Цифровые способ и устройство определения мгновенной фазы принятой реализации гармонического или квазигармонического сигнала

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в навигационных системах, космических технологиях, радиолокации. По сравнению с существующими методами измерения фазы сигнала, основанными на сравнении фазы принимаемого сигнала с фазой опорного колебания, в предлагаемом способе производится оценка абсолютного значения аргумента гармонического колебания cos(ωt+φ), т.е. величины θ₀=ωТ₀+φ, где ω - круговая частота гармонического колебания; Т₀ - момент времени t=T₀. Основой способа является получение частных от деления отдельно сумм и разностей запомненных предыдущих до момента Т₀ дискретных отсчетов квадратурных составляющих сигнала с последующими после момента Т₀ симметрично расположенными от Т₀ отсчетами, запомненными или текущими. После вычисления медианных значений частных, что является отличительным признаком от однократного метода оценки мгновенной фазы, получают значение тангенсов искомой фазы отдельно для отношений сумм и разностей. После обратного тригонометрического преобразования тангенсов получают значения их аргументов, которые идентифицируются как две независимых оценки искомой фазы. 2 н. и 1 з.п ф-лы, 6 ил.

 

1. Описание способа.

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и может использоваться в навигационных системах, в радио- и гидролокации, в космических технологиях, в интерферометрах, в геодезии, для демодуляции ЧМ и ФМ сигналов. Предлагаемый способ по принятой реализации гармонического сигнала позволяет автономно, в отсутствии внешнего опорного сигнала определить абсолютное значение фазы сигнала в произвольно выбранный дискретный момент времени. Под фазой θ₀ гармонического сигнала sin(ωt+φ) здесь понимается значение его аргумента

где ω - круговая частота гармонического колебания; T₀ - момент времени t=Т₀, в который производится определения фазы; φ - начальная фаза сигнала. Круговая частота может быть неизвестна или определена в устройстве, реализующем способ. Формально ω может быть определена при измерении фазы θ₁ в другой момент времени t₁

из (1) и (2):

Известные измерители фазы сигналов, схемы которых, например, приведены на фиг.1 и 2, предназначены для измерения разности начальных фаз сигнала и внешнего когерентного опорного колебания. На фиг.1 приведена схема оптимального измерения разности начальных фаз входного y(t) и опорного когерентного колебания, вырабатываемого генератором опорного напряжения ГОН (источник: Пестряков В.Б. Фазовые радиотехнические системы. Изд-во «Сов. радио», 1968, стр.380, [1]).

Если на вход подается сигнал без помехи, то

где E - энергия сигнала за время наблюдения, а Θ_опт - фаза сигнала, отсчитанная относительно фазы сигнала ГОН - генератора опорного напряжения, т.е. измеренное Θ_опт является разностью фаз сигнала и опорного напряжения. Если условие когерентности между входным сигналом и опорным не соблюдается, то выходное напряжение схемы будет переменным и равно разности мгновенных фаз входного и опорного колебаний.

Аналогичную задачу оценки разности начальных фаз решает устройство, изображенное на фиг.2 при дискретном представлении сигналов (источник: УДК 612.317, http://www/niifivt.penza.net/articles/ParamGS/php, авторы: Лапшин В.И., Васильков А.В., Абезгауз Б.Е., Ларионов Ю.П., ЗАО НИИФИ и ВТ, г.Пенза, «Измерение параметров гармонических сигналов во вторичных преобразователях на базе ЦОС», [2]). В этой работе «рассматривается применение метода синхронного детектирования для измерения параметров гармонических сигналов. Достоинством метода является возможность получения достаточно точных оценок амплитуды, фазы (так в тексте источника) и частоты сигнала в результате локального анализа сигнала.

Метод синхронного детектирования основан на квадратурном представлении гармонического сигнала

где s(t) - входной сигнал; p, q - амплитуды квадратурных компонентов; ω - частота сигнала.

Фаза и амплитуда сигнала A находятся из соотношений:

где р, q - амплитуды квадратурных компонентов сигнала» [2].

Особенностью данной схемы является дискретность представления сигналов. Принцип работы остается тот же, что и в схеме фиг.1, т.е. производится измерение не самой фазы сигнала, а измеряется разность фаз между фазой входного сигнала и фазой когерентного опорного колебания, которое нужно еще иметь. Это является недостатком измерителей фаз, схемы которых представлены на рис.1 и 2.

Более широкими возможностями обладают измерители мгновенной фазы (2), в которую входит и начальная фаза сигнала φ_c, и фаза, связанная с текущим временным сдвигом ωt. По этому признаку наиболее близким предлагаемому способу и устройству является способ цифрового определения мгновенной частоты высокочастотных сигналов, реализуемый в устройстве запоминания частот сигналов радиолокационных станций для создания им помех (источник: Юдин Л. и Фомичев К. Системы радиоэлектронного противодействия. Военная электроника, №1, 1999, стр.48-51 [3]). Фрагмент схемы устройства запоминания частоты приведен на фиг.3.

В состав схемы входят:

- N преобразователей (смесителей) частоты, на которые подаются смещенные по фазе напряжения общего гетеродина;

- N АЦП, оцифровывающие мгновенные значения амплитуд N выходных напряжений смесителей, значения которых зависят от значения разности фазы принятого сигнала и фаз гетеродина (N-фазного генератора);

- цифровое запоминающее устройство ЗУ для запоминания значений отсчетов.

Принцип работы прототипа заключается в следующем.

Принятый сигнал подается параллельно и синфазно на N смесителей, а фазы гетеродинных напряжений смещены относительно друг друга на Δφ. Таким образом, ансамбль сдвинутых на Δφ мгновенных значений на выходах смесителей образует дискретный фазовый портрет принятого колебания. Далее по запомненному фазовому рельефу воспроизводится ответный когерентный сигнал помехи, наделенный ложной информацией.

Недостатком прототипа является то, что в схеме реализуется только однократное измерение мгновенных значений сигнала, что делает невозможным когерентное накопление данных и снижает чувствительность устройства. Поэтому оно нашло применение в станциях помех для запоминания частоты сравнительно мощных зондирующих сигналов РЛС.

Из приведенных выше аналогов в предлагаемом способе и устройстве определения мгновенной фазы сигналов используются блоки вычисления отношения γ/η, обратного тригонометрического преобразования arctg, дискретизация сигнала и оцифровка амплитуд дискретных отсчетов.

Технический результат использования предлагаемого способа - производится определение абсолютного значения фазы принятой реализации гармонического сигнала в выбранный момент времени за счет полученных в разные моменты времени независимых значений отсчетов его реализации. Это обеспечивает следующее:

1. устраняется необходимость использования внешнего опорного генератора;

2. реализуется возможность накопления энергии определяемого значения мгновенной фазы, что повышает помехоустойчивость измерений в условиях действия помех;

3. реализуется возможность сравнения сдвигов фаз колебаний с неодинаковыми частотами в одинаковые моменты времени и создания на этой основе многошкальных приборов измерения пройденного пути - радиолага или создания виртуальной «столбовой дороги» на земле, море, в воздухе и космосе), а в системе единого времени позволяет производить измерение расстояний с высокой точностью между пунктами передачи и приема без обратного канала связи между ними;

4. возможность измерения скорости движения объектов за счет измерения доплеровского смещения частоты;

5. применение способа в пассивной и активной радиолокации позволит повысить разрешающую способность и точность измерения дальности и скорости целей;

6. возможность демодуляции ЧМ, ФМ сигналов.

Рассмотрим принцип определения фазы сигнала в предлагаемом изобретении. Пусть удалось записать отрезок принимаемого гармонического колебания в виде, изображенном на фиг.1

Сформируем на этом временном интервале к принимаемому колебанию квадратурную составляющую

Пусть требуется определить значение фазы сигнала в момент t=Т₀.

Представим (8) в следующей записи относительно Т₀

Вычислим по известным формулам (см. Бронштейн И. и Семендяев К. Справочник по математике для инженеров и учащихся вузов, изд. Физматгиз, 1962 [4]) сумму и разность мгновенных значений сигнала (10), одинаково отстоящих от Т₀ на произвольный временной интервал t=τ1 (фиг.4)

где Sпр и Rпр соответственно сумма и разность равноотстоящих от Т₀ мгновенных значений сигнала (8).

Проделаем аналогичные процедуры с квадратурной составляющей

Вычисляем сумму и разность равноотстоящих от T₀ на временной интервал τ1 амплитуд квадратурной составляющей сигнала (9)

Делим (11) на (14). Получаем после сокращения cos(ωτ1) результат

Делим (15) на (12). Получаем после сокращения sin(ωτ1) результат

Осуществив обратные тригонометрические преобразования выражений (16) и (17), получим абсолютные значения фазы данной реализации принимаемого сигнала в момент t=T₀, что и требовалось

Из (16) и (17) нетрудно заметить, что результаты не зависят от длительности интервалов τ отсчетов значений сигналов и их равенства. Такие же результаты могут быть получены при замене в формулах (15)-(17) τ1 на произвольно выбранный интервал τ2 (фиг.4) и т.д. Единственное условие при выборе пар отсчетов сигнала - их временная симметрия относительно момента времени Т₀, в который производится определение фазы сигнала. Практически это свойство позволяет определить значение фазы гармонического радиосигнала в момент времени, совпадающий с центром на временной оси между двумя группами отсчетов. Поскольку результаты вычислений по формуле (18) справедливы для каждой пары отсчетов, полученных при различных смещениях τ относительно точки отсчета T₀, это позволяет производить накопление отдельно отношений сумм и разностей с последующим вычислением арктангенса, т.е. оценки мгновенной фазы сигнала фазы, что важно с точки зрения повышения точности определения фазы в условиях действия помех для повышения чувствительности устройства, реализующего предлагаемый способ определения фазы сигнала. Это одна из основных отличительных особенностей предлагаемого способа, которая не реализуется в прототипе. Окончательно после накопления и усреднения результатов (определения медианных значений отношений отдельно сумм и разностей) мгновенное значение фазы определяется выражениями по двум формулам, дающими в отсутствии помех одинаковые результаты

где N - количество пар суммируемых отсчетов.

Накопление так же позволяет использовать предлагаемый способ для измерения средних значений фазы на заданном интервале для квазигармонических, т.е. узкополосных колебаний, причем накопление можно производить как для частных, так и для вычисленных по ним arctg.

Вычисленные абсолютные значения фаз по обеим формулам в (19) при отсутствии помех могут отличаться в пятом-шестом знаке, не менее (это показало моделирование), и противоположно по знаку. Вычисленные оценки однозначны в пределах π/2. Практически целесообразно производить отдельное вычисление фаз по каждой из формул в (19) с точки зрения оценки точности полученных результатов и устранения неоднозначности определения фазы. Для однозначности отсчета фазы на интервале длины волны λ возможна оценка знаков отсчетов прямой и квадратурной составляющих в момент времени Т₀ или знаков, например, мгновенных значений фаз в нескольких смежных моментах времени.

Для оценки частоты необходимо выполнить вычисления

т.е. при известном τ1 возможно определение частоты или, если исходная частота известна, можно определить доплеровский сдвиг. Для повышения точности вычисления частоты при равных интервалах между отсчетами амплитуд накапливают данные вида ω(τ2-τ1), ω(τ3-τ2), ω(τ4-τ3) и т.д.

Таким образом, для определения в предлагаемом способе мгновенного значения фазы сигнала необходимо выполнить следующие действия:

1. из входного радиочастотного сигнала формируют квадратурную составляющую (за счет задержки или гетеродинирования);

2. осуществляется синхронная дискретизация и квантование квадратурных составляющих принятого сигнала через интервалы времени τ;

3. производят запоминание цифровых значений отсчетов обеих квадратур, полученных до момента, в который требуется определить фазу - точки отсчета фазы T₀.

Далее возможны два варианта.

Вариант 1.

4. производят также оцифровку и запоминание всех последующих после момента времени Т₀ отсчетов в обеих квадратурах через тот же интервал τ. Процесс оцифровки дискретных отсчетов после момента T₀ можно производить с некоторой произвольной задержкой Тз;

5. производят попарно суммирование и вычитание для каждой квадратуры запомненных значений отсчетов, отстоящих относительно Тз/2 на одинаковые интервалы времени;

6. вычисляют частные от отношения сумм каждой пары отсчетов принятого сигнала к соответствующей по смещениям относительно T₀ сумме пар отсчетов квадратурной составляющей и, наоборот, частные от отношения разностей соответствующих пар отсчетов квадратурной составляющей к разности отсчетов принятого сигнала;

7. осуществляют суммирование частных от деления сумм и отдельно от деления разностей;

8. делением полученных сумм на общее количество пар учтенных отсчетов вычисляют медианные значения частных от деления сумм и разностей отсчетов;

9. вычисляют арктангенсы отдельно от медианных значений сумм и разностей;

10. полученные значения арктангенсов идентифицируются как два независимых мгновенных значения фазы сигнала в момент T₀.

Вариант 2: пункты 1-3 сохраняются в той же редакции. Пункты 4 и 5 записываются в следующей общей редакции:

4. после момента времени Т₀ для каждой квадратуры через тот же интервал τ производят оцифровку всех последующих текущих отсчетов и непосредственное после оцифровки их попарное суммирование и вычитание с запомненными до момента Т₀ значениями отсчетов, отстоящих относительно Тз/2 на одинаковые интервалы времени.

Все последующие действия в данном варианте определения мгновенного значения фазы совпадают с действиями, оговоренными выше в пунктах 6-10. Подчеркнем, что во втором варианте не требуется запоминание текущих после Т₀ значений отсчетов, но требуются более быстродействующие АЦП. Последовательность действий иллюстрируется временной диаграммой фиг.4. Полученные результаты являются искомыми значениями фазы сигнала в момент времени:

При необходимости измерения частоты следует воспользоваться формулой (20).

2. Схема устройства, реализующего способ при обработке одного гармонического колебания, приведена на фиг.5.

Схема содержит два идентичных канала первичной цифровой обработки исходных аналоговых квадратурных составляющих сигнала. В состав каждого канала входят аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 1, на входы которых поступают квадратурные составляющие сигнала, выходы АЦП с помощью многоразрядной параллельной шины соединены параллельно со стековыми регистрами 2 и 3, а также с одним из входов арифметико-логического устройства (АЛУ) 4, второй вход которого отдельно соединен с выходом регистра 3. Выходы АЛУ соединены с буферными регистрами 5, выходы которых параллельно соединены с пороговым устройством и блоком совпадений 6 и через вентильные устройства 8 соединены с контроллером 9. Выходы блока порогового устройства и схемы совпадений 6 соединены с управляющими входами вентильных устройств и счетчиком числа совпадений 9, выход последнего соединен с одним из входов контроллера 10 для вычисления средних значений результатов.

С целью устранения отсчетов с малыми и слишком большими мгновенными значениями аргументов арктангенсов, при которых возможны большие величины ошибок определения фазы, в схему введено пороговое устройство и блок совпадений 6, выход которого соединен с управляющими входами вентильных устройств и счетчиком числа совпадений 9, выход последнего соединен с одним из входов контроллера 10. Выходом устройства в целом является параллельный порт контроллера.

Устройство работает следующим образом.

Квадратурные составляющие принятого сигнала подаются на два АЦП, в которых синхронно производится дискретизация и оцифровка мгновенных значений квадратурных составляющих. Частота дискретизации, в принципе, никак не связана с частотой обрабатываемого сигнала и с теоремой Котельникова. Разрядность АЦП зависит от назначения системы, в которой используется устройство, например для спутниковых навигационных систем достаточно использование 6-разрядных АЦП. С выхода АЦП значения отсчетов, полученных до требуемого момента времени определения фазы T₀, записываются в стековые регистры 2 с процедурой входа-выхода LIFO (Last Input First Output - последний вошел - первый вышел). В первом режиме работы устройства после заполнения регистров 2 производится заполнение значениями отсчетов стеков 3 по процедуре FIFO (первый вошел - первый вышел). После окончания записи программируемого количества отсчетов данные со стеков 2 и 3 поступают на входы АЛУ, в котором происходит суммирование и отдельно их вычитание. Полученные результаты последовательно записываются в буферные регистры 5 и параллельно подаются на пороговые устройства и схему совпадений 6. Если одно из значений отсчета или оба значения отсчетов квадратур оказались ниже порога, значения данной пары отсчетов обоих каналов отбрасываются, счетчик 8 при этом не регистрирует принятие сигнала. Если событие произошло, оба значения отсчетов с буферных регистров через вентильные устройства 7 поступают в контроллер 10, а счетчик учитывает поступление данных. Количество зафиксированных счетчиком данных необходимо для расчета медианного значения определяемой фазы сигнала. В функции контроллера, помимо управления процессами в устройстве, входят процессы вычисления медианных значений частных от деления сумм отсчетов и соответствующих разностей и вычисления по ним арктангенсов. Вычисленные значения арктангенсов идентифицируются как значение фазы принятой и обработанной реализации сигнала в момент времени T₀. Схема устройства на фиг.5 универсальна и может за счет перепрограммирования работать в обоих вариантах. Дополнительно могут входить расчет частоты сигнала, управления режимами работы стековых регистров, устранения неоднозначности вычисления фазы на интервале 2π. В качестве контроллера целесообразно использование быстродействующих сигнальных микропроцессоров.

Изобретения поясняются приводимыми в дальнейшем кратким описанием графического материала и описанием предпочтительных вариантов использования предлагаемого изобретения.

Краткое описание чертежей.

Фиг.1 - классический метод измерения разности фаз между входным сигналом и опорным колебанием за счет их перемножения и интегрирования. Недостаток - требование наличия источника опорных колебаний;

фиг.2 - практически тот же классический метод измерения разности фаз с дискретным представлением сигналов;

фиг.3 - представлен прототип предлагаемого изобретения: цифровое устройство мгновенного запоминания частоты на основе запоминания ряда разнесенных по фазе значений входного сигнала. Это осуществляется за счет подачи на N смесителей (блок 1) такого же количества когерентных гетеродинных сигналов, формируемых общим источником гетеродинного напряжения (блок 4) путем разветвления и сдвига каждого напряжения по фазе на определенное количество градусов. Недостаток прототипа заключается в том, что в нем осуществляется однократный отсчет мгновенных значений входного сигнала и не реализуется возможность их повторного определения с целью повышения точности измерения. Поэтому эта схема может быть использована для приема мощных сигналов, какими и являются зондирующие сигналы РЛС;

фиг.4 - приведенный на рисунке график поясняет предлагаемый способ определения мгновенной фазы сигнала в момент времени Т₀ за счет операций с симметрично расположенными запомненными относительно Т₀ дискретными отсчетами.

фиг.5 - поясняется способ определения мгновенной фазы без необходимости запоминания дискретных отсчетов, следующих после T₀;

фиг.6 - приведена одна из возможных схем, реализующая предлагаемый способ. Поскольку сам предлагаемый способ является цифровым, то для его реализации используются элементы цифровых устройств.

Осуществление изобретения.

В настоящее время промышленностью выпускаются СБИС на основе GaAs с частотой дискретизации 1500 МГц [3]. Для обработки сигналов более высоких частот возможно использование преобразования в промежуточные частоты. При этом вносимые фазы гетеродинов могут учитываться либо их значения фаз не будут иметь значения, например, при использовании 2-3-частотного (многошкального) приема.

Основное применение предлагаемого изобретения - это в системах гидро- и радиоопределения местоположения объектов. При этом необходимо проводить одновременное определение фазы сигнала в пункте передачи и приема, т.е. в системах единого времени. В радиолокации это осуществляется автоматически. Для устранения неоднозначности здесь необходимо использование многошкального приема с кодовым разделением частот и использование длинно импульсного излучения. При разносе частот зондирующих сигналов до 1 МГц разность их фаз за счет отражений от цели или за счет доплеровского сдвига будет вносить незначительные ошибки, использование же длинноимпульсного излучения будет способствовать повышению потенциала РЛС.

Предлагаемое изобретение может быть использовано и в спутниковых навигационных системах, работающих в системах единого времени. Измеренное значение фазы на передаче в этих система может передаваться на навигатор в составе эфемерид. При точности измерений фазы 40-60 градусов стандартная точность измерений может повыситься в 5-6 раз. В автономных объектах - воздушных и космических аппаратах - способ может использоваться в режиме лага-измерителя пройденного пути. Возможен вариант реализации способа в многоэлементных интерферометрах.

Проведено моделирование работы способа и устройства в различных режимах, подтвердившее справедливость соотношений 8-20 и ожидаемых от его использования возможностей.

1. Цифровой способ определения мгновенной фазы принятой реализации гармонического или квазигармонического сигнала, заключающийся в том, что из принимаемого сигнала и его квадратурной составляющей до момента Т₀, в который требуется определить значения фазы, синхронно и отдельно путем дискретизации и кодирования их мгновенных значений создают и запоминают два массива значений цифровых дискретных отсчетов, отличающийся тем, что создают тем же путем еще два аналогичных массива значений отсчетов после момента Т₀, которые тоже запоминают, далее для каждой квадратур отдельно производят попарное суммирование и вычитание запомненных значений отсчетов, отстоящих относительно Т₀ на одинаковые интервалы времени и вычисляют частные от отношения сумм каждой пары отсчетов принятого сигнала к соответствующей по смещению относительно Т₀ сумме пар отсчетов квадратурной составляющей и, наоборот, частные от отношения разностей соответствующих пар отсчетов квадратурной составляющей к разности отсчетов принятого сигнала, осуществляют суммирование частных от деления сумм и отдельно от деления разностей и делением полученных сумм на общее количество пар учтенных отсчетов вычисляют медианные значения частных от деления сумм и разностей отсчетов, вычисленные затем отдельно арктангенсы от медианных значений сумм и разностей идентифицируются как две независимых мгновенных оценки значений фазы принятого сигнала в момент Т₀, соответствующий центру обрабатываемой части реализации.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что цифровые значения всех последующих после Т₀ текущих отсчетов каждой из квадратур суммируются и они же вычитаются отдельно с ранее запомненными и равно отстоящими по времени от Т₀ значениями отсчетов, каждую из полученных сумм пар отсчетов принимаемого сигнала делят на соответствующую по положению на временной оси сумму значений отсчетов квадратурной составляющей и отдельно каждую разность пар значений квадратурной составляющей делят на соответствующей ей по положению на временной оси разность отсчетов принимаемого сигнала, путем суммирования частных от деления сумм отсчетов и отдельно суммирования частных от деления разностей и делением полученных сумм на общее количество задействованных пар отсчетов вычисляют их два медианных значения массивов частных, арктангенсы от которых идентифицируются как два независимых мгновенных значения фазы принятого сигнала в момент Т₀, соответствующий центру обрабатываемой реализации.

3. Цифровое устройство определения мгновенной фазы принятой реализации гармонического или квазигармонического сигнала по способу п.1 или 2, состоящее при приеме одного сигнала из двух идентичных каналов приема для параллельной и синхронной обработки квадратурных составляющих, в каждом из которых содержится аналогово-цифровые преобразователи, выходы которых соединены параллельной шиной с парой стековых регистров, один из которых с процедурой записи «вход-выход» LIFO, а другой с процедурой FIFO, выходы этих регистров в каждом канале соединены со входами своих арифметико-логических устройств, выходы арифметико-логических устройств соединены через буферные регистры и вентильные устройства с отдельными входами контроллера управления, отличающееся тем, что выходы буферных регистров соединены также с пороговыми устройствами и схемой совпадений превышения порогов сигналом в каждом из каналов, выход которого соединен с управляющими входами вентильных устройств в каждом канале и общим для обоих каналов счетчиком совпадений, выход которого соединен с одним из управляющих входов контроллера.