного сигнала СН1_I первого канала ch1, представляющего искомый сигнал, и составляющей CH2_I′ второго канала ch2, представляющей нежелательный сигнал.

Аналогично, амплитудный детектор 8403 второго канала направляет демодулированные выходные сигналы, соответствующие искомому сигналу второго канала ch2 и нежелательному сигналу первого канала ch1, в фильтрующий процессор 8410. На выходе фильтрующего процессора 8410 формируется сложный сигнал, образованный из составляющей CH2_I второго канала ch2, представляющей искомый сигнал, и составляющей CH1_I′ первого канала ch1, представляющей нежелательный сигнал.

MIMO-процессор 604 В вычисляет обратную матрицу с применением аналоговой обработки и включает четыре умножителя 622, 624, 626 и 628 и два сумматора 625 и 629. На входы умножителей 622 и 626 поступает демодулированный сигнал СН1_I+CH2_I′ с выхода фильтрующего процессора 8410 первого канала, а на входы умножителей 624 и 628 поступает демодулированный сигнал СН2_I+CH1_I′ с выхода фильтрующего процессора 8410 второго канала.

Умножитель 622 умножает или усиливает демодулированный сигнал СН1_I+CH2_I′ на или в соответствии с элементом, представляющим собой действительный член Re′, в первой строке первого столбца обратной матрицы. Умножитель 624 умножает или усиливает демодулированный сигнал СН2_I+CH1_I′ на или в соответствии с элементом, представляющим собой действительный член Re′′′, в первой строке второго столбца обратной матрицы. Умножитель 626 умножает или усиливает демодулированный сигнал СН1_I+СН2_I′ на или в соответствии с элементом, представляющим собой действительный член Re′′′, во второй строке первого столбца обратной матрицы. Умножитель 628 умножает или усиливает демодулированный сигнал СН2_1+СН1_I′ на или в соответствии с элементом, представляющим собой действительный член Re′, во второй строке второго столбца обратной матрицы. Следует отметить, что, если элемент матрицы оказался отрицательным, его сначала инвертируют, а потом усиливают.

Каждый из сумматоров 625 и 629 суммирует величину R′ поправки усиления для сложной составляющей демодулированного сигнала своего канала, принимаемого в виде искомой волны и демодулируемого в своем канале, и для демодулированного сигнала другого канала, принимаемого в виде нежелательной волны и демодулируемого в этом же своем канале, с величиной R′′′ поправки усиления для сложной составляющей демодулированного сигнала другого канала, принимаемой в качестве искомой волны и демодулируемой в другом канале, и демодулированного сигнала своего канала, принимаемого в качестве нежелательной волны и демодулируемого в другом канале. В результате такого суммирования происходит подавление демодулированной составляющей из другого канала, которая была демодулирована в собственном канале, для получения передаваемого сигнала собственного канала.

В частности, сумматор 625 суммирует сигнал CH1_Re′+Ch2_Re′ с выхода умножителя 622 и сигнал Ch2_Re′′′+Ch1_Re′′′ с выхода умножителя 624. В результате такого суммирования происходит подавление составляющей помех, обусловленной присутствием нежелательной волны из второго канала, и получение передаваемого сигнала первого канала.

Аналогично, сумматор 629 суммирует сигнал Ch2_Re′+Ch1_Re′ с выхода умножителя 628 и сигнал Ch1_Re′′′+Ch2_Re′′′ с выхода умножителя 626. В результате такого суммирования происходит подавление составляющей помех, обусловленной присутствием нежелательной волны из первого канала, и получение передаваемого сигнала второго канала.

Таким образом, если для модуляции в варианте, где конфигурация согласно рассматриваемому примеру не имеет места, использована амплитудная манипуляция (ASK) и число антенн равно двум, то в процессе обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне, когда удовлетворяется Условие 2 пути, число раз, когда необходимо производить вычисления действительных чисел при вычислении обратной матрицы в MIMO-процессоре 604 B, равно четырем, а число сумматоров равно 2. Следовательно, по сравнению со случаем, когда Условие 2 пути в рассматриваемой конфигурации не удовлетворяется, число раз выполнения перемножения действительных чисел можно уменьшить до 1/4, а также можно уменьшить число сумматоров. Функциональному блоку 8400 не нужен демодулятор для квадратурной составляющей, т.е. квадратурный детектор, так что можно использовать амплитудный детектор 8403, осуществляющий квадратичное детектирование или детектирование огибающей. Следовательно, конфигурация схемы на приемной стороне упрощается по сравнению с показанной на Фиг.11A-11D ситуацией, когда выполняется Условие 1 пути.

[Фазовая характеристика в зависимости от направленности]

Фиг.13 иллюстрирует способ уменьшения объема вычислений, когда фазовая характеристика антенны зависит от направленности. На Фиг.9A-12D пары антенн размещены так, что антенны в паре располагаются одна «напротив» другой, вследствие чего антенны могут и не иметь зависящих от направленности фазовых характеристик. В отличие от этого, когда пара антенн имеет фазовую характеристику φa, зависящую от направленности, необходимо при рассмотрении ситуации принимать во внимание влияние не только разности Δd путей, но и фазовую характеристику φa. В принципе, влияние фазовой характеристики φa нужно исключать следующим образом.

На Фиг.13 позиция θ1 обозначает угол падения искомой волны первого канала на антенну 236_1, который соответствует углу излучения искомой волны от антенны 136_1, взаимодействующей таким образом с антенной 236_1 и образующей с ней первую антенную пару. Этот угол θ1 является также углом падения искомой волны второго канала на антенну 236_2, соответствующим углу излучения искомой волны от антенны 136_2, взаимодействующей таким образом с антенной 236_2 и образующей с ней вторую антенную пару. Здесь величина угла θ1 близка к нулю. В то же время позиция θ2 обозначает угол падения нежелательной волны для первого канала на антенну 236_1, соответствующий углу излучения этой нежелательной волны антенной 136_2. Кроме того, поскольку угол θ1 близок к нулю, рассматриваемый угол 92 является также углом падения нежелательной волны для второго канала на антенну 236_2, соответствующим углу излучения этой нежелательной волны от антенны 136_1.

Хотя подробное описание процесса вывода выражений опущено, если величину эффекта фазовой характеристики φа преобразовать в расстояние и представить в виде расстояния, получим выражение (5-1). Кроме того, если Условие 1 пути пересчитать с учетом указанной величины эффекта, получим выражение (5-2) ниже. Если Условие 2 пути пересчитать с учетом указанной величины эффекта, получим выражение (5-3) ниже. Во всех случаях величина эффекта фазовой характеристики φа оказывается скорректированной.

Преобразование влияния разности фаз в расстояние

[Применение к случаю с тремя или более каналами]

Фиг.14 и 15 иллюстрирует способ уменьшения объема вычислений в случае использования трех или более пар антенн. Когда число пар антенн увеличивается до трех или более, то при установлении такой разности Δd путей, чтобы удовлетворить Условию 1 пути, канальная матрица и обратная матрица для этой канальной матрицы включают элементы, представленные только действительными членами или только мнимыми членами, как и в случае с двумя парами антенн. В частности, каждый элемент, соответствующий искомой волне, для которого индексы i=j, включает только действительный член Re, а каждый элемент, соответствующий нежелательной волне, для которого индексы i≠j, включает только мнимый член Im.

Кроме того, как видно на Фиг.15, даже в случае использования трех или более пар антенн, если разность путей Δd установлена, чтобы удовлетворить Условию 2 пути, канальная матрица и обратная матрица для этой канальной матрицы включают элементы, представленные только действительными членами, как и в случае с двумя парами антенн. В частности, каждый элемент, соответствующий искомой волне, для которого индексы i=j, включает только действительный член Re, а каждый элемент, соответствующий нежелательной волне, для которого индексы i≠j, включает только действительный член Re. Совокупность элементов, обозначенная эллипсом на фиг.15, представляет предмет рассмотрения ограничивающего условия.

В общем случае, когда число каналов равно M, как можно предварительно предположить на основе канальной матрицы для Условий 1 и 2 пути, число необходимых перемножений действительных чисел при модуляции по двум координатам, такой как квадратурная фазовая манипуляция QPSK, составляет 2·M², а при «одноосной» модуляции одного параметра, такой как амплитудная (ASK) или двухпозиционная фазовая (BPSK) манипуляция, это число перемножений составляет M². Это означает, что в случае использования трех или более пар антенн, если просто применить, как он есть, подход, аналогичный случаю двух пар антенн, объем вычислений действительных чисел возрастает пропорционально квадрату числа пар антенн.

Поэтому согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения, когда число пар антенн равно трем или более, принимают меры на основе описанных выше характеристик расположения антенн, чтобы объем вычислений в действительных числах не мог увеличиваться пропорционально квадрату числа каналов, т.е. чтобы можно было избежать такого увеличения объема вычислений. В частности, для этого обращают внимание на тот факт, что влияние мешающей волны от соседней антенны является наивысшим, а влияние мешающих волн от других антенн оказывается сравнительно слабее. Исходя из этого расстояние между антеннами определяют с учетом нежелательной волны или мешающей волны от соседней антенны и применяют полученный результат также к другим антеннам.

С этой целью, когда, например, выполняется Условие 1 пути применительно к каналам внутри ряда за исключением каналов на противоположных концах ряда, становится необходимым учитывать только действительный член для искомой волны рассматриваемой антенны 136 и мнимые члены, относящиеся к нежелательным волнам от антенн 136, находящихся на противоположных сторонах от рассматриваемой антенны 136. В частности, если рассматривать i-й канал, то следует учитывать только искомую волну от i-й антенны 136_i к антенне 236_i и нежелательную волну от (i-1)-й антенны 136_i-1 к антенне 236_i, а также нежелательную волну от (i+1)-й антенны 136_i+1 к антенне 236_i. Поэтому в i-й строке канальной матрицы и обратной матрицы для этой канальной матрицы элемент, соответствующий искомой волне, в i-м столбце становится действительным членом, а элементы, соответствующие нежелательным волнам, в (i-1)-м столбце и в (i+1)-м столбце становятся мнимыми членами, тогда как другие элементы, соответствующие нежелательным волнам, становятся нулевыми.

Когда выполняется Условие 2 пути применительно к каналам внутри ряда за исключением каналов на противоположных концах ряда, необходимо учитывать только действительный член для искомой волны рассматриваемой антенны 136 и действительные члены, относящиеся к нежелательным волнам от антенн 136, находящихся на противоположных сторонах от рассматриваемой антенны 136. В частности, если рассматривать i-й канал, то следует учитывать только искомую волну от i-й антенны 136_i к антенне 236_i и нежелательную волну от (i-1)-й антенны 136_i-1 к антенне 236_i, а также нежелательную волну от (i+1)-й антенны 136_i+l к антенне 236_i. Поэтому в i-й строке канальной матрицы и обратной матрицы для этой канальной матрицы элемент, соответствующий искомой волне, в i-м столбце становится действительным членом, а также элементы, соответствующие нежелательным волнам, в (i-1)-м столбце и в (i+1)-м столбце становятся действительными членами, тогда как другие элементы, соответствующие нежелательным волнам, становятся нулевыми

Для случаев выполнения обоих Условий 1 и 2 пути число перемножений действительных чисел для каналов на противоположных концах ряда равно двум, а число перемножений действительных чисел для каналов внутри ряда за исключением каналов на противоположных концах ряда равно трем. Таким образом можно уменьшить объем обработки сигналов по технологии MIMO по сравнению с ситуацией, когда предлагаемый способ не применяется.

В частности, когда число каналов M равно или больше 3 для ситуаций выполнения обоих Условий 1 и 2 пути, число вычислений действительных чисел при модуляции по двум параметрам, такой как квадратурная фазовая манипуляция QPSK, составляет 2·{2·2+(M-2)·3}, а при «одноосной» модуляции одного параметра, такой как амплитудная (ASK) или двухпозиционная фазовая (BPSK) манипуляция, это число вычислений составляет {2·2+(M-2)·3}. Это означает, что при использовании трех или более пар антенн объем вычислений с действительными числами можно уменьшить по сравнению с ситуацией применения подхода, аналогичного случаю двух пар антенн, просто как он есть.

[Применение к трехмерной антенной системе]

Фиг.16A и 16B иллюстрируют способ применения технологии MIMO, использование которой на приемной стороне описано выше со ссылками на фиг.7A-15, в случае расположения передающих и приемных антенн в виде трехмерной системы.

Предметом описания, приведенного выше со ссылками на фиг.7A-15, являются примеры применения настоящего изобретения для случая, когда антенны 136 на передающей стороне и антенны 236 на приемной стороне расположены в виде двумерной системы.

Однако механизм уменьшения объема обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне согласно рассматриваемому варианту настоящего изобретения может быть применен не только в случае двумерного расположения передающих и приемных антенн, но и в другом случае, когда передающие и приемные антенны расположены в виде трехмерной системы, как показано на Фиг.16B.

Например, на Фиг.16B семь антенн с 136_1 по 136_7 расположены на расстоянии G одна от другой на полупроводниковом кристалле 103 на передающей стороне, а антенны 236_@ выполнены на полупроводниковых кристаллах 203_@ напротив антенн 136_@. Эти антенны 236_@ также расположены на расстоянии G одна от другой.

Хотя на Фиг.16B показана только искомая волна от полупроводникового кристалла 103 на передающей стороне к полупроводниковому кристаллу 203 на приемной стороне, в отношении нежелательных волн между теми антеннами, которые расположены не напротив одна другой, может быть применен подход, аналогичный случаю двумерного расположения антенн, описанному выше. Кроме того, в системе с трехмерным расположением антенн можно реализовать операции и эффекты, аналогичные описанным выше, если установить разность Δd путей искомых волн и нежелательных волн, удовлетворяющую Условию 2 пути, описанному выше.

В частности, места расположения антенн 236 полупроводникового кристалла 203 относительно антенн 136 полупроводникового кристалла 103 находятся в основном в плоскости, параллельной плоскости полупроводникового кристалла 103, т.е. антеннам 136. Минимальная ячейка, образованная антеннами 136 или антеннами 236, представляет собой правильный треугольник.

При анализе нежелательных волн от антенн, расположенных на противоположных сторонах относительно рассматриваемой антенны, рядом с искомой волной, падающей на эту антенну, можно исследовать канальную матрицу для такой трехмерной системы, учитывая состояние правильного шестиугольника, показанного на Фиг.16B. Предположим, например, что канал искомой волны создан между антеннами 136_1 и 236_1 в центре правильного шестиугольника. Другими словами, искомую волну передают от антенны 136_1 в центре правильного шестиугольника на передающей стороне к антенне 236_1 в центре правильного шестиугольника на приемной стороне. В этой ситуации соседними антеннами, которые должны быть сделаны предметом анализа нежелательных волн, поступающих к этой антенне. 236_1, являются антенны с 136_2 по 136_7, расположенные в вершинах правильного многоугольника.

[Цифровая обработка по технологии MIMO]

Фиг.17А и 17B иллюстрируют базовый способ, согласно которому применение технологии MIMO на приемной стороне осуществляется посредством цифровой обработки. В конфигурации, показанной на Фиг.11D в качестве справочного примера, где расположение антенн выбрано для удовлетворения Условия 1 пути, и в конфигурации, показанной на Фиг.12D, где расположение антенн выбрано для удовлетворения Условия 2 пути, MIMO-процессор 604 (604A и 604B) предназначен для аналоговой обработки.

Однако вычисление обратной матрицы посредством МГМО-процессора 604 совсем не обязательно осуществлять в аналоговой схеме, а можно выполнять цифровым способом, если нет проблем со скоростью обработки. В таком случае аналоговый сигнал с выхода функционального блока 8400 демодуляции после демодуляции или с выхода фильтрующего процессора 8410 после фильтрации в фильтре нижних частот (LPF) должен быть направлен в MIMO-процессор 604 после преобразования в цифровой сигнал.

Однако Фиг.17A иллюстрирует пример системы для конфигурации согласно Фиг.11D, соответствующей Условию 1 пути, в качестве справочного примера, а Фиг.17B иллюстрирует пример системы для конфигурации согласно Фиг.12D, соответствующей Условию 2 пути в рамках рассматриваемого варианта настоящего изобретения. В обоих вариантах между фильтрующим процессором 8410 и MIMO-процессором 604 помещен аналого-цифровой преобразователь 632 (ADC). Остальная часть системы остается неизменной. Хотя это не показано, если фильтрацию нижних частот (LPF) нужно производить цифровым способом, аналого-цифровой преобразователь 632 следует поместить между функциональным блоком 8400 демодулятора и фильтрующим процессором 8410.

<Приемная система с использованием технологии MIMO>

На Фиг.18-21D показаны конкретные приложения (далее именуемые приемными системами с использованием технологии MIMO) обработки сигналов по технологии MIMO на приемной стороне, описанной выше со ссылками на Фиг.7A-17B. Показанная на Фиг.18 приемная система 4A с использованием технологии MIMO согласно первому варианту имеет конфигурацию, соответствующую случаю, когда параметр "n", устанавливающий Условие пути, является четным числом (n=2m:m - положительное целое число). Показанная на Фиг.19 приемная системы 4В с использованием технологии MIMO согласно второму варианту имеет конфигурацию, соответствующую случаю, когда параметр "n", устанавливающий Условие пути, является нечетным числом (n=2m-1:m - положительное целое число). На Фиг.18 и 19 показана конфигурация 1:1, в которой при наличии М каналов передающая сторона имеет однокристальную конфигурацию, и приемная сторона также имеет однокристальную конфигурацию. Однако в качестве альтернативы можно использовать конфигурацию 1:N, в которой на приемной стороне используют свой полупроводниковый кристалл 203 для каждого канала. Фиг.20А-20C иллюстрируют ситуацию сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, принимаемых антенной 236. Фиг.21A-21D иллюстрируют разницу между детектированием огибающей и квадратичным детектированием.

В приемной системе 4A с использованием технологии MIMO согласно рассматриваемому варианту амплитудный детектор 8403 функционального блока 8400 демодулятора на приемной стороне не использует квадратурное детектирование или синхронное детектирование, а применяет детектирование огибающей или квадратичное детектирование. Кроме того, если рассматривать только варианты с детектированием огибающей или квадратичным детектированием, все M каналов используют способ модуляции только амплитуды, здесь - амплитудную манипуляцию (ASK).

Расположение антенн выбрано так, чтобы разность Δd путей удовлетворяла Условию 2 пути. В частности, антенны 136 и 236 расположены так, для разности путей может приблизительно выполняться соотношение Δd=(n/2+1/4)λc. Поскольку здесь применимо Условие 2 пути, в качестве MIMO-процессора 604 используют MIMO-процессор 604B из второго примера, описанного выше со ссылками на Фиг.12D.

Более предпочтительно расположение антенн выбирают таким образом, чтобы, в частности, число "n" в Условии 2 пути могло быть четным числом, т.е. могло выполняться условие Δd=mλc как в первом варианте, показанном на Фиг.18. Естественно, при этом не исключается, что расположение антенн может быть выбрано таким образом, чтобы число "n" в Условии 2 пути было нечетным числом, т.е. выполнялось условие Δd=(m-1/2)λc, как во втором варианте, показанном на Фиг.19.

В то время как при применении детектирования огибающей на выход детектора поступает огибающая входного сигнала, как она есть, что показано на Фиг.21A, при использовании квадратичного детектирования на выходе детектора появляется результат возведения этой огибающей входного сигнала в квадрат, как показано на Фиг.21B. Таким образом, тогда как выходной сигнал детектора огибающей изменяется по линейному закону в функции входного сигнала, как это показано на Фиг.21C и 21D, при использовании квадратичного детектирования степень влияния возведения в квадрат изменяется в зависимости от уровня входного сигнала, так что выходной сигнал квадратичного детектора изменяется по нелинейному закону. Вследствие этого с квадратичным детектированием связано затруднение, заключающееся в том, что результат обычной обработки по технологии MIMO, применяющей линейную обработку, становится довольно-таки неточным. Кроме того, как можно понять из Фиг.21C и 21D, при низком уровне принимаемого сигнала демодулированный выходной сигнал в результате квадратичного детектирования становится существенно низким. Поэтому квадратичное детектирование нельзя использовать «с закрытыми глазами», когда уровень сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, оказывается низким.

Следовательно, в ситуациях, когда неточность или нелинейность являются неприемлемыми, обработку сигналов по технологии MIMO следует использовать в сочетании с выходным сигналом детектора огибающей. Однако, если можно допустить некоторую неточность, становится возможным применение обработки сигналов по технологии MIMO в сочетании с квадратичным детектированием и использование конфигурации первого варианта, показанной на Фиг.14.

С другой стороны, когда "n" - нечетное число, поскольку средняя величина сложного сигнала мала, обработку сигналов по технологии MIMO предпочтительно применяют в сочетании с детектированием огибающей, а поскольку реально затруднительно использовать сочетание обработки по технологии MIMO с квадратичным детектированием, следует применить конфигурацию второго варианта, показанную на Фиг.19.

Здесь, как можно предположить на основании Фиг.10A-10C, величина среднего уровня принимаемого сложного сигнала зависит от того, является ли число "n" четным числом или нечетным числом. В частности, если "n" четное число, как показано на Фиг.21A, то, поскольку действительный член или косинусный (cos) член является положительным, как видно на Фиг.10B, т.е. нет фазовой задержки и фазы совпадают, искомая волна и нежелательная волна приходят в одной и той же фазе. В результате эффективная составляющая сигнала несущей в составе сигнала с амплитудной манипуляцией (ASK) возрастает. Другими словами, средняя величина сложного сигнала, принимаемого антенной 236 на приемной стороне уверенно возрастает, так что фаза сложного сигнала не может быть опрокинута.

Предположим, например, для лучшего понимания, что используется двухуровневая амплитудная манипуляция (ООК) в качестве варианта амплитудной манипуляции (ASK). Когда искомая волна соответствует "1," уровень нежелательной волны ниже уровня искомой волны, так что, даже если нежелательная волна тоже соответствует "1," опрокидывания фазы принимаемого сигнала не происходит. Поэтому, даже если функциональный блок 8400 демодулятора применяет детектирование огибающей или квадратичное детектирование, демодуляция сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, все равно может быть выполнена адекватно. Поскольку опрокидывание фазы принимаемого сигнала не происходит независимо от коэффициента модуляции, то даже при использовании двухуровневой амплитудной манипуляции (ООК) амплитудная информация сохраняется как при детектировании огибающей, так и при квадратичном детектировании, что позволяет принимать индивидуальные сигналы.

Когда в ситуации выполнения Условия 2 пути "n" является четным числом, средняя величина искомой волны и нежелательной волны велика. Поэтому можно совершенно естественным образом применить сочетание обработки сигналов по технологии MIMO с детектированием огибающей, как и в случае первого варианта, показанного на фиг.18. Более того, если приемлема некоторая степень неточности, можно также использовать сочетание технологии MIMO с квадратичным детектированием.

С другой стороны, если "n" является нечетным числом, как показано на фиг.21B, то поскольку, как видно из фиг.10B, действительный член или косинусный (cos) член является отрицательным по причине фазовой задержки на π или опрокидывания фазы, нежелательная волна приходит в противофазе относительно искомой волны. Вследствие этого уровень эффективной составляющей сигнала несущей в составе сигнала с амплитудной манипуляцией (ASK) уменьшается. Другими словами, уменьшается средняя величина сложного сигнала, принимаемого антенной 236 на приемной стороне.

Таким образом, когда "n" является нечетным числом, то поскольку искомая волна и нежелательная волна приходят к антенне 236 в противоположных фазах, вследствие чего появляется возможность опрокидывания фазы сложного сигнала, составленного из этих двух волн, принимаемый сигнал или сложный сигнал может, вероятно, стать похожим на сигнал с двухпозиционной фазовой манипуляцией (BPSK).

Предположим, например, для лучшего понимания, что используется двухуровневая амплитудная манипуляция (ООК) в качестве варианта амплитудной манипуляции (ASK). В случае двухуровневой манипуляции OOK, когда искомая волна соответствует "0," при соответствии нежелательной волны "1" происходит опрокидывание фазы сложного сигнала. Соответственно, если функциональный блок 8400 демодулятора будет непосредственно использовать детектирование огибающей или квадратичное детектирование, правильно демодулировать сложный сигнал, составленный из искомой волны и нежелательной волны, не удастся.

С учетом этого при выполнении Условия 2 пути, когда функциональный блок 8400 демодулятора использует детектирование огибающей или квадратичное детектирование, предпочтительно сделать "n" четным числом (n=2m) и расположить антенны таким образом, чтобы разность Δd путей была приблизительно равна mλc, реализовав тем самым первый вариант, показанный на фиг.18. Это позволит приблизить фазы искомой волны и нежелательной волны одну к другой и сохранить амплитудную информацию искомой волны и нежелательной волны даже при использовании детектирования огибающей или квадратичного детектирования. Кроме того, поскольку здесь выполняется Условие 2 пути, элементы канальной матрицы Н или обратной матрицы H^-1 для этой канальной матрицы являются только действительными числами. Следовательно, объем обработки сигналов по технологии MIMO можно уменьшить.

С другой стороны, если при выполнении Условия 2 пути сделать "n" нечетным числом (n=2m-1) и расположить антенны таким образом, чтобы разность Δd путей могла быть приблизительно равна (m-1/2)λc, может произойти снижение уровня или опрокидывание фазы принимаемого сигнала. Поэтому непосредственное применение конфигурации второго варианта, показанной на Фиг.19, также оказывается затруднительным.

Однако, даже если разность Δd путей удовлетворяет Условию 2 пути и "n" сделано нечетным числом (n=2m-1), трудности, описанные выше, можно преодолеть, заранее снизив коэффициент модуляции на передающей стороне, чтобы исключить возможность опрокидывания фазы сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, как видно на Фиг.21C и 21D. В частности, если минимальный уровень сигнала искомой волны, принимаемой антенной 236, обозначить "a", а максимальный уровень амплитуды сигнала нежелательной волны, принимаемой антенной 236, обозначить "b", как показано на Фиг.21C, коэффициент модуляции следует установить таким образом, чтобы выполнить условие a>b.

Если коэффициент модуляции на передающей стороне снизить на величину, соответствующую амплитуде приема составляющей сигнала нежелательной волны, то даже при установлении "n" нечетным числом в ситуации выполнения Условия 2 пути можно избежать опрокидывания фазы сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, как показано на Фиг.21D. Таким образом обеспечивается гарантированная демодуляция сложного сигнала.

Вследствие снижения коэффициента модуляции становится реально затруднительно применить двухуровневую амплитудную модуляцию (ООК). Однако в случае адекватной установки коэффициента модуляции таким образом, чтобы не могло произойти опрокидывание фазы принимаемого сигнала, можно сохранить амплитудную информацию и при детектировании огибающей, и при квадратичном детектировании и сделать возможным прием индивидуальных сигналов. Следует отметить, что, поскольку уровень сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны, низок, реально можно применить только детектирование огибающей, тогда как использование квадратичного детектирования сильно затруднено, как в случае конфигурации второго варианта, показанной на Фиг.14A.

Предмет рассмотрения настоящей Заявки на патент связан с предметом рассмотрения поданной в Патентное ведомство Японии 29 сентября 2009 г. приоритетной Заявки на патент Японии JP 2009-223683, все содержание которой включено в настоящую Заявку на патент посредством ссылки.

Любому специалисту в рассматриваемой области должно быть ясно, что возможны различные модификации, комбинации и изменения в зависимости от конкретных требований к проектированию и других факторов в той степени, пока они остаются в пределах объема притязаний прилагаемой Формулы изобретения или эквиваленты ей.

1. Система радиосвязи, содержащая:
несколько пар антенн, каждая из которых включает передающую антенну и приемную антенну, соответствующие одна другой и расположенные так, что радиосигнал, излучаемый передающей антенной из первой пары антенн приходит прямо к приемной антенне этой первой пары антенн в виде искомой волны, а радиосигнал, излучаемый передающей антенной из второй пары антенн, отличной от первой пары антенн, приходит к приемной антенне этой первой пары антенн в виде нежелательной волны;
функциональный блок модулятора для каждой пары антенн с целью модуляции сигнала несущей передаваемым сигналом и передачи модулированного сигнала несущей от передающей антенны соответствующей пары антенн, при этом функциональные блоки модуляторов для всех каналов нескольких передаваемых сигналов применяют способ модуляции только амплитуды;
функциональный блок демодулятора, использующий детектирование огибающей или квадратичное детектирование с целью детектирования модулированных сигналов, принимаемых по всем каналам; и
блок коррекции характеристики передачи для вычисления коррекции на основе характеристик передачи для всех пространств передачи сигналов между передающими антеннами и приемными антеннами на основе сигналов, демодулированных указанным функциональным блоком демодулятора и индивидуально соответствующих приемным антеннам, с целью получения выходных сигналов, соответствующих передаваемым сигналам.

2. Система радиосвязи по п.1, отличающаяся тем, что блок коррекции характеристики передачи осуществляет для каждого из каналов нескольких приемных антенн вычисление коррекции относительно действительного члена, соответствующего искомому сигналу, и вычисление коррекции относительно действительного члена, соответствующего нежелательному сигналу, для составляющих, демодулированных в функциональном блоке демодулятора, и суммирует скорректированный сигнал, относящийся к действительному члену, соответствующему искомому сигналу, и скорректированный сигнал, относящийся к действительному члену, соответствующему нежелательному сигналу из канала другой приемной антенны, с целью получения выходного сигнала, соответствующего передаваемому сигналу.

3. Система радиосвязи по п.1, отличающаяся тем, что разности путей, каждая из которых представляет собой разность между межантенным расстоянием для искомой волны и межантенным расстоянием для нежелательной волны между передающими и приемными антеннами, устанавливают таким образом, чтобы каждый из элементов, соответствующих искомой волне, в матрице, определяющей характеристику передачи, мог быть представлен только действительным членом, и каждый из элементов, соответствующих нежелательной волне, в матрице, определяющей характеристику передачи, мог быть представлен только действительным членом.

4. Система радиосвязи по п.1, отличающаяся тем, что, если длину волны сигнала несущей, используемого в функциональном блоке демодулятора, обозначить λс, а фазовая характеристика в зависимости от направленности антенны равна нулю, разность путей, представляющую собой разность между межантенным расстоянием для искомой волны и межантенным расстоянием для нежелательной волны между передающей антенной и приемной антенной, устанавливают равной (n/2)λс, n - положительное целое число не меньше 1.

5. Система радиосвязи по п.4, отличающаяся тем, что параметр n является четным числом, и что разность путей устанавливают равной mλс, где m положительное целое число не меньше 1.

6. Система радиосвязи по п.4, отличающаяся тем, что параметр n является нечетным числом, и что разность путей устанавливают равной (m-1/2)λс, где m - положительное целое число не меньше 1, и
устройство радиосвязи на передающей стороне устанавливает коэффициент модуляции таким образом, чтобы не могло происходить опрокидывание фазы сложного сигнала, составленного из искомой волны и нежелательной волны.

7. Система радиосвязи по п.4, отличающаяся тем, что, если угол излучения искомой волны от передающей антенны из первой пары антенн и угол падения искомой волны на приемную антенну из первой пары обозначен θ1; угол излучения нежелательной волны от передающей антенны из второй пары антенн и угол падения этой нежелательной волны на приемную антенну из первой пары обозначен θ2; а фазовая характеристика в зависимости от направленности передающих антенн и приемной антенны обозначена φа(θ1) и φа(θ2), соответственно, разность путей должна быть скорректирована на величину - ((φа(θ2)-φа(θ1))/π)λс.

8. Система радиосвязи по п.1, отличающаяся тем, что сигналы несущих, используемые функциональными блоками модуляторов и функциональными блоками демодуляторов, имеют общую частоту для всех каналов.

9. Устройство радиосвязи для системы, включающей несколько пар антенн, каждая из которых включает передающую и приемную антенны, соответствующие одна другой и расположенные таким образом, что радиосигнал, излучаемый передающей антенной первой пары антенн, прямо приходит в виде искомой волны к приемной антенне этой первой пары, а радиосигнал, излучаемый передающей антенной второй пары антенн, отличной от первой пары антенн, прямо приходит в виде нежелательной волны к приемной антенне первой пары, это устройство радиосвязи, содержащее:
функциональный блок демодулятора, свой для каждой из приемных антенн и использующий детектирование огибающей или квадратичное детектирование для детектирования принятого модулированного сигнала, в котором модулирована только амплитуда сигнала несущей; и
блок коррекции характеристики передачи, вычисляющий коррекцию характеристик передачи пространств передачи сигнала между передающими антеннами и приемными антеннами на основе сигналов, демодулированных в функциональном блоке демодулятора и индивидуально соответствующих приемным антеннам, для получения выходных сигналов, соответствующих передаваемым сигналам.

10. Устройство радиосвязи по п.9, отличающееся тем, что блок коррекции характеристики передачи выполняет для каждого канала нескольких приемных антенн вычисления коррекции применительно к действительному члену, соответствующему искомой волне, и применительно к действительному члену, соответствующему нежелательной волне, для компонентов, демодулированных в функциональном блоке демодуляции, и суммирует скорректированный сигнал, относящийся к действительному члену, соответствующему искомой волне, и скорректированный сигнал, относящийся к действительному члену, соответствующему нежелательной волне, из канала другой приемной антенны для получения выходного сигнала, соответствующего передаваемому сигналу.

11. Способ радиосвязи в системе, включающей несколько пар антенн, каждая из которых включает передающую и приемную антенны, соответствующие одна другой и расположенные таким образом, что радиосигнал, излучаемый передающей антенной одной пары антенн, прямо приходит в виде искомой волны к приемной антенне этой пары, а радиосигнал, излучаемый передающей антенной другой пары антенн, отличной от указанной одной пары антенн, прямо приходит в виде нежелательной волны к приемной антенне указанной одной пары, этот способ радиосвязи содержащий этапы:
выполняемой устройством радиосвязи на передающей стороне модуляции только амплитуды сигнала несущей для всех каналов нескольких передаваемых сигналов и передачи модулированных сигналов несущих по радио с применением пространственного уплотнения;
выполняемой устройством радиосвязи на приемной стороне демодуляции модулированных сигналов, принимаемых из всех каналов, с использованием детектирования огибающей или квадратичного детектирования для получения демодулированных сигналов; и
выполняемого устройством радиосвязи на приемной стороне вычисления коррекции на основе характеристик передачи пространств передачи сигналов между передающими антеннами и приемными антеннами на основе демодулированных сигналов, индивидуально соответствующих приемным антеннам, для получения выходных сигналов, соответствующих передаваемым сигналам.