Избирательный усилитель

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации. Технический результат заключается в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет уменьшить общее энергопотребление систем на кристалле и реализовать высококачественное избирательное устройство с f₀=1÷5 ГГц. Между коллектором третьего (6) входного транзистора и общей шиной (7) источников питания включены по переменному току последовательно соединенные первый (14) и второй (15) корректирующие конденсаторы, причем общий узел первого (14) и второго (15) корректирующих конденсаторов подключен ко входу выходного буферного усилителя (16) и через дополнительный резистор (17) соединен с эмиттером третьего (6) входного транзистора. 1 з.п. ф-лы, 9 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и связи и может использоваться в устройствах СВЧ-фильтрации радиосигналов систем сотовой связи, спутникового телевидения, радиолокации и т.п.

В задачах выделения высокочастотных и СВЧ-сигналов сегодня широко используются интегральные операционные усилители со специальными элементами RC-коррекции, формирующими амплитудно-частотную характеристику резонансного типа [1, 2]. Однако классическое построение таких избирательных усилителей (RC-фильтров) сопровождается значительными энергетическими потерями, которые идут в основном на обеспечение статического режима достаточно большого числа основных и вспомогательных транзисторов, образующих операционный усилитель СВЧ-диапазона. В этой связи достаточно актуальной является задача построения СВЧ избирательных усилителей, обеспечивающих выделение узкого спектра сигналов с высокой добротностью резонансной характеристики (Q=2÷10) при малом энергопотреблении.

Известны избирательные усилители, реализованные на основе так называемых схем Гильберта [3-15], которые обеспечивают формирование амплитудно-частотной характеристики коэффициента усиления по напряжению в заданном диапазоне частот Δf=f_в-f_н. Причем их верхняя граничная частота f_в иногда формируется первой группой корректирующих конденсаторов, а нижняя определяется второй группой корректирующих конденсаторов [7, 11-14].

Ближайшим прототипом заявляемого устройства является избирательный усилитель фиг.1, представленный в патентной заявке US 2009/058466, H03K 5/00, Н03Н 11/00, H03F 3/45. Он содержит источник входного сигнала 1, связанный первым выводом с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 5 шиной источника питания, третий 6 входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной 7 источников питания, четвертый 8 входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего 6 входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник 9 соединена с первой 5 шиной источника питания, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго 3 и четвертого 8 входных транзисторов и первой 5 шиной источника питания, первый 11 вспомогательный двухполюсник, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами первого 2 и четвертого 8 входных транзисторов, второй 13 вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами второго 3 и третьего 6 входных транзисторов, первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы.

Существенный недостаток известного устройства состоит в том, что оно не обеспечивает высокую добротность амплитудно-частотной характеристики и коэффициент усиления по напряжению на частоте квазирезонанса (f₀).

Основная задача предлагаемого изобретения состоит в повышении добротности резонансной амплитудно-частотной характеристики избирательного усилителя и его коэффициента усиления по напряжению на частоте квазирезонанса f₀. Это позволяет уменьшить общее энергопотребление систем на кристалле и реализовать высококачественное избирательное устройство с f₀=1÷5 ГГц.

Поставленная задача решается тем, что в избирательном усилителе фиг.1, содержащем источник входного сигнала 1, связанный первым выводом с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 5 шиной источника питания, третий 6 входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной 7 источников питания, четвертый 8 входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего 6 входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник 9 соединена с первой 5 шиной источника питания, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго 3 и четвертого 8 входных транзисторов и первой 5 шиной источника питания, первый 11 вспомогательный двухполюсник, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами первого 2 и четвертого 8 входных транзисторов, второй 13 вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами второго 3 и третьего 6 входных транзисторов, первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы, предусмотрены новые элементы и связи - между коллектором третьего 6 входного транзистора и общей шиной 7 источников питания включены по переменному току последовательно соединенные первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы, причем общий узел первого 14 и второго 15 корректирующих конденсаторов подключен ко входу выходного буферного усилителя 16 и через дополнительный резистор 17 соединен с эмиттером третьего 6 входного транзистора.

Схема избирательного усилителя-прототипа показана на фиг.1. На фиг.2 представлена схема заявляемого устройства в соответствии с формулой изобретения.

На фиг.3 приведены варианты выполнения выходного буферного усилителя: фиг.3а - на p-n-р транзисторе (п.2 формулы изобретения), фиг.3б - на n-p-n транзисторе.

На фиг.4 показана схема заявляемого ИУ фиг.2 в среде компьютерного моделирования Cadence на моделях SiGe интегральных транзисторов по технологии SG25H1, в котором буферный усилитель 16 (фиг.2) выполнен на транзисторе Q22.

На фиг.5 показана зависимость добротности Q ИУ фиг.4 от тока, протекающего через токостабилизирующий двухполюсник 10 (I₁₀=I₂₈, для фиг.2), а на фиг.6 - амплитудно-частотная и фазочастотная характеристики схемы фиг.4 в широком диапазоне частот (от 1 кГц до 100 ГГц).

На фиг.7 представлены ЛАЧХ и ФЧХ ИУ фиг.4 в более узком диапазоне частот (от 100 МГц до 10 ГГц).

Логарифмическая амплитудно-частотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при токе I₁₀=I₂₈=200 мкА, 400 мкА и 550 мкА представлена на фиг.8.

На фиг.9 приведена фазочастотная характеристика ИУ фиг.4 в диапазоне частот от 100 МГц до 10 ГГц при токе I₁₀=I₂₈=200 мкА, 400 мкА и 550 мкА.

Избирательный усилитель фиг.2 содержит источник входного сигнала 1, связанный первым выводом с базой первого 2 входного транзистора, второй 3 входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого 2 входного транзистора и через первый 4 токостабилизирующий двухполюсник связана с первой 5 шиной источника питания, третий 6 входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной 7 источников питания, четвертый 8 входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего 6 входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник 9 соединена с первой 5 шиной источника питания, третий 10 токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго 3 и четвертого 8 входных транзисторов и первой 5 шиной источника питания, первый 11 вспомогательный двухполюсник, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами первого 2 и четвертого 8 входных транзисторов, второй 13 вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй 12 шиной источника питания и объединенными коллекторами второго 3 и третьего 6 входных транзисторов, первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы. Между коллектором третьего 6 входного транзистора и общей шиной 7 источников питания включены по переменному току последовательно соединенные первый 14 и второй 15 корректирующие конденсаторы, причем общий узел первого 14 и второго 15 корректирующих конденсаторов подключен ко входу выходного буферного усилителя 16 и через дополнительный резистор 17 соединен с эмиттером третьего 6 входного транзистора.

Буферный усилитель фиг.3а содержит вспомогательный транзистор 19 и двухполюсник 18, а в схеме фиг.3б он реализован на транзисторе 20 и двухполюснике 21. Применение схемы фиг.3б в ИУ фиг.2 позволяет получить наиболее широкий диапазон изменения выходного напряжения, близкий к сумме напряжений на шинах источников питания и обеспечить близкий к нулю уровень выходного статического напряжения.

Рассмотрим работу ИУ фиг.2.

Входной сигнал u_вх (1) изменяет ток базы транзистора 2 и, как следствие, базовый, эмиттерный и коллекторный токи транзистора 3. Характер нагрузки коллекторной цепи этого транзистора, состоящей из резистора 13, емкостного делителя тока, образованного конденсаторами 14 и 15, формирующего реактивную составляющую тока в резисторе 17, обеспечивает реализацию на входе выходного буферного усилителя 16 полосно-пропускающей амплитудно-частотной характеристики, характерной для избирательного усилителя. Передача части упомянутого тока в эмиттерную цепь транзистора 6 посредством подключения резистора 17 к упомянутому эмиттеру образует в схеме основную и дополнительную обратные связи (транзисторы 6, 8 и 3). Изменение тока эмиттера транзистора 6 и тока базы транзистора 8 в силу его взаимодействия с эмиттером транзистора 3 обеспечивает масштабное изменение тока в коллекторных цепях транзисторов 6 и 3. В силу указанных выше свойств цепи нагрузки этих транзисторов характер частотных зависимостей контура обратной связи и ИУ совпадают. Именно по этой причине действие как основного, так и дополнительного контуров обратной связи направлено на увеличение добротности Q и коэффициента усиления К₀ ИУ без изменения его частоты квазирезонанса f₀. Действительно, в диапазоне нижних частот (f<<f₀) эта обратная связь реактивна в силу емкостного характера делителя тока, реализованного на конденсаторах 14 и 15, а в области верхних частот (f>>f₀) глубина этой обратной связи мала в силу блокирующих свойств конденсатора 15. Таким образом, глубина введения обратных связей максимальна на частоте квазирезонанса f₀ и является на этой частоте вещественной, что определяется соотношением между приращением эмиттерного тока транзистора 6 и приращением суммы коллекторных токов транзисторов 6 и 3. Указанное свойство вводимого контура сохраняет неизменной частоту квазирезонанса f₀ ИУ при любых значениях реализуемой добротности Q и коэффициента усиления К₀ в пределах диапазона рабочих частот этих транзисторов.

Покажем аналитически, что в схеме фиг.2 реализуется более высокое значение добротности Q и коэффициента усиления К₀ на частоте квазирезонанса. Действительно, комплексный коэффициент передачи ИУ фиг.2 определяется по формуле

где - коэффициент усиления по току вещественной цепи обратной связи;

,

- затухание нуля (D₀) и полюса (D_p) цепи нагрузки транзисторов 6 и 3;

I₁₀, I₉ - токи задающих режим работы ИУ двухполюсников 10 и 9;

α_i, (h₁₁)_i - малосигнальные h-параметры i-го транзистора в схеме с общей базой.

Из соотношений (2)-(4) следует, что при фиксированном значении тока 19 малосигнальный параметр h_11.6 транзистора 6 остается неизменным, т.е. частота квазирезонанса ИУ сохраняет свое стабильное значение, определяемое соотношением (2). В то же время изменение тока двухполюсника 10 (как видно из (3) и (4)) позволяет изменять численное значение добротности Q и коэффициента усиления К₀ без изменения параметрической чувствительности реализуемой добротности к параметрам пассивных элементов схемы ИУ.

Важным свойством схемы ИУ является возможность реализации низкой параметрической чувствительности его добротности. Так, при C₁₄=C₁₅, K_i=1 получим

Следовательно, реализация любого численного значения Q и К₀ не требует выполнения жестких условий к стабильности емкости конденсаторов 14 и 15. В этом случае конденсаторы 14 и 15 (С₁₄, C₁₅) можно использовать для практически неитерационной подстройки f₀ (см. (2)).

Условия реализации Q (3) и K₀ (4) можно использовать и для выполнения технологического принципа равнономинальности резистивных и емкостных элементов схемы ИУ. Действительно, при C=C₁₄=C₁₅; R=R₁₃=R₁₇>>h_11.6

В этом случае возможна реализация необходимых значений основных параметров ИУ путем выбора соотношения между токами I₁₀ и I₉ двухполюсников 10 и 9.

Данные теоретические выводы подтверждают графики фиг.4, фиг.5, фиг.6.

Таким образом, заявляемое схемотехническое решение ИУ характеризуется более высокими значениями добротности и коэффициента усиления по напряжению.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Design of Bipolar Differential Op Amps with Unity Gain Bandwidth up to 23 GHz \ N. Prokopenko, A. Budyakov, K. Schmalz, C. Scheytt, P. Ostrovskyy \\ Proceeding of the 4-th European Conference on Circuits and Systems for Communications - ECCSC'08 / - Politehnica University, Bucharest, Romania: July 10-11, 2008. - pp.50-53.

2. СВЧ СФ-блоки систем связи на базе полностью дифференциальных операционных усилителей. \ Прокопенко Н.Н., Будяков А.С., K.Schmalz, С.Scheytt \\ Проблемы разработки перспективных микро- и наноэлектронных систем - 2010. Сборник трудов / под общ. ред. академика РАН А.Л.Стемпковского. - М.: ИППМ РАН, 2010. - С.583-586.

3. Патент US 4.390.848.

4. Патент ЕР 0.058.448.

5. Патент JP 54-34308 98 (5) А21.

6. Патент US 3.931.583, fig.7.

7. Патент US 6.529.075, fig.1.

8. Патент US 4.779.057, fig.1.

9. Патент US 4.322.688.

10. Патент JP 2004/88498 A, fig.1.

11. Патент US 4.048.577, fig.2.

12. Патент US 4.277.756.

13. Патент UK 2.013.444 H3T.

14. Патент WO 2009/029284.

15. Волгин Л.И. Синтез и схемотехника аналоговых электронных средств в элементном базисе усилителей и повторителей тока. / Л.И.Волгин, А.И.Зарукин; под общ. ред. Л.И.Волгина. - Ульяновск: УлГТУ, 2005. - С.35, рис.29а.

1. Избирательный усилитель, содержащий источник входного сигнала (1), связанный первым выводом с базой первого (2) входного транзистора, второй (3) входной транзистор, база которого соединена с эмиттером первого (2) входного транзистора и через первый (4) токостабилизирующий двухполюсник связана с первой (5) шиной источника питания, третий (6) входной транзистор, база которого связана по переменному току с общей шиной (7) источников питания, четвертый (8) входной транзистор, база которого подключена к эмиттеру третьего (6) входного транзистора и через второй токостабилизирующий двухполюсник (9) соединена с первой (5) шиной источника питания, третий (10) токостабилизирующий двухполюсник, включенный между объединенными эмиттерами второго (3) и четвертого (8) входных транзисторов и первой (5) шиной источника питания, первый (11) вспомогательный двухполюсник, включенный между второй (12) шиной источника питания и объединенными коллекторами первого (2) и четвертого (8) входных транзисторов, второй (13) вспомогательный двухполюсник, выполненный в виде частотозадающего резистора, включенный между второй (12) шиной источника питания и объединенными коллекторами второго (3) и третьего (6) входных транзисторов, первый (14) и второй (15) корректирующие конденсаторы, отличающийся тем, что между коллектором третьего (6) входного транзистора и общей шиной (7) источников питания включены по переменному току последовательно соединенные первый (14) и второй (15) корректирующие конденсаторы, причем общий узел первого (14) и второго (15) корректирующих конденсаторов подключен ко входу выходного буферного усилителя (16) и через дополнительный резистор (17) соединен с эмиттером третьего (6) входного транзистора.

2. Избирательный усилитель по п.1, отличающийся тем, что выходной буферный усилитель (16) реализован на базе эмиттерного повторителя на вспомогательном транзисторе (19), тип проводимости которого противоположен типу проводимости третьего (6) входного транзистора.