Устройство обнаружения шумовых гидроакустических сигналов в виде звукоряда на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра

Использование: в гидроакустике, а именно в устройствах обнаружения шумовых гидроакустических сигналов в виде звукоряда на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра. Сущность: изобретение основано на вычислении непрерывного вейвлет-преобразования входного процесса на базисе комбинированного комплексного аналитического вейвлета, спектральная функция которого совпадает со спектральной плотностью мощностью всего звукоряда из К дискретных составляющих (ДС) (для самого крупного возможного масштаба и, соответственно, с самыми низкими возможными центральными частотами для К ДС). Техническим результатом является повышение помехоустойчивости обнаружителя шумовых гидроакустических сигналов в виде звукоряда. 5 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области гидроакустики, а именно к устройствам обнаружения шумовых сигналов со спектральной плотностью мощности (СПМ) в виде звукорядов (ЗР) (состоящих из дискретных составляющих (ДС) с кратными центральными частотами) на фоне аддитивной помехи.

Известно, что реализация оптимального приема при решении задачи обнаружения сигналов на фоне помех во многом определяется уровнем знаний о принимаемом сигнале.

Основными источниками шумового сигнала, излучаемого движущимися в воде гидроакустическими объектами (надводными судами или подводными лодками), являются [1-6]:

- энергетическая установка, которая включает машину, редукторы, вал, подшипники и т.д.;

- гребные винты, которые хотя и являются частью энергетической установки, но должны рассматриваться отдельно вследствие существенно отличного способа, которым они создают акустические шумы;

- вспомогательные механизмы, в состав которых входят механические и электрические системы, не относящиеся к энергетической установке (такие как вентиляторы, генераторы, насосы и т.п.);

- гидродинамические эффекты, состоящие в первую очередь из шумов обтекания корпуса корабля или ПЛ, а также шумов различных частей оборудования и конструкций, которые создаются за счет протекания различных жидкостей.

При этом суммарный шум движущегося гидроакустического объекта содержит в своем составе два основных типа шумов, отличающихся по своей сути. Эти отличия проявляются в виде их спектральных характеристик.

Одним из них является широкополосный шум с непрерывным спектром. Под непрерывным подразумевается спектр, уровень которого представляет собой непрерывную функцию СПМ шума в зависимости от частоты G(f). В технической литературе эту составляющую СПМ шума называют «сплошной частью спектра».

Другим типом шума является узкополосный (или тональный) шум, имеющий прерывистый спектр. Этот тип шума состоит из отдельных «тональных» (синусоидальных) составляющих, и его спектр содержит «линейчатые» компоненты, появляющиеся на дискретных частотах. В технической литературе эти синусоидальные компоненты шума называют «дискретными составляющими» (ДС) спектра шума G_ДC(f).

Таким образом, шум, излучаемый движущимся в воде объектом, обычно является смесью шумов двух указанных типов и может рассматриваться как шум с непрерывным спектром, содержащим отдельные наложенные дискретные составляющие [1-6].

Возникновение узкополосных компонент шума обусловлено работой системы движения корабля, винтов и вспомогательных механизмов. В зависимости от своего происхождения различные ДС могут зависеть (либо не зависеть) от скорости хода, глубины погружения шумящего объекта и ряда других факторов.

Характеристики ДС, обусловленных работой вспомогательных механизмов, обычно стабильны и не зависят от скорости движения корабля. Частоты и амплитуды ДС, вызванных энергетической установкой и гребными винтами, изменяются вместе со скоростью движения корабля. Спектральные функции таких ДС испытывают мультипликативные преобразования, пропорциональные изменению скорости вращения линии вала.

В некоторых случаях ДС, возбуждаемые от одного и того же источника, бывают синхронизированы между собой и образуют т.н. звукоряды (ЗР), т.е. наборы ДС, частоты которых кратны между собой. Такие ДС в литературе часто называют гармониками.

Так, например, вальный ЗР может содержать ДС на частотах, кратных частоте вращения линии вала:

где k=1, 2, 3, …, K - номера гармоник;

v - скорость вращения вала (об/мин);

f_в1 - частота вращения вала (Гц).

Лопастной ЗР может содержать ДС на частотах, кратных произведению частоты вращения линии вала и числа лопастей винта:

где z - число лопастей на винте.

Тональные компоненты ЗР являются высокостабильными и имеют очень узкие полосы частот [1-6]. Уместно заметить, что в отличие от отдельных ДС шум в виде ЗР, несмотря на то, что содержит узкополосные составляющие, в целом представляет собой широкополосный шумовой процесс.

Узкополосный гидроакустический шум (т.е. ДС общего суммарного шума) движущегося в воде объекта является полезным сигналом, обнаруживаемым на фоне помех, для узкополосных систем шумопеленгования.

Основной характеристикой, используемой для описания моделей ДС шума гидроакустических целей, является их спектральная плотность мощности. При этом в известных способах и устройствах обнаружения узкополосных шумовых сигналов (при синтезе алгоритмов обработки) традиционно используются идеализированные модели СПМ ДС. Эти же способы и реализующие их устройства приема используются в настоящее время и для обнаружения широкополосных шумов в виде звукорядов из кратных гармоник (1-2).

Наиболее часто СПМ отдельной ДС упрощенно представляется в виде абсолютно узкой δ-функции, сдвинутой от начала координат («нулевой частоты») на значение центральной частоты ДС f₁ [1-4]:

Соответственно, СПМ звукоряда из К ДС представляется в виде ряда δ-функций, сдвинутых на кратные частотные интервалы kf₁ [1-4]:

В случае более реалистичного подхода (с заданием конкретного значения ширины эффективной полосы ДС Δf) СПМ данной ДС может быть описана в виде локальной спектральной функции G₀(f), сдвинутой от начала координат («нулевой частоты») на значение центральной частоты ДС f₁ и, соответственно, локализованной в районе ее центральной частоты f₁

В большинстве случаев для упрощения моделей ДС предполагается, что форма спектральной функции G₀(f) представляет собой узкополосную прямоугольную функцию вида [1]:

где - стандартная прямоугольная функция [1, с.143].

СПМ звукоряда из К ДС в этом случае представляется в виде ряда сдвинутых узкополосных спектральных функций G₀(f) (отличных от δ-функций) с постоянной шириной полосы ДС Δf=const:

где G₀(f) - узкополосная спектральная функция, заданная в области нулевой частоты;

f₁ - центральная частота первой гармоники звукоряда;

G_k (f)=G₀(f-kf₁) - СПМ k-й гармоники;

А_k - амплитуда k-й гармоники;

К - количество ДС в звукоряде.

Для модели G₀(f) в виде прямоугольной функции, соответственно, можно записать

где

В качестве модели G₀(f) могут рассматриваться и другие, более сложные, локализованные спектральные функции, в виде различных «спектральных окон», соответствующих известным «временным (корреляционным) окнам» (прямоугольному, Бартлетта, Парзена, Хеннинга, Хемминга и т.д. [8,22]), но также с постоянной шириной полосы ДС: Δf_k=Δf=const.

При данном традиционном подходе, т.е. при использовании моделей ДС и ЗР вида (3-8), преобразования спектральных функций отдельных ДС и их звукорядов (вызванных системой движения корабля) при изменении скорости хода (частоты вращения вала) могут быть описаны только приближенно - с помощью обычного сдвига по частоте.

В соответствии с принятыми моделями (3, 4) или (5-8), в известных способах обнаружения узкополосных шумовых гидроакустических сигналов (соответствующих ДС спектра шумоизлучения пеленгуемых объектов) и в реализующих их устройствах (т.е. в узкополосных гидроакустических системах шумопеленгования) применяются различные способы спектрального анализа (методы оценки СПМ шума), основанные на преобразовании Фурье [7, 8]. Как уже говорилось выше, эти же способы и реализующие их устройства приема используются и для обнаружения широкополосных шумов в виде звукорядов, состоящих из кратных гармоник (1-2).

Известный способ обнаружения узкополосного шума с дискретными компонентами СПМ и реализующее его устройство, по сути, являются многоканальным энергетическим приемником (аналог) [1, с.351-352]. Данный способ представляет собой последовательное выполнение операций: широкополосной полосовой фильтрации (для формирования общего частотного диапазона), многоканальной узкополосной полосовой фильтрации (для формирования отдельных частотных каналов), квадратичного детектирования, интегрирования и сравнения с порогом (в каждом частотном канале).

Данный способ может быть непосредственно применен в устройствах-обнаружителях с аналоговым исполнением, в которых легко реализуется один из классических методов спектрального анализа - «метод фильтрации».

Устройство (аналог) [1, с.351-352], реализующее указанный способ обнаружения узкополосного шума, приведено на фиг.1, где

блок 1 - широкополосный полосовой фильтр;

блоки 2.1-1.М - набор («гребенка») узкополосных полосовых фильтров (УПФ), с одинаковой шириной полосы пропускания и различными центральными частотами (с равномерным шагом по частоте, равным ширине полосы пропускания одного фильтра);

блоки 3.1-3.М - квадратичные детекторы;

блоки 4.1-4.М - интеграторы;

блок 5 - М-канальное пороговое устройство.

Принцип действия данного устройства заключается в следующем. На вход устройства поступает реализация входного процесса

где s(t) - обнаруживаемый узкополосный шумовой сигнал,

n(t) - аддитивная помеха в виде нормального белого шума,

которая поступает на вход широкополосного полосового фильтра (ШПФ) (блок 1), формирующего общий частотный диапазон анализируемого шумового сигнала.

С выхода ШПФ (блок 1) полосовой шумовой процесс поступает на входы М-канальной гребенки УПФ (блоки 2.1-2.М), где формируется М отдельных частотных каналов.

Сформированные (расфильтрованные) узкополосные шумовые процессы у_m(t) поступают на входы квадратичных детекторов (блоки 3.1-3.М), с выходов которых продетектированные и возведенные в квадрат узкополосные сигналы |y_m(t)|² поступают на входы интеграторов (блоки 4.1-4.М). Время интегрирования (или накопления) узкополосных сигналов обычно выбирается равным величине, обратно-пропорциональной ширине полосы пропускания УПФ [1], и обеспечивающим потенциальную разрешающую способность по частоте для данного способа спектрального анализа (метода фильтрации).

С выходов интеграторов выделенные отклики z_m(t) поступают на вход М-канального порогового устройства (блок 5), выход которого является выходом устройства.

Способы обнаружения узкополосных шумовых сигналов, реализуемые в современных цифровых узкополосных шумопеленгаторных системах, основаны на т.н. «алгоритмах оценивания СПМ» [7, 8] (в основе которых также лежит преобразование Фурье). Т.е. в современных узкополосных приемниках (с цифровой реализацией) «гребенка узкополосных фильтров» формируется за счет вычисления дискретного преобразования Фурье (обычно реализуемого с помощью алгоритмов быстрого преобразования Фурье (БПФ)) входного сигнала или его корреляционной функции.

Форма АЧХ «узкополосных фильтров цифровой гребенки» определяется спектральной функцией временного окна, используемого при обработке входных данных.

Способ обнаружения узкополосных шумовых сигналов на основе «косвенного алгоритма» спектрального оценивания (аналог) [7, с.453-454] представляет собой последовательное выполнение операций: отбеливания, вычисления автокорреляционной функции, умножения на функцию «временного окна», вычисления преобразования Фурье и сравнения с порогом (в каждом частотном канале).

Способ обнаружения узкополосных шумовых сигналов, основанный на т.н. «прямом алгоритме» оценки СПМ анализируемого сигнала [7, с.454-455], представляет собой последовательное выполнение операций: секционирования входных данных, «взвешивания» (умножения на функцию «временного окна»), вычисления преобразования Фурье (по секциям), вычисления квадрата модулей комплексных коэффициентов Фурье, осреднения (по секциям) и сравнения с порогом (в каждом частотном канале).

Первые три перечисленные операции, в целом, представляют собой одну более общую операцию, называемую в технической литературе различными синонимами: «оконное преобразование Фурье», «кратковременное преобразование Фурье» («short-time Fourier transform» (STFT)), вычисление «периодограммы» или «спектрограммы» [7-9]. Причем промежуточная операция «взвешивания» выборки (секции) данных (т.е. умножения на функцию окна с целью уменьшения значений временных отсчетов по краям выборки и, соответственно, снижения уровня боковых лепестков узкополосных спектральных составляющих) может быть исключена. В этом случае используется самое простое - прямоугольное окно, образуемое автоматически при выполнении операции секционирования исходных данных.

Устройство (аналог) [7, с.456-457], реализующее вышеописанный способ обнаружения узкополосных шумовых сигналов, приведено на фиг.2, где

блок 1 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

блок 2 - рециркулятор;

блок 3 - вычислитель быстрого преобразования Фурье (БПФ);

блок 4 - вычислитель квадрата модуля;

блок 5 - оперативное запоминающее устройство (ОЗУ);

блок 6 - устройство осреднения;

блок 7 - пороговое устройство;

блок 8 - управляющее устройство.

Принцип действия данного устройства заключается в следующем. На вход устройства поступает реализация входного процесса x(t), которая поступает на вход АЦП (блок 1) с частотой дискретизации, удовлетворяющей требованиям теоремы Котельникова:

С выхода АЦП (блок 1) дискретные отсчеты поступают на вход рециркулятора (блок 2), где формируется и с каждым новым отсчетом обновляется текущая дискретная выборка (секция) x(n) длиной N отсчетов. Длина выборки N (и, соответственно, время анализа Т=NΔt_Д) определяется требуемой разрешающей способностью по частоте Δf (и, соответственно, шириной полосы элементарного частотного канала) обнаружителя ДС:

Сформированная текущая дискретная выборка входного процесса x(n) поступает на вход вычислителя БПФ (блок 3), с выхода которого комплексный спектр X(n) текущей выборки поступает на вход вычислителя квадрата модуля (блок 4), с выхода которого вычисленные квадраты модуля спектра текущей выборки |X(n)|² поступают на вход буферного ОЗУ (блок 5). В ОЗУ накапливается М последовательно вычисленных текущих массивов |X_m(n)|². После накопления М вычисленных реализаций квадратов модуля спектра, с выходов ОЗУ (блок 5) считывается М одномерных массивов длиной N отсчетов и поступает на устройство осреднения (блок 6), где вычисляется текущая осредненная оценка СПМ входного процесса:

С выхода устройства осреднения (блок 6) текущая осредненная оценка СПМ поступает на вход порогового устройства (блок 7), выход которого является выходом устройства.

Устройство управления (блок 8) осуществляет синхронизацию работы: аналого-цифрового преобразователя (блок 1), рециркулятора (блок 2), вычислителя преобразования Фурье (блок 3), оперативного запоминающего устройства (блок 5), устройства осреднения (блок 6) и порогового устройства (блок 7).

Недостатком вышеописанных способов обнаружения узкополосных сигналов и соответствующих устройств (аналогов) является их низкая реальная помехоустойчивость, несоответствующая теоретическому (потенциальному) выходному отношению сигнал/помеха (ОСП), вычисляемому на основе гипотезы идеально узкой ДС (3-4) или же ДС с постоянной шириной полосы частот, не зависящей от частоты (5-8).

Разрешающая способность методов спектрального анализа, используемых в данных способах обнаружения узкополосных сигналов и в соответствующих устройствах (аналогах), является фиксированной для всего рассматриваемого частотного диапазона и, в целом, равна величине, обратной длительности анализируемого временного процесса (времени наблюдения, определяемого т.н. «временным окном»).

Недостаточная помехоустойчивость данных способов обнаружения узкополосных сигналов является следствием использования идеализированной модели СПМ узкополосного шума в виде ДС, которая не учитывает всю известную информацию об обнаруживаемом сигнале.

В то же время известно, что при решении задачи обнаружения шумовых сигналов на фоне помехи, в случае известных зависимостей СПМ сигнала G_c(f) и помехи G_П(f), оптимальным является энергетический приемник (квадратичный детектор и интегратор), с предварительным (преддетекторным) фильтром Эккарта [1, с.348-351; 13, с.284-285].

Максимум обобщенного отношения сигнал/помеха (ОСП) на выходе энергетического приемника с предварительной додетекторной фильтрацией (определяемого как отношение приращения математического ожидания выходного процесса z₁(t), обусловленного наличием полезного сигнала во входном процессе, к дисперсии выходного процесса в случае отсутствия сигнала Z₀(t)) [1, с.351]:

имеет место, если квадрат модуля передаточной характеристики преддетекторного фильтра имеет вид:

Выражение (14) определяет вид АЧХ (форму квадрата модуля передаточной характеристики) оптимального преддетекторного фильтра, называемого в технической литературе фильтром Эккарта [1, с.348-351; 13, с.284-285].

Если помеха не является белым шумом, характеристика оптимального фильтра должна иметь спад в тех областях спектра, где мощность помехи велика. В присутствии белого шума (т.е. при равномерном спектре помехи) форма квадрата модуля передаточной характеристики оптимального преддетекторного фильтра Эккарта должна совпадать со спектральной плотностью мощности обнаруживаемого шумового сигнала |H(f)|²=G_c(f).

В узкополосном случае (т.е. при обнаружении ДС шума) помеху (в пределах ширины полосы частот СПМ ДС) можно с большой достоверностью считать белым шумом с равномерной СПМ G_П(f)=const. Следовательно, АЧХ узкополосного преддетекторного фильтра в каждом частотном канале, в идеале, должна повторять форму СПМ ДС узкополосного шума. В противном случае будут иметь место потери помехоустойчивости по сравнению с оптимальным приемником - многоканальным энергетическим приемником с преддетекторными фильтрами Эккарта [1, 13] в каждом частотном канале.

Таким образом, применение более точной модели обнаруживаемого узкополосного шума в виде отдельной ДС (с неизвестной центральной частотой) или широкополосного шума в виде звукоряда ДС (с кратными частотами) позволит реализовать обнаружение ДС или образуемых ими ЗР с более высокой помехоустойчивостью.

В действительности, входной процесс x(t) обнаружителя узкополосных шумовых гидроакустических сигналов обладает более сложной структурой СПМ, чем в общепринятых моделях (3-8).

Как отмечают авторы работ [1 (с.322), 21 (с.46)], эффективная ширина полосы СПМ ДС Δf зависит от значения частоты, на которой она образуется. Причем она прямо пропорциональна центральной частоте ДС f=f₁ и составляет 0,03…0,3% от значения f₁.

Случайные искажения, вносимые гидроакустическим каналом при распространении сигнала, а также доплеровские преобразования, вызванные кинематикой шумящего объекта и носителя ГАС шумопеленгования, приводят к дополнительному уширению полосы Δf до ≈0,5% от значения f₁. Но при этом сохраняются масштабно-частотные свойства СПМ отдельных ДС или общей СПМ всего звукоряда. Т.е. относительная полоса СПМ каждой отдельной ДС (или ДС, входящих в состав звукоряда, образованного одним общим источником) всегда является постоянной величиной и имеет порядок:

Другими словами, эффективная полоса ДС является линейной функцией ее центральной частоты:

Соответственно, эффективная полоса каждой k-й гармоники в звукоряде также является линейной функцией частоты:

а общая СПМ всего звукоряда из К ДС обладает масштабными (мультипликативными) свойствами в области частоты.

Данные соотношения могут быть положены в основу более точной (масштабно-частотной) модели СПМ узкополосного шума в виде отдельной ДС или широкополосного шума в виде ЗР ДС, учитывающей масштабные свойства ДС [20].

Спектральная функция отдельной ДС с центральной частотой f₁ может быть представлена в виде:

где G₀(f) - моделирующая спектральная функция, локализованная в области нулевой частоты (задающая общую форму СПМ ДС);

α₀ - масштабный коэффициент, соответствующий мультипликативному преобразованию (сжатию) исходной спектральной функции G₀(f);

f₁ - сдвиг частоты, соответствующий конкретному значению центральной частоты ДС.

Выбранные значения α₀ и f₁ однозначно определяют требуемую относительную полосу ДС β (15).

Для широкополосного шума в виде звукоряда из К ДС масштабно-частотную модель СПМ можно описать путем представления общей спектральной функции ЗР в виде суммы расширяющихся в кратное число раз спектральных функций первой гармоники, где в качестве масштабного коэффициента выступает номер гармоники k:

Уместно заметить, что при рассмотрении спектральной плотности давления (СПД) G_P(f), измеряемой в (вместо спектральной плотности мощности G(f), измеряемой будет справедлива запись амплитудных масштабных коэффициентов под знаком радикала:

- для СПД отдельной ДС

- для СПД ЗР из N ДС

При моделировании случайную временную реализацию узкополосного шума s(t), соответствующего модели СПД в виде отдельной ДС (20) или в виде звукоряда (21), можно получить путем пропуска реализации нормального белого шума w(t) через фильтр с передаточной характеристикой вида (20) или (21) соответственно:

где F^-1 { } - оператор обратного преобразования Фурье.

В качестве модели спектральной плотности давления отдельной ДС или первой ДС (первой гармоники) общего звукоряда может быть принята спектральная функция в виде сжатой в α₀ раз и сдвинутой на величину f₁ (Гц) функции Гаусса:

Данная функция, при своей простоте, достаточно хорошо описывает конечный вид СПМ ДС на входе приемника-обнаружителя с учетом:

- влияния нестабильности вращения различных корабельных механизмов со средней частотой f₁;

- влияния зависимости АЧХ механических контуров (корабельных конструкций) на формируемый спектр излучаемого узкополосного шума;

- влияния доплеровских мультипликативных (масштабных) преобразований за счет движения излучающего объекта и носителя ГАС шумопеленгования;

- случайных амплитудно-частотно-фазовых искажений за счет влияния канала распространения, описываемых с помощью свертки СПМ сигнала с функцией рассеяния канала и приводящих к дополнительному уширению СПМ ДС.

Уместно заметить, что спектральная функция вида (24) является отмасштабированным спектром Фурье известного комплексного аналитического вейвлета Морле [14-17]:

Спектр Фурье данного типа вейвлетов имеет вид:

где 1₊(f) - функция Хевисайда.

Частотный сдвиг f₁(Гц) в модели СПД (20) задает центральную частоту ДС, а подбор значения масштабного коэффициента α₀ позволяет получить требуемую величину относительной полосы ДС .

Несмотря на наличие описанных выше мультипликативных свойств ДС и ЗР, в традиционных методах спектрального анализа, применяемых в известных способах и устройствах обнаружения узкополосных сигналов (аналогах), разрешающая способность (по частоте) является постоянной (фиксированной) величиной для всего частотного диапазона. При ее настройке (за счет выбора размера и формы временного окна) на ширину спектра самой узкой (низкочастотной) ДС (в анализируемом диапазоне частот) полоса анализа будет слишком узкой для более высокочастотных ДС звукоряда. При ее настройке на ширину спектра более высокочастотных ДС полоса анализа будет избыточна (слишком широка) для более низкочастотных ДС.

Таким образом, в классических обнаружителях шумового сигнала в виде отдельных ДС или в виде звукорядов ДС с кратными частотами, использующих различные методы аналогового или цифрового спектрального анализа (на основе преобразования Фурье), принципиально невозможно обеспечить переменную разрешающую способность по частоте (во всем анализируемом диапазоне частот), соответствующую масштабно-частотной модели СПМ ДС (18-19). Т.е. в рамках классического спектрального анализа невозможно реализовать передаточные характеристики преддетекторных фильтров, адаптированные для различных частотных каналов всего диапазона и, таким образом, невозможно достичь максимума ОСП (13), соответствующего фильтру Эккарта.

Устройство обнаружения узкополосных шумовых гидроакустических сигналов на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра [20] (прототип), позволяет более точно учесть масштабные свойства СПМ ДС гидроакустических шумящих объектов и повысить помехоустойчивость соответствующих приемников-обнаружителей. Это достигается за счет применения к входному процессу вместо общепринятого кратковременного преобразования Фурье (с «грубой» (равномерной) разрешающей способностью во всем частотном диапазоне) нового вида преобразования, а именно непрерывного вейвлет-преобразования (с адаптированной разрешающей способностью (полосой анализа) в соответствии с масштабными свойствами обнаруживаемого узкополосного сигнала), с последующим осреднением по времени квадрата модуля полученного результата вейвлет-преобразования. В научной литературе совокупность указанных операций называется вычислением «интегрального вейвлет-спектра» [18] или «скалограммой» (scalogram) [15] входного анализируемого процесса.

Непрерывное вейвлет-преобразование (НВП) может быть определено в виде скалярного произведения исследуемого процесса x(t) и специальных базисных вейвлет-функций ψ_ατ(t) [14-17]:

где черта сверху обозначает операцию комплексного сопряжения.

Общий принцип построения базиса вейвлет-преобразования состоит в использовании мультипликативных преобразований с параметром масштаба α и смещений с параметром сдвига τ исходной вейвлет-функций ψ(t) (т.н. материнского вейвлета):

Чтобы быть вейвлетом, базисные функции должны обладать рядом необходимых свойств [14-17]. Они должны быть: квадратично-интегрируемыми, знакопеременными (обладать нулевым средним), а также должны стремиться к нулю на ±∞, и для практических целей - чем быстрее, тем лучше (причем вейвлет должен быть хорошо локализован и во времени, и по частоте). Для того чтобы было возможно обратное вейвлет-преобразование, спектральная функция вейвлета ψ(f) должна удовлетворять еще одному условию:

Формула непрерывного обратного вейвлет-преобразования имеет вид:

С целью более эффективного вычисления (при цифровой реализации) оператор НВП (24) может быть определен в частотной области [19] (аналог) в виде:

где Ψ(f)=F{ψ(t)} - образ Фурье выбранного исходного вейвлета ψ(t);

X(f)=F{x(t)} - образ Фурье анализируемого процесса x(t).

При этом достигается значительное повышение быстродействия цифровых устройств, реализующих НВП, за счет вычисления сверток с помощью эффективных процедур БПФ.

Единственным ограничением для данной формы записи оператора НВП (31), по сравнению с (27), является требование аналитичности для исследуемого сигнала и применяемого вейвлета:

supp Х_A(f)⊂[0,∞); supp Ψ_A(f)⊂[0,∞),

т.е. X_A(f)=0 и Ψ_A(f)=0 при f≤0.

В случае вейвлет-анализа действительных сигналов (что имеет место при обработке гидроакустических сигналов) их легко представить в аналитическом виде, без потери информации, путем обнуления отрицательных частот их комплексных спектров Фурье. То же самое касается и используемых вейвлетов. Причем часть широко применяемых комплексных вейвлетов (например, вейвлет Морле [14-17]) уже по определению сами являются аналитическими сигналами.

В принципе, для реализации оператора (31) достаточно, чтобы аналитическим был только вейвлет, т.к. свертка анализируемого сигнала с аналитическим вейвлетом (что соответствует перемножению их спектров Фурье) в итоге также дает результирующий аналитический сигнал.

В настоящее время применяется большое количество различных семейств вейвлетов: Хаара, Добеши, Морле, FHAT, МНАТ и т.д. [14-17]. Выбор типа анализирующего вейвлета, как правило, определяется тем, какую информацию необходимо извлечь из сигнала и степенью схожести вейвлета и анализируемого сигнала. Каждый вейвлет имеет свои характерные особенности во временной и частотной области. С помощью различных типов вейвлетов можно полнее выявить и подчеркнуть те или иные свойства анализируемого сигнала в масштабно-временной области. Как уже говорилось выше, для реализации способа обнаружения узкополосных шумовых сигналов [20] (прототип) достаточно эффективно может быть использован комплексный аналитический вейвлет Морле (25).

Вейвлет-спектр W_x(α,τ) одномерного процесса x(t), полученный в результате применения оператора НВП (27) или (31), является двумерной функцией и представляет собой поверхность в трехмерном пространстве.

Отметим, что при анализе комплексного сигнала или при использовании комплексного вейвлета, в результате вейвлет-преобразования получается комплексный вейвлет-спектр, и соответственно - двумерные массивы значений модуля и фазы (или реальной и мнимой части) вейвлет-коэффициентов:

.

Результат интегрального осреднения квадрата модуля НВП сигнала |W_x(α,τ)|² за время наблюдения для всех масштабов α является одномерной функцией масштаба и называется интегральным вейвлет-спектром сигнала [18] или скалограммой [15]:

Интегральный вейвлет-спектр сигнала x(t) по своей физической сущности очень близок к оценке его СПМ , получаемой на основе осреднения результатов оконного (кратковременного) преобразования Фурье. При этом масштабы α вейвлет-преобразования (при известном (заданном) базовом материнском вейвлете ψ(t)) однозначно соответствуют частотам f спектра Фурье.

Интерес для цифровой обработки сигналов представляет дискретный вариант НВП [14-19]. Необходимая дискретизация значений α и τ, при сохранении возможности восстановления сигнала из его преобразования, должна осуществляться следующим образом:

Вместо экспоненциальной формы дискретизации масштабных коэффициентов α возможна и линейная дискретизация вида:

Вариант базиса вейвлетов (28) с дискретизацией параметров α и τ (33) записывается в виде:

и в математической литературе называется «фреймами» [14].

Шкала масштабов вейвлет-спектра однозначно соответствует частотам Фурье исследуемого сигнала. Поэтому вейвлет-преобразование можно трактовать как особый вид «частотно-временного представления» сигналов [9]. Хотя точнее его следует называть «масштабно-временным представлением».

Причем линейная шкала масштабов (31), хотя и более избыточна по сравнению с логарифмической (30), но более удобна для сравнения результатов вейвлет-преобразования (т.е. масштабно-временного представления сигналов) с различными видами частотно-временных представлений сигналов [9].

Сущность математического метода, положенного в основу устройства обнаружения узкополосных шумовых гидроакустических сигналов на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра [20] (прототипа) заключается в проведении следующих операций:

1. Вычисление вейвлет-преобразования W_x(α,τ) входного процесса x(t) (наиболее эффективно эта процедура реализуется в частотной области с использованием аналитического вейвлета, в соответствии с оператором (31)):

1.1. Выбор исходного вейвлета Ψ(t), вычисление его спектра Фурье ψ(f), комплексное сопряжение и обнуление отрицательных частот (приведение к аналитическому виду): , при f>0 и , при f≤0 (в случае выбора комплексного аналитического вейвлета, последняя процедура - обнуления отрицательных частот, необязательна).

1.2. Вычисление базиса спектров аналитических вейвлетов путем масштабирования исходного спектра материнского вейвлета: .

1.3. Вычисление спектра Фурье входного процесса X(f).

1.4. Перемножение спектра Фурье входного процесса X(f) с сопряженным базисом отмасштабированных спектров аналитических вейвлетов .

1.5. Вычисление обратного преобразования Фурье от результата последнего перемножения:

2. Вычисление квадрата модуля результата вейвлет-преобразования входного процесса x(t).

3. Осреднение по времени квадрата модуля результата вейвлет-преобразования входного процесса x(t):

4. Сравнение полученного интегрального вейвлет-спектра с порогом (выбираемым в зависимости от требуемой вероятности ложной тревоги) и принятие решения об обнаружении сигнала в случае превышения порога в одном или нескольких каналах (гипотеза Н₁), либо о не обнаружении - в случае не превышения порога (гипотеза H₀) ни в одном из каналов.

Операции 1.1 и 1.2 производятся только с вейвлетом ψ(t), а не с исследуемым входным процессом x(t), и таким образом, данные операции могут быть проведены заранее, а результаты их расчетов - храниться в ПЗУ.

Устройство обнаружения узкополосных шумовых гидроакустических сигналов на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра [20] (прототип), приведено на фиг.3, где

блок 1 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

блок 2 - рециркулятор;

блок 3 - первый вычислитель БПФ;

блоки 4.1-4.М - комплексные перемножители;

блоки 5.1-5.M - масштабирующие устройства с коэффициентами сжатия

блок 6 - устройство комплексного сопряжения;

блок 7 - устройство обнуления отрицательных частот;

блок 8 - второй вычислитель БПФ;

блок 9 - постоянное запоминающее устройство (ПЗУ);

блоки 10.1-10.М - вычислители обратного БПФ;

блок 11 - вычислитель квадрата модуля;

блок 12 - устройство осреднения;

блок 13 - пороговое устройство;

блок 14 - управляющее устройство.

Принцип действия устройства (прототипа) [20] заключается в следующем. На вход устройства поступает реализация входного процесса x(t), которая поступает на вход АЦП (блок 1) с частотой дискретизации, удовлетворяющей требованиям теоремы Котельникова:

С выхода АЦП (блок 1) дискретные отсчеты поступают на вход рециркулятора (блок 2), где формируется и с каждым новым отсчетом обновляется текущая дискретная выборка x(n) длиной N отсчетов.

Сформированная текущая дискретная выборка входного процесса x(n) поступает на вход первого вычислителя БПФ (блок 3), с выхода которого комплексный спектр Х(n) входной реализации поступает одновременно на первые входы М комплексных перемножителей (блоки 4.1-4.М).

Из ПЗУ (блок 9) дискретная выборка «материнского» вейвлета ψ(n) поступает на вход второго вычислителя БПФ (блок 8), с выхода которого комплексный спектр вейвлета Ψ(n) поступает на вход формирователя аналитического сигнала (устройства обнуления отрицательных частот) (блок 7). С выхода блока 7 спектр аналитического вейвлета Ψ_A(n) поступает на вход устройства комплексного сопряжения (блок 6), с выхода которого сопряженный спектр аналитического вейвлета одновременно поступает на входы М масштабирующих устройств (блоки 5.1-5.М) с масштабными коэффициентами

α_m=α₀ ^m-1, m=1, …, M,

где α₀ - значение логарифмического дискретного шага масштаба;

М - количество требуемых дискретных значений масштаба (количество формируемых «масштабно-частотных» каналов).

Выбранное значение логарифмического шага масштаба α₀ задает относительную ширину полосы анализа обнаруживаемого узкополосного шумового сигнала.

Количество требуемых дискретных значений масштаба М определяется соотношением относительной полосы общего частотного диапазона (в октавах) и относительной полосы обнаруживаемых ДС (совпадающей с относительной полосой амплитудного спектра выбранного вейвлета).

М промасштабированных спектров базовой вейвлет-функции поступают на вторые входы комплексных перемножителей (блоки 4.1-4.M), с выходов которых результаты перемножения поступают на входы вычислителей обратного БПФ (блоки 10.1-10.M).

С выходов М вычислителей обратного БПФ (блоки 10.1-10.М) результаты вейвлет-преобразования текущей выборки (в виде двумерного массива значений вейвлет-коэффициентов размером M масштабов на N сдвигов W_x(m,n)) поступают на вход вычислителя квадрата модуля (блок 11). С выхода блока 11 вычисленные квадраты модулей вейвлет-коэффициентов |W_x(m,n)|² поступают на вход устройства осреднения (блок 12), с выхода которого осредненные по времени квадраты модуля результата вейвлет-преобразования текущей выборки входного процесса х(n)

поступают на вход порогового устройства (блок 13), выход которого является выходом устройства.

Устройство управления (блок 14) осуществляет синхронизацию работы: аналого-цифрового преобразователя (блок 1), рециркулятора (блок 2), вычислителей быстрого преобразования Фурье (блоки 3 и 8), ПЗУ (блок 9), вычислителей обратного БПФ (блоки 10.1-10. М), устройства осреднения (блок 12) и порогового устройства (блок 13).

Описанное выше устройство обнаружения узкополосного гидроакустического шумового сигнала (в виде ДС) на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра (прототип) [20] с точки зрения теории эккартовской фильтрации [1] шумовых сигналов является оптимальным (и более помехоустойчивым по сравнению с классическими узкополосными приемниками, реализующими различные методы спектрального анализа) при обнаружении отдельной ДС на неизвестной центральной частоте в заданном частотном диапазоне.

Данный тип приемника-обнаружителя дает также определенный выигрыш в помехоустойчивости (по сравнению с классическими обнаружителями узкополосных шумовых сигналов на основе традиционного спектрального анализа) и при обнаружении широкополосного шума в виде гармонических звукорядов (с СПМ, представляющей последовательность из К ДС с кратными центральными частотами), за счет более точного учета масштабных свойств СПМ отдельных ДС. Но при этом он не является оптимальным обнаружителем для всего широкополосного звукоряда.

Новое предлагаемое устройство обнаружения шумовых сигналов в виде звукорядов является оптимальным (с точки зрения теории эккартовской фильтрации) - именно для обнаружения ЗР из К ДС, а не для отдельной ДС с неизвестной центральной частотой. Это позволяет повысить помехоустойчивость предлагаемого обнаружителя по сравнению с прототипом при решении задачи обнаружения широкополосного шума в виде звукоряда из К ДС.

Суть алгоритма обработки сигналов в предлагаемом устройстве обнаружения ЗР (как и в устройстве обнаружения ДС - прототипе) также состоит в вычислении интегрального вейвлет-спектра входного процесса, но в качестве исходного материнского вейвлета предлагается использовать новый (особый) вид временного процесса, спектральная функция которого совпадает с СПМ всего звукоряда из К ДС (для самого крупного возможного масштаба и, соответственно, с самыми низкими возможными центральными частотами для К ДС ЗР). Спектральная функция данного вейвлета может быть получена путем суммирования отдельных спектров исходного вейвлета после их масштабного преобразования (в соответствии с масштабно-частотной моделью звукоряда (21)).

Сущность математического метода, положенного в основу предлагаемого устройства обнаружения широкополосных шумовых гидроакустических сигналов в виде ЗР на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра, заключается в проведении следующих операций:

1. Вычисление вейвлет-преобразования W_x(α,τ) входного процесса x(t), относительно базиса вейвлетов, спектр Фурье которых соответствует СПД сигнала в виде ЗР из заданного количества К отдельных ДС (при цифровой реализации, наиболее эффективно в вычислительном отношении, эта процедура реализуется в частотной области с использованием аналитического вейвлета, в соответствии с оператором (31)):

1.1. Вычисление базиса спектров аналитических вейвлетов, соответствующих СПД сигнала в виде ЗР из заданного количества К отдельных ДС:

1.1.1. Выбор (задание) исходного вейвлета ψ(t) и вычисление его спектра Фурье Ψ(f). Спектральная функция Ψ(f) должна соответствовать СПД отдельной ДС с заданной относительной полосой β и самой низкой центральной частотой f₁ (равной нижней частоте анализируемого частотного диапазона). Например, для вейвлета Морле:

значение β задается путем выбора значения параметра α₀.

1.1.2. Комплексное сопряжение и обнуление отрицательных частот (приведение к аналитическому виду): при f>0 и при f≤0 (в случае выбора комплексного аналитического вейвлета, последняя процедура - обнуления отрицательных частот, необязательна).

1.1.3. Масштабирование (растяжение) комплексного спектра аналитического вейвлета в кратное число раз, соответствующее заданному количеству К отдельных ДС в ЗР:

где k=1, 2, 3, …, K.

1.1.4. Формирование суммарного спектра аналитического вейвлета, соответствующего СПД сигнала в виде ЗР из заданного количества К отдельных ДС:

1.1.5. Вычисление базиса (массива) спектров аналитических вейвлетов путем масштабирования материнского суммарного спектра вейвлета

1.2. Вычисление спектра Фурье входного процесса X(f).

1.3. Перемножение спектра Фурье входного процесса X(f) с сопряженным базисом отмасштабированных спектров аналитических вейвлетов

1.4. Вычисление обратного преобразования Фурье от результата последнего перемножения:

2. Вычисление интегрального вейвлет-спектра входной реализации:

2.1. Вычисление квадрата модуля результата вейвлет-преобразования |W_x(α,τ)|² входного процесса x(t).

2.2. Осреднение по времени квадрата модуля результата вейвлет-преобразования |W_x(α,τ)|² входного процесса x(t):

3. Сравнение полученного интегрального вейвлет-спектра с порогом (выбираемым в зависимости от требуемой вероятности ложной тревоги) и принятие решения об обнаружении сигнала в случае превышения порога в одном из каналов (гипотеза Н₁), либо о не обнаружении - в случае не превышения порога (гипотеза H₀) ни в одном из каналов. По номеру сработавшего масштабно-частотного канала возможно измерение основной частоты вального звукоряда f₁ и косвенная оценка скорости движения обнаруженной цели.

Заметим, что операции 1.1.1-1.1.5 производятся только с вейвлетом ψ(t), а не с исследуемым входным процессом x(t), и таким образом, данные операции могут быть проведены заранее, а результаты их расчетов - храниться в ПЗУ устройства-обнаружителя.

Предлагаемое устройство обнаружения звукорядов шумовых гидроакустических сигналов на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра, приведено на фиг.4, где

блок 1 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

блок 2 - рециркулятор;

блок 3 - первый вычислитель быстрого преобразования Фурье (БПФ);

блоки 4.1-4.М - группа комплексных перемножителей;

блоки 5.1-5.М - первая группа масштабирующих устройств с масштабными коэффициентами α_m=α₀ ^m-1;

блок 6 - сумматор;

блок 7.1-7.K - вторая группа масштабирующих устройств с масштабными коэффициентами k=1, 2, 3, …, K;

блок 8 - устройство комплексного сопряжения;

блок 9 - устройство обнуления отрицательных частот;

блок 10 - второй вычислитель БПФ;

блок 11 - постоянное запоминающее устройство (ПЗУ);

блоки 12.1-12.M - вычислители обратного БПФ;

блок 13 - вычислитель квадрата модуля;

блок 14 - устройство осреднения;

блок 15 - пороговое устройство;

блок 16 - управляющее устройство.

Принцип действия устройства заключается в следующем. На вход устройства поступает реализация входного процесса x(t), которая поступает на вход АЦП (блок 1) с частотой дискретизации, удовлетворяющей требованиям теоремы Котельникова: .

С выхода АЦП (блок 1) дискретные отсчеты поступают на вход рециркулятора (блок 2), где формируется и с каждым новым отсчетом обновляется текущая дискретная выборка x(n) длиной N отсчетов.

Сформированная текущая дискретная выборка входного процесса x(n) поступает на вход первого вычислителя БПФ (блок 3), с выхода которого комплексный спектр Х(n) входной реализации поступает одновременно на первые входы М комплексных перемножителей (блоки 4.1-4.М).

Из ПЗУ (блок 11) дискретная выборка исходного вейвлета ψ(n) поступает на вход второго вычислителя БПФ (блок 10), с выхода которого комплексный спектр вейвлета Ψ(n) поступает на вход формирователя аналитического сигнала (устройства обнуления отрицательных частот) (блок 9). С выхода блока 9 спектр аналитического вейвлета Ψ_A(n) поступает на вход устройства комплексного сопряжения (блок 8), с выхода которого сопряженный спектр аналитического вейвлета одновременно поступает на входы К масштабирующих устройств (блоки 7.1-7.K) с масштабными коэффициентами:

k=1, 2, 3, …, K,

где K - количество ДС в обнаруживаемом ЗР.

С выходов K масштабирующих устройств (блоки 7.1-7.K) K промасштабированных спектров базовой вейвлет-функции поступают на входы сумматора (блок 6).

С выхода сумматора (блок 6) сформированный спектр суммарного материнского вейвлета в виде «звукоряда» с самыми низкими центральными частотами ДС (или с самым крупным временным масштабом):

одновременно поступает на входы М масштабирующих устройств (блоки 5.1-5.М) с масштабными коэффициентами:

α_m=α₀ ^m-l, m=1, …, М,

где α₀ - значение логарифмического дискретного шага масштаба;

М - количество требуемых дискретных значений масштаба (количество формируемых «масштабно-частотных» каналов).

Выбранное значение логарифмического шага масштаба α₀ задает относительную ширину полосы анализа обнаруживаемых ДС шумового сигнала, а количество требуемых дискретных значений масштаба М - перекрытие всего анализируемого частотного диапазона.

С выходов М масштабирующих устройств (блоки 5.1-5.М) М промасштабированных спектров базовой вейвлет-функции поступают на вторые входы комплексных перемножителей (блоки 4.1-4.M), с выходов которых результаты перемножения поступают на входы вычислителей обратного БПФ (блоки 12.1-12.M).

С выходов М вычислителей обратного БПФ (блоки 12.1-12.М) результаты вейвлет-преобразования текущей выборки (в виде двумерного массива значений вейвлет-коэффициентов размером M масштабов на N сдвигов W_x(m,n)) поступают на вход вычислителя квадрата модуля (блок 13). С выхода блока 13 вычисленные квадраты модулей вейвлет-коэффициентов |W_x(m,n)|² поступают на вход устройства осреднения (блок 14), с выхода которого осредненные по времени квадраты модуля результата вейвлет-преобразования текущей выборки входного процесса x(n):

поступают на вход порогового устройства (блок 15), выход которого является выходом устройства.

Устройство управления (блок 16) осуществляет синхронизацию работы: аналого-цифрового преобразователя (блок 1), рециркулятора (блок 2), вычислителей быстрого преобразования Фурье (блоки 3 и 12), ПЗУ (блок 11), вычислителей обратного БПФ (блоки 12.1-12.М), устройства осреднения (блок 14) и порогового устройства (блок 15).

Достигаемый выигрыш в помехоустойчивости предлагаемого обнаружителя (и, соответственно, в дальности действия гидроакустической системы шумопеленгования, реализующей данный метод обнаружения ЗР) по сравнению с прототипом (устройством обнаружения узкополосного шума в виде отдельных ДС) достигается благодаря увеличению базы обнаруживаемого сигнала:

где Δf - общая полоса сигнала;

Т - длительность анализируемого сигнала (время наблюдения);

а точнее - благодаря увеличению общей ширины полосы частот принимаемого сигнала в виде звукоряда.

Как известно [1], выходное ОСП приемника широкополосного шумового сигнала d_вых определяется величиной базы принимаемого сигнала:

где входное ОСП.

В приемнике-обнаружителе (прототипе) в каждом отдельном (масштабно-частотном) канале, совпавшем по частоте (масштабу) с центральными частотами каждой из К ДС обнаруживаемого ЗР, за время наблюдения Т будет выделяться мощность одной из ДС ЗР. Следовательно, база обнаруживаемого сигнала в «сработавшем» канале будет равна:

В предлагаемом приемнике-обнаружителе широкополосного шума в виде ЗР в каждом отдельном (масштабно-частотном) канале, совпавшем по частотам (масштабам) с центральными частотами всех К ДС обнаруживаемого ЗР, за время наблюдения Т будет выделяться мощность не одной, а всех К ДС ЗР. Следовательно, база обнаруживаемого сигнала в «сработавшем» канале будет равна:

Таким образом, выигрыш в помехоустойчивости (выходном ОСП) предлагаемого обнаружителя (относительно обнаружителя узкополосного шума в виде ДС (прототипа)) при входном процессе, содержащем звукоряд из К ДС, составит:

Данный выигрыш в выходном ОСП ≈ в раз достигается за счет увеличения ширины полосы обнаруживаемого сигнала примерно в К раз (равном количеству ДС, входящих в состав ЗР).

Описанный алгоритм обнаружения ЗР соответствует известному (заданному) количеству ДС в обнаруживаемом ЗР. В этом случае выбирается (формируется) один конкретный вид суммарной вейвлет-функции из К ДС. В случае неизвестного количества ДС в обнаруживаемом ЗР возможен последовательный перебор вида материнского вейвлета (39), начиная с K=2 и до заданного максимального (теоретически возможного) количества ДС K_mах. Обычно на практике в шумах реальных движущихся гидроакустических объектов встречаются вальные и лопастные ЗР с количеством ДС не более 5-10.

Для проверки уровня эффективности предлагаемого способа обнаружения узкополосного шума был проведен специальный модельный эксперимент в среде MathCad 14.

В ходе него был проведен сравнительный анализ помехоустойчивости (при обнаружении шума в виде ЗР из 5 ДС на фоне помехи в виде белого шума):

- устройства прототипа, реализующего метод обнаружения ДС на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра входного процесса (с вейвлетом Морле);

- и предлагаемого устройства, реализующего метод обнаружения ЗР на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра входного процесса (с комбинированным суммарным вейвлетом, спектр Фурье которого имеет вид (39) при K=5).

В качестве модели сигнала использовалась специально сформированная временная реализация шума (23) в соответствии с масштабно-частотной моделью СПД звукоряда (21) и со спектральной функцией ДС вида (24). Центральная частота первой гармоники была выбрана равной f₁=2 (Гц). Значение относительной полосы ДС составляло . В сформированном звукоряде было смоделировано 5 ДС вального звукоряда с центральными частотами f_вn=2, 4, 6, 8, 10 (Гц). Входное отношение сигнал/помеха (по мощности) было выбрано равным d_вх=0.01.

На фиг.5 приведен вид выходных спектральных процессов (синий цвет - при наличии во входном процессе только помехи; красный цвет при наличии сигнала и помехи), вычисленных по различным алгоритмам и приведенных к единому уровню среднего значения спектра выходного процесса при наличии на входе только помехи (зеленый цвет):

а) интегральный вейвлет-спектр с вейвлетом Морле (прототип; линейная шкала частот от 1 до 25 Гц);

б) интегральный вейвлет-спектр с комбинированным вейвлетом (предлагаемое устройство; линейная шкала частот от 1 до 5 Гц);

в) интегральный вейвлет-спектр с вейвлетом Морле (прототип; логарифмическая шкала частот);

г) интегральный вейвлет-спектр с комбинированным вейвлетом (предлагаемое устройство; логарифмическая шкала частот).

Осредненные результаты многократно проведенного эксперимента показали совпадение теоретического и экспериментального выигрыша в выходном ОСП: для ЗР из K=5 ДС он составил 2.2 раза ≈.

Выходной максимальный отклик в предлагаемом устройстве-обнаружителе строго соответствует центральной частоте первой гармоники вального звукоряда, что может служить основой косвенного метода измерения скорости движения объекта - по измеренной частоте вращения линии вала.

Список использованных источников

1. Бурдик B.C. Анализ гидроакустических систем. Л.: Судостроение, 1988, 392 с. (Аналог, с.351-352).

2. Болгов В.М., Плахов Д.Д., Яковлев В.Е. Акустические шумы и помехи на судах. Л.: Судостроение, 1984, 192 с.

3. Урик Р.Дж. Основы гидроакустики. Л.: Судостроение, 1978, 446 с.

4. Евтютов А.П., Митько В.Б. Инженерные расчеты в гидроакустике. Л.: Судостроение, 1988, 288 с.

5. Клюкин И.И. Борьба с шумом и звуковой вибрацией на судах. Л.: Судостроение, 1971, 416 с.

6. Клюкин И.И., Боголепов И.И. Справочник по судовой акустике. Л.: Судостроение, 1978, 504 с.

7. Применение цифровой обработки сигналов./ Под ред. Оппенгейма Э. М.: Мир, 1980, 552 с. (аналог, с.454-457; аналог, с.453-454).

8. Марпл С.Л. Цифровой спектральный анализ и его приложения. М.: Мир, 1990, 584 с.

9. Коэн Л. Время-частотные распределения: обзор. ТИИЭР, 1989, т.77, №10, с.72-120.

10. Хелстром К. Статистическая теория обнаружения сигналов. М.: Иностранная литература, 1963, 430 с.

11. Ван-Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Т.1. М.: Сов. радио, 1972, 744 с.

12. Ван-Трис Г. Теория обнаружения, оценок и модуляции. Т.3. М.: Сов. радио, 1977, 661 с.

13. Зарайский В.А., Тюрин A.M. Теория гидролокации. Л.: ВМА, 1975, 604 с.

14. Добеши И. Десять лекций по вейвлетам. Ижевск: НИЦ «Регулярная и хаотическая динамика», 2001, 464 с.

15. Астафьева Н.М. Вейвлет-анализ: основы теории и примеры применения. Успехи физических наук. Том 166, №11, 1996, с.1145-1170.

16. Дремин И.М., Иванов О.В., Нечитайло В.А. Вейвлеты и их использование. Успехи физических наук. Том 171, №5, 2001, с.465-501.

17. Дьяконов В.П. Вейвлеты. От теории к практике. М.: СОЛОН-Р, 2002, 440 с.

18. Фрик П., Соколов Д. Вейвлеты в астрофизике и геофизике. Компьютерра. 1998, №8, с.46-49.

19. Сапрыкин В.А., Малый В.В., Лопухин Р.В. «Способ и устройство быстрого вычисления дискретного вейвлет-преобразования сигнала с произвольным шагом дискретизации масштабных коэффициентов». Патент на изобретение РФ №2246132 от 10.02.2005 с приоритетом от 09.01.2003. (Аналог).

20. Сапрыкин В.А., Малый В.В., Шаталов Г.В. «Устройство обнаружения узкополосных шумовых гидроакустических сигналов на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра». Патент на изобретение РФ №2367970 от 20.09.2009 с приоритетом от 24.12.2007. (Прототип).

21. Корякин Ю.А., Смирнов С.А., Яковлев Г.В. Корабельная гидроакустическая техника. Состояние и актуальные проблемы. СПб: Наука, 2004, 410 с.

22. Макс Ж. Методы и техника обработки сигналов при физических измерениях. T.1, т.2, М.: Мир, 1983, 312 с. и 225 с.

Устройство обнаружения шумовых гидроакустических сигналов в виде звукоряда на основе вычисления интегрального вейвлет-спектра, содержащее: аналого-цифровой преобразователь, на вход которого подается входной сигнал, а выход которого соединен с входом рециркулятора, выход которого соединен с входом первого вычислителя быстрого преобразования Фурье, выход которого соединен с первыми входами М комплексных перемножителей, выходы которых соединены с входами М вычислителей обратного быстрого преобразования Фурье, выходы которых соединены с входами вычислителя квадрата модуля, выходы которого соединены с входами устройства осреднения, выход которого соединен с входом порогового устройства, выход которого является выходом устройства; постоянное запоминающее устройство, выход которого соединен с входом второго вычислителя быстрого преобразования Фурье, выход которого соединен с входом устройства обнуления отрицательных частот, выход которого соединен с входом устройства комплексного сопряжения; М масштабирующих устройств первой группы, выходы которых соединены со вторыми входами М комплексных перемножителей; управляющее устройство, выходы которого соединены с управляющими входами аналого-цифрового преобразователя, рециркулятора, первого и второго вычислителя быстрого преобразования Фурье, вычислителей обратного быстрого преобразования Фурье, устройства осреднения и порогового устройства, отличающееся тем, что дополнительно введены: К масштабирующих устройств второй группы, входы которых соединены с выходом устройства комплексного сопряжения, а выходы которых соединены с К входами сумматора, выход которого соединен с входами М масштабирующих устройств первой группы.