Умножитель частоты в четное число раз n

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в качестве источника электропитания повышенных промышленных частот и более высоких частот. Технический результат заключается в уменьшении потерь мощности. Умножитель частоты содержит преобразователь трехфазного напряжения в систему N фазного выходного напряжения с N магнитопроводами и расположенными на каждом из них тремя входными обмотками, одной выходной и обмотке управления, внешний источник трехфазного синусоидального напряжения и внешнюю нагрузку, подключенную к выходным зажимам, N управляемых ключей, выполненных на диодах и транзисторах, N линейных конденсаторов. 3 ил.

 

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в качестве источника электропитания повышенных промышленных и более высоких частот.

Известен умножитель частоты в четное число N раз [1], содержащий источник внешнего синусоидального трехфазного напряжения, N магнитопроводов, на которых расположены обмотки преобразователя трехфазного напряжения в N-фазное, обмотки цепи подмагничивания постоянным током, обмотки цепи самоподмагничивания с промежуточной частотой и выходные обмотки, соединенные с конденсатором продольной компенсации в последовательную цепь, два выходных зажима, к которым подключена внешняя нагрузка.

Недостатком известного технического решения являются большие потери мощности, что обусловлено следующими причинами.

Магнитопроводы работают в режиме глубокого насыщения, в котором площадь петли гистерезиса ферромагнетика достигает наибольших размеров, поэтому потери мощности в магнитопроводах имеют максимальное значение. Кроме того, в этом режиме резко снижается индуктивность обмоток из-за чего в них протекают большие входные токи, что также приводит к увеличению мощности потерь.

При умножении в четное число раз необходимо вводить цепи подмагничивания постоянным током, так как характеристики ферромагнетика представляют собой нечетную функцию. Для повышения эффективности умножения вводят цепи самоподмагничивания с промежуточной частотой. Наличие этих цепей приводит к дополнительному увеличению мощности потерь.

Целью изобретения является уменьшение потерь мощности.

Это достигается тем, что умножитель частоты в четное число раз N, содержащий преобразователь трехфазного напряжения в симметричную систему N фазного напряжения из N магнитопроводов с расположенными на каждом из них одной выходной обмоткой (ВО) и тремя входными обмотками (ВхО), соединенным последовательно и подключенными к выходам внешнего источника трехфазного синусоидального напряжения, а также первый и второй выходные зажимы, к которым подключена внешняя нагрузка, при этом первые выводы каждой ВО соединены между собой и подключены к первому выходному зажиму, введено N управляемых ключей (УК), N управляющих обмоток (УО), расположенных по одной на каждом из N магнитопроводов, и N конденсаторов (К), при этом первые силовые выводы (СВ) каждого УК подсоединены ко второму выводу ВО, управляющие выводы каждого УК подсоединены к соответствующим концам каждой УО, вторые СВ каждого УК соединены с первыми выводами каждого К, а вторые выводы каждого К соединены между собой и подключены ко второму выходному зажиму.

На фиг.1, в качестве одного из вариантов гармонического умножителя частоты в четное число раз, приведена схема учетверителя частоты (N=4).

Гармонический умножитель частоты содержит преобразователь трехфазного напряжения 1 в симметричную систему четырехфазного напряжения, содержащий первый 2, второй 3, третий 4 и четвертый 5 магнитопроводы, с расположенными на каждом из них по одной выходной обмотке: первой ВО 6, второй ВО 7, третьей ВО 8, четвертой ВО 9 и трем ВхО, соединенным последовательно и образующих первую фазную цепь, состоящую из первой ВхО 10, второй ВхО 11, третьей ВхО 12 и четвертой ВхО 13, вторую фазную цепь, состоящую из пятой ВхО 14, шестой ВхО 15, седьмой ВхО 16 и восьмой ВхО 17, третью фазную цепь, состоящую из девятой ВхО 18, десятой ВхО 19, одиннадцатой ВхО 20 и двенадцатой ВхО 21, и подключенным к выходам внешнего источника трехфазного синусоидального напряжения 22, а также первый 23 и второй выходные зажимы 24, к которым подключена внешняя нагрузка 25, первый УК 26, второй УК 27, третий УК 28 и четвертый УК 29, первую УО 30, вторую УО 31, третью УО 32 и четвертую УО 33, расположенными на первом 2, втором 3, третьем 4 и четвертом 5 магнитопроводах соответственно, а также первый К 34, второй К 35, третий К 36 и четвертый К 37, при этом первый СВ 38 первого УК 26 подключен ко второму выводу первой ВО 6, первый СВ 39 второго УК 27 подключен ко второму выводу второй ВО 7, первый СВ 40 третьего УК 28 подключен ко второму выводу третьей ВО 8 и первый СВ 41 четверного УК 29 подключен ко второму выводу четверной ВО 9, первый УВ 42 первого УК 26 подсоединен к концу первой УО 30, первый УВ 43 второго УК 27 подсоединен к концу второй УО 31, первый УВ 44 третьего УК 28 подсоединен к концу третьей УО 32 и первый УВ 45 четвертого УК 29 подсоединен к концу четвертой УО 33, а второй УВ 50 первого УК 26 соединен с начальным выводом первой УО 30, второй УВ 51 второго УК 27 соединен с начальным выводом второй УО 31, второй УВ 52 третьего УК 28 соединен с начальным выводом третьей УО 32 и второй УВ 53 четверного УК 29 соединен с начальным выводом четверной УО 33, при этом второй СВ 46 первого УК 26 соединен с первым выводом первого К 34, второй СВ 47 второго УК 27 соединен с первым выводом второго К 35, второй СВ 48 третьего УК 28 соединен с первым выводом третьего К 36 и второй СВ 49 четвертого УК 29 соединен с первым выводом четвертого К 37, при этом вторые выводы первого К 34, второго К 35, третьего К 36 и четвертого К 37 соединены между собой и подключены ко второму выходному зажиму 24.

На фиг.2 в качестве примера приведены два варианта схемных решений управляемого ключа, построенных на биполярном транзисторе и полупроводниковых диодах, а также подключенные к ним цепи. Все управляемые ключи идентичны, поэтому для пояснения их особенностей рассмотрим первый управляемый ключ 26.

В схеме на фиг.2,а управляемый ключ представляет собой мост, выполненный на первом полупроводниковом диоде (ПД) 54, втором ПД 55, третьем ПД 56, четвертом ПД 57 и транзисторе 58, включенном в одну из диагоналей моста. Другую диагональ моста образуют силовые выводы 38 и 46. Управляющие выводы 42 и 50 подсоединены к базе и эмиттеру транзистора 58 соответственно.

В схеме на фиг.2,б управляемый ключ 26 состоит из транзистора 59 и ПД 60, при этом эмиттер транзистора 59 и анод ПД 60 подключены к первому СВ 38, а коллектор транзистора 59 и катод ПД 60 - ко второму СВ 46. Первый УВ 42 и второй УВ 50 подсоединены к базе и эмиттеру транзистора 58.

Рассмотрим работу умножителя в предположении, что сопротивление нагрузки 25 близко к нулю.

Входное напряжение с частотой f, создаваемое источником синосуидального трехфазного напряжения 22, передается на входы преобразователя числа фаз 1 входного напряжения и преобразуется в симметричную систему четырехфазного напряжения, содержащего первый 2, второй 3, третий 4 и четвертый 5 магнитопроводы с расположенным на каждом из них по трем входным обмоткам преобразования, образующих первую фазную цепь (обмотки 10, 11, 12 и 13), вторую фазную цепь (обмотки 14, 15, 16 и 17) и третью фазную цепь (обмотки 18, 19, 20 и 21), соединенным последовательно. В результате на первой ВО 6, второй ВО 7, третьей ВО 8 и четвертой ВО 9 создается симметричная четырехфазная система напряжений u₁, u₂, u₃ и u₄ (фиг.3). Далее напряжение u₁ поступает на первую последовательную цепь, образованную первым УК 26 и первым К 34, напряжение u₂ поступает на вторую последовательную цепь, образованную вторым УК 27 и вторым К 35, напряжение u₃ поступает на вторую последовательную цепь, образованную третьим УК 28 и третьим К 36, и напряжение u₄ поступает на четвертую последовательную цепь, образованную четвертым УК 29 и четвертым К 37.

В результате на первой УО 30, второй УО 31, третьей УО 32 и четвертой УО 33, магнитно связанных с первой ВО 6, второй ВО 7, третьей ВО 8 и четвертой ВО 9 соответственно, образуются противофазные управляющие напряжения. Поэтому на интервалах времени Т/2 (Т - период входной частоты), когда u₁, u₂, u₃ и u₄ больше нуля, управляющие напряжения на первой УО 30, второй УО 31, третьей УО 32 и четвертой УО 33 также больше нуля, силовые выводы 38 и 46 первого УК 26, силовые выводы 39 и 47 второго УК 27, силовые выводы 40 и 48 третьего УК 28, силовые выводы 41 и 49 четвертого УК 29 замыкаются. В результате первый К 34, второй К 35, третий К 36, четвертый К 37 подключаются к первой ВО 6, второй ВО 7, третьей ВО 8, четвертой ВО 9 соответственно. При этом в течение положительной полуволны этих напряжений заряд q₁ первого К 34, заряд q₂ второго К 35, заряд q₃ третьего К 36, заряд q₄ четвертого К 37 повторяют форму выходных напряжений u₁, u₂, u₃ и u₄ соответственно (фиг.3, б). Поэтому по первой последовательной цепи, состоящей из первого УК 26 и первого К 34 протекает ток i₁=dq₁/dt (фиг.3, б), по второй последовательной цепь протекает ток i₂=dq₂/dt (фиг.3, б), по третьей последовательной цепи протекает ток i₃=dq₃/dt (фиг.3, б) и по четвертой последовательной цепи протекает ток i₄=dq₄/dt (фиг.3, б). Так как токи i₁, i₂, i₃, i₄ являются производными от заряда, то в первую четверть периода Т они протекают в одном направлении (на фиг.2 помечено знаком «+» и штриховкой), а во вторую четверть периода Т в обратном направлении.

При схемной реализации управляемых ключей 26, 27, 28 и 29 в виде диодно-транзисторных цепей (фиг.2) управляющими выводами 42 и 50, 43 и 51, 44 и 52, 45 и 53 являются выводы база-эмиттер транзисторов, а силовыми выводами этих ключей 38 и 46, 39 и 47, 40 и 48, 41 и 49 являются выводы коллектор-эмиттер этих транзисторов.

Ток i_н, протекающий через внешнюю нагрузку 25, равен сумме i_н=i₁+i₂+i₃+i₄. На фиг.3,в он выделен жирной линией и представляет колебание, частота которого в четыре раза превышает частоту f входного напряжения. Поэтому устройство является учетверителем частоты.

Как видно из фиг.3, в токи i₁, i₂, i₃ и i₄ протекают в двух направлениях: положительном и отрицательном. Причем среднее значение каждого из этих токов за период Т равно нулю, т.е. постоянная составляющая тока отсутствует. Поэтому потерь по постоянному току в этих цепях нет и, следовательно, преобразование частоты протекает с высокой эффективностью, ограниченной только омическими потерями в ключах, выходных и управляющих обмотках, потерями в материале сердечников и конденсаторов. При использовании современной элементной базы эти потери составляют несколько процентов в диапазоне достаточно высоких частот (до МГц и выше).

При сопротивлении R_н внешней нагрузки 25, отличном от нуля, работа устройства несколько изменяется. Это обусловлено тем, что по законам коммутации ток, протекающий через выходные обмотки, имеющие индуктивное сопротивление, не может мгновенно измениться. В результате за счет конечности сопротивления R_н процесс нарастания токов i₁, i₂, i₃ и i₄ будет происходить не мгновенно, а более плавно, что приводит и к плавному нарастанию тока i_н. Поэтому форма выходного тока будет приближаться к синусоидальной с частотой 4f.

Аналогичным образом работает устройство и при других кратностях умножения N.

Реализация заявляемого устройства осуществляется следующим образом. Преобразователь числа фаз 1 выполняет следующие функции [2]: преобразует малое выходное сопротивление источника трехфазного синусоидального напряжения 22 в малое выходное сопротивление преобразователя фаз 1, при котором достигается его максимальный коэффициент передачи; создает относительные фазовые сдвиги Ф_N=2π/N напряжений на выходных обмотках 6, 7, 8 и 9 (фиг.3, а).

Первая функция реализуется известными методами теории цепей и взаимосвязана со второй, сводящейся к определению числа витков обмоток преобразователя числа фаз [2].

Эта задача решена в [3] для любых N. При этом для N=4, относительное число витков входных обмоток составляет: первая обмотка 10 w₁=(W₁/W₀)=0.118, вторая обмотка 11 w₂=(W₂/W₀)=-0.118, третья обмотка 12 w₃=(W₃/W₀)=-0,118, четвертая обмотка 13 w₄=(W₄/W₀)=0.118, пятая обмотка 14 w₅=(W₅/W₀)=0.043, шестая обмотка 15 w₆=(W₆/W₀)=0.161, седьмая обмотка 16 w₇=(W₇/W₀)=-0.043, восьмая обмотка 17 w₈=(W₈/W₀)=-0.161, девятая обмотка 18 w₉=(W₉/W₀)=0.161, десятая обмотка 19 w₁₀=(W₁₀/W₀)=-0.143, одиннадцатая обмотка 20 w₁₁=(W₁₁/W₀)=0.161 и двенадцатая обмотка 21 w₁₂=(W₁₂/W₀)=-0.143, где W_n - число витков соответствующей входной обмотки преобразователя числа фаз, n=1, 2, 3…12 - номер обмотки, W₀ - число витков, заданное исходя из конструктивных и габаритных размеров магнитопроводов. Знак минус перед нормированным значением числа витков означает встречное включение. Аналогичным образом с использованием [3] определяется число витков входных обмоток и для других кратностей умножения N.

Для реализации преобразователя числа фаз 1 используют стандартные и нестандартные магнипроводы различной конструкции: стрежневые, броневые, витые, тороидальные и другие. Достоинства сердечников различных конструкции изложены в [4]. На каждом из этих магнитопроводов располагаются как входные обмотки, так выходные и управляющие обмотки.

Материал магнитопроводов выбирается таким образом, чтобы обеспечить минимальные потери как на входной частоте f, так и выходной частоте Nf. В случае использования умножителей частоты в силовых промышленных установках в качестве материала могут использоваться различные электротехнические стали на частотах до двух килогерц. На более высоких частотах целесообразно использовать ферритовые магнитопроводы. При этом потери в магнитопроводах заявляемого устройства существенно меньше, поскольку они работают в линейном режиме.

При работе магнитопровода в линейном режиме существенно повышается область рабочих частот. Поэтому с использование заявляемого устройства можно умножать как промышленные частоты, так и более высокие частоты. При этом на более высоких частотах габариты сердечников получаются небольшими, поскольку преобразуемая мощность прямо пропорциональна частоте.

Для работы заявляемого устройства необходимо выбрать оптимальные параметры конденсаторов, транзисторов и полупроводниковых диодов.

Емкость конденсаторов выбирается по реактивной мощности накапливаемой в этих элементах и определяется соотношением

где C - номинал конденсатора; U - амплитуда напряжения на его обкладках.

Для оптимальной работы устройства необходимо, чтобы реактивная мощность (1) в несколько раз превышала активную мощность, выделяемую во внешней нагрузке 25.

Параметры используемых транзисторов выбираются по допустимым токам коллектора I_{к доп}, напряжениям коллектор-эмиттер U_{к-э доп}. При этом максимальный ток не должен превышать I_{к доп}. Амплитуда напряжений на транзисторах в рабочем режиме приблизительно равняется амплитуде U и должна в два раза быть меньше U_{к-э доп}. При этом необходимо выбирать транзистор с минимальным сопротивлением насыщения, который приводится в справочниках, либо определяется по выходным статическим характеристикам. Граничная частота транзисторов выбирается из условия, чтобы обеспечить малые коммутационные потери и на порядок должна превышать выходную частоту Nf.

Амплитуда напряжения между управляющими входами транзисторов должна составлять 1.5-2.5 В.

Полупроводниковые диоды выбираются также по допустимым прямому току и обратному напряжению.

При работе в диапазоне частот до нескольких мегагерц и выше имеется достаточно большая номенклатура транзисторов и полупроводниковых диодов, обеспечивающих КПД преобразования, близкий к 100%.

Снижение потерь мощности в заявляемом устройстве обусловлено следующими факторами:

1) для умножения частоты используются цепи, составленные из управляемого ключа и конденсатора, которые потенциально не обладают потерями;

2) на магнитопроводы возложена только функция преобразования числа фаз, благодаря чему ферромагнетик работает без насыщения (в линейном режиме) и, следовательно, имеет малые потери. Кроме того, отпала необходимость в цепях подмагничивания постоянным током и самоподмагничивания током промежуточной частоты, что также сопутствует значительному снижению потерь мощности.

К достоинству заявляемого устройства следует также отнести и то, что используемые для умножения конденсаторы выполняют также функции продольной компенсации индуктивного сопротивления преобразователя числа фаз, повышая cos φ умножителя частоты.

Одно из наиболее перспективных областей применения предлагаемого технического решения - источники колебаний частотой 400 Гц, в качестве которых можно использовать умножители частоты 50 Гц с кратностью N=8.

Заявляемое устройство можно использовать для умножения и более высоких частот. Для этой цели имеется большая номенклатура сердечников [5], которые в линейном режиме имеют значительно меньшие потери по сравнению с известными устройствами [1, 4], в которых сердечники магнитопроводов работают в нелинейном режиме.

Таким образом заявляемое устройство имеет существенные преимущества по сравнению с известными и отвечает требованиям промышленной реализуемости.

ИСТОЧНИКИ ИНФОРМАЦИИ

1. А.с. 665378 (СССР). Ферромагнитный умножитель частоты в четное число раз. / Ю.А.Александров, А.Н.Богаченков, О.П.Новожилов - Опубл. 30.05.79. Бюл. №20.

2. Новожилов О.П. Ферромагнитные преобразователи числа фаз и частоты. // Электричество. - 1985, №12, С.49-51.

3. Новожилов О.П. К расчету витков ферромагнитных преобразователей числа фаз и частоты. // Электричество. - 1987, №1, С.57-59.

4. Ферромагнитные умножители частоты. / А.М.Бамдас, И.В.Блинов, Н.В.Захаров и др.; - М.: Энергия. - 1968. с 147-148.

5. Сидоров И.Н., Христинин А.А., Скорняков С.В. Малогабаритные магнитопроводы и сердечники. - М.: Радио и связь. - 1989. - 384 с.

Умножитель частоты в четное число раз N, содержащий преобразователь трехфазного напряжения в симметричную систему N фазного напряжения из N магнитопроводов с расположенными на каждом из них одной выходной обмоткой (ВО) и тремя входными обмотками, соединенными последовательно и подключенными к выходам внешнего источника трехфазного синусоидального напряжения, а также первый и второй выходные зажимы, к которым подключена внешняя нагрузка, при этом первые выводы каждой ВО соединены между собой и подключены к первому выходному зажиму, отличающийся тем, что введено N управляемых ключей (УК), N управляющих обмоток (УО), расположенных по одной на каждом из N магнитопроводов, и N конденсаторов (К), при этом первые силовые выводы (СВ) каждого УК подсоединены ко второму выводу ВО, управляющие выводы каждого УК подсоединены к соответствующим концам каждой УО, вторые СВ каждого УК соединены с первыми выводами каждого К, а вторые выводы каждого К соединены между собой и подключены ко второму выходному зажиму.