Однополосный модулятор



Однополосный модулятор
Однополосный модулятор
Однополосный модулятор
Однополосный модулятор
Однополосный модулятор
Однополосный модулятор

 


Владельцы патента RU 2487462:

Открытое Акционерное Общество "Уральское проектно-конструкторское бюро "Деталь" (RU)

Изобретение относится к области однополосной модуляции сверхвысокочастотных колебаний. Технический результат - уменьшение потерь преобразования и расширение динамического диапазона однополосного модулятора. Однополосный модулятор содержит делитель мощности высокочастотного сигнала, сумматор мощности, фазовращатель на π/2, два фазовых манипулятора (0÷π) на переключаемых каналах, причем на второй и третий входы однополосного модулятора поступают разнополярные модулирующие импульсы, сдвинутые по фазе на π/2. 1 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к области однополосной модуляции и может быть использовано для однополосной радиосвязи, в радиолокации и для имитации эффекта Доплера. Принцип формирования однополосного сигнала с помощью фазокомпенсационного метода и блок - схема однополосного модулятора представлены на рис.11.5 в [1, стр.283÷288]. Известна схема построения однополосного модулятора (ОМ) для выделения нижней или верхней боковой полосы частот, представленная на рис.2а в [2, стр.77]. ОМ содержит трехдецибельный делитель мощности (ДМ) несущего колебания с поворотом фазы между каналами на π/2, первый вход которого является первым входом ОМ, балластный резистор, соединенный со вторым входом ДМ, первый балансный смеситель, первый вход которого соединен с первым выходом ДМ, а второй вход является вторым входом ОМ, второй балансный смеситель, первый вход которого соединен со вторым выходом ДМ, а второй вход является третьим входом ОМ, сумматор мощности (СМ), первый вход которого соединен с выходом первого балансного смесителя, второй вход соединен с выходом второго балансного смесителя, а выход одновременно является выходом ОМ.

При подаче на первый вход несущего колебания, а на второй и третий входы ОМ от внешнего логического автомата модулирующих сигналов со сдвигом по фазе на π/2 на выходе ОМ выделяется сигнал верхней или нижней боковой полосы с подавлением несущего колебания и зеркальной полосы.

К недостатку ОМ следует отнести значительные потери преобразования (не менее 15 дБ), что может потребовать в отдельных случаях применения после модулятора дополнительного усилителя высокой частоты, а также ограниченный динамический диапазон, входная мощность высокочастотного сигнала как правило не более 1 мВт. Целью предлагаемого изобретения является уменьшение потерь преобразования и увеличения динамического диапазона ОМ.

Указанная цель достигается тем, что в ОМ, содержащий трехдецибельный ДМ, вход которого является входом ОМ, СМ, выход которого является выходом ОМ, дополнительно введены фазовращатель (ФВ) на π/2, вход которого соединен со вторым выходом ДМ, первый фазовый манипулятор (0÷π) на переключаемых каналах (далее ФМ), принцип действия которого рассмотрен в [4, стр.34÷39], первый вход которого соединен с первым выходом ДМ, второй вход является вторым входом ОМ, а выход соединен с первым входом СМ, второй ФМ (0÷π), первый вход которого соединен с выходом ФВ, второй вход является третьим входом ОМ, а выход соединен со вторым входом СМ.

В предлагаемом устройстве входной высокочастотный сигнал через трехдецибельный ДМ поступает на первый вход первого ФМ (0÷π) и через ФВ на π/2 на первый вход второго ФМ (0÷π). На вторые входы первого и второго ФМ, являющиеся соответственно вторым и третьим входами модулятора от внешнего логического автомата, поступают модулирующие разнополярные импульсы со сдвигом по фазе на л / 2. В зависимости от полярности модулирующих импульсов на выходах ФМ осуществляется фазовая манипуляция сигнала в пределах (0÷π), при этом в спектре выходного радиосигнала содержатся нижняя и верхняя боковые полосы частот и подавлено несущее колебание. С выходов первого и второго ФМ радиосигналы поступают соответственно на первый и второй входы СМ, на выходе которого в результате сложения мощностей соответствующих гармоник выделяется нижняя или верхняя боковые полосы частот. Сопоставительный анализ с прототипом показывает, что заявляемое устройство отличается от прототипа наличием новых узлов и связями между узлами. Таким образом можно сделать вывод, что заявляемое устройство соответствует критериям «новизна» и «существенные отличия».

На фиг.1 приведена блок-схема ОМ.

ОМ содержит ДМ, вход которого является первым входом ОМ, ФВ на π/2, вход которого соединен со вторым выходом ДМ, первый ФМ (0÷л), первый вход которого соединен с первым выходом ДМ, а второй вход является вторым входом ОМ, второй ФМ (0÷π), первый вход которого соединен с выходом ФВ, СМ, первый и второй входы которого соединены соответственно с выходами первого и второго ФМ, а выход является выходом ОМ.

ОМ работает следующим образом. Высокочастотный сигнал с первого входа ОМ поступает на вход ДМ 1, выполненного на кольцевом делителе (сумматоре) мощности, принцип действия которого рассмотрен в [3, стр.132÷150]. Высокочастотный сигнал на входе ДМ 1 запишем в виде:

U 1 ( t ) = Р в х sin ω t ( 1 )

где РВХ - мощность высокочастотного сигнала на входе ДМ 1;

ω - угловая частота входного высокочастотного сигнала [5, стр.41];

t - время.

Высокочастотный сигнал с первого выхода ДМ 1 поступает на первый вход первого ФМ 3 и далее на первый вход СМ 5. На второй вход первого ФМ 3, являющийся вторым входом ОМ, поступают модулирующие разнополярные импульсы с выходов внешнего логического автомата, при этом обеспечивается работа прямого и обратного каналов в противофазе. В дальнейшем для простоты изложения будем полагать ослабление высокочастотного сигнала при прямой и обратной коммутации каналов первого ФМ 3 и второго ФМ 4 одинаковыми и равными α. Ослаблением радиосигнала в ДМ 1 и СМ 5 пренебрежем. Радиосигнал на выходе СМ 5 при прямой коммутации каналов первого ФМ 3 запишем в виде

U 1 ( t ) = Р в х / 2 а η ( t ) s i n [ ω t + Ф 0 ] ( 2 )

где Ф0 - набег фазы при прохождении высокочастотного сигнала от входа ДМ 1 до выхода СМ 5.

η ( t ) = { 1 n T М t ( n T М + T М / 2 ) n = 0 , 1 , 2 , 3 0 ( n T М + T М / 2 ) t ( n + 1 ) T М / 2 ( 2 )

где n - номер периода повторения модулирующих импульсов;

TM - период повторения модулирующих импульсов.

Используя соотношение 2.IX, приведенное в [5, стр.48], представим функцию включения n(t) первой, третьей и пятой гармониками ряда Фурье

η ( t ) = 1 / 2 + 2 / π ( c o s Ω М t + 1 / 3 c o s 3 Ω М t + 1 / 5 c o s 5 Ω М t + ) ( 4 )

где ΩM=2π/TM - угловая частота первой гармоники модулирующих импульсов;

π=3,14.

Используя соотношение (4), радиосигнал на выходе СМ 5 при прямой коммутации каналов первого ФМ 3 после преобразований запишем в виде

U 1 ( t ) = Р в х / 2 а { 1 / 2 s i n [ ω t + Ф 0 ] + + 1 / π s i n [ ( ω + Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / π sin [ ( ω Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 3 π s i n [ ( ω + 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / 3 π sin [ ( ω 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 5 π s i n [ ( ω + 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / 5 π sin [ ( ω 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + } ( 5 )

Радиосигнал на выходе СМ 5 при обратной коммутации каналов ФМ 3 с учетом того, что он открывается с задержкой Тм/ 2, запишем в виде

U 2 ( t ) = Р в х / 2 а η ( t - T M / 2 ) s i n [ ω t + Ф 0 + π ] ( 6 )

Используя соотношение (4), радиосигнал на выходе СМ 5 при обратной коммутации каналов первого ФМ 3 после преобразований запишем в виде

U 2 ( t ) = Р в х / 2 а { - 1 / 2 s i n [ ω t + Ф 0 ] + + 1 / π s i n [ ( ω + Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / π sin [ ( ω Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 3 π s i n [ ( ω + 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / 3 π sin [ ( ω 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 5 π s i n [ ( ω + 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / 5 π sin [ ( ω 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + } ( 7 )

Высокочастотный сигнал со второго выхода ДМ 1 поступает через ФВ 2, обеспечивающего сдвиг по фазе на π / 2, выполненного на отрезке микрополосковой линии соответствующей длины на первый вход второго ФМ 4 и далее на второй вход СМ 5. На второй вход ФМ 4, являющийся третьим входом ОМ, поступают модулирующие разнополярные импульсы от внешнего логического автомата, открывающие прямой канал ФМ 4 с задержкой TM/4. Радиосигнал на выходе СМ 5 при прямой коммутации каналов второго ФМ 4 запишем в виде:

U 3 ( t ) = Р в х / 2 а η ( t - T M / 4 ) cos [ ω t + Ф 0 ] ( 8 )

Используя соотношение (4), радиосигнал на выходе СМ 5 при прямой коммутации каналов второго ФМ 4 после преобразований запишем в виде

U 3 ( t ) = Р в х / 2 а { 1 / 2 c o s [ ω t + Ф 0 ] + + 1 / π s i n [ ( ω + Ω M ) t + Ф 0 ] 1 / π sin [ ( ω Ω M ) t + Ф 0 ] 1 / 3 π s i n [ ( ω + 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / 3 π sin [ ( ω 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 5 π s i n [ ( ω + 5 Ω M ) t + Ф 0 ] 1 / 5 π sin [ ( ω 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + } ( 9 )

Радиосигнал на выходе СМ 5 при обратной коммутации каналов ФМ 4 с учетом того, что он открывается с задержкой 3TM/4, запишем в виде

U 4 ( t ) = Р в х / 2 а η ( t - 3 T M / 4 ) cos [ ω t + Ф 0 + π ] ( 1 0 )

Используя соотношение (4), радиосигнал на выходе СМ 5 при обратной коммутации каналов второго ФМ 4 после преобразований запишем в виде

U 4 ( t ) = Р в х / 2 а { 1 / 2 c o s [ ω t + Ф 0 ] + + 1 / π s i n [ ( ω + Ω M ) t + Ф 0 ] 1 / π sin [ ( ω Ω M ) t + Ф 0 ] 1 / 3 π s i n [ ( ω + 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + 1 / 3 π sin [ ( ω 3 Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 5 π s i n [ ( ω + 5 Ω M ) t + Ф 0 ] 1 / 5 π sin [ ( ω 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + } ( 11 )

Используя соотношения (5, 7, 9, 11) с учетом фазовых соотношений после сложения мощностей соответствующих гармоник, результирующий радиосигнал на выходе СМ 5 запишем в виде

U 5 ( t ) = Р в х / а / π { s i n [ ( ω + Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 3 sin [ ( ω Ω M ) t + Ф 0 ] + + 1 / 5 s i n [ ( ω + 5 Ω M ) t + Ф 0 ] + } ( 12 )

Из полученного выражения видно, что на выходе СМ 5 отсутствуют несущее колебание и компоненты с частотами (ω-ΩM), (ω+3ΩM) и (ω-5ΩM), но присутствуют компоненты с частотами (ω+ΩM), (ω-3ΩM) и (ω+5ΩM). Ослабление компонент с частотами (ω±kΩM) по отношению к мощности высокочастотного сигнала на входе ДМ 1 определяется соотношением

N = [ 20 L g k π + 10 L g α 10 L g 2 ] д Б ( 13 )

где k=1, 3, 5, 7, … - номер гармоники.

Согласно экспериментальным данным, приведенным в [4, стр.38], ослабление высокочастотного сигнала 10Lgα≈(0,5-1,5) дБ при прохождении через первый ФМ 3 и второй ФМ 4, при этом результирующее ослабление высокочастотного сигнала на частоте (ω+ΩM) от входа ДМ 1 до выхода СМ 5 не превышает 8,5 дБ. Если ослабление высокочастотного сигнала при прохождении через каналы первого ФМ 3 и второго ФМ 4 имеют разное значение, а также погрешность в фазовых соотношениях, то это будет приводить к уменьшению мощности на частоте (ω+ΩM), появлению на выходе несущего колебания и всех компонент на частотах (ω±kΩM). Однако при таком построении ОМ имеется возможность достаточно просто и точно подстраивать требуемые амплитудные и фазовые соотношения. Предлагаемый ОМ имеет достаточно большой динамический диапазон, сохраняет требуемые параметры до 100 мВт входной мощности, что является еще одним преимуществом перед прототипом. Если требуется выделить нижнюю боковую полосу, то необходимо на второй вход второго ФМ 4 подавать разнополярные импульсы с задержкой 3ТМ/4, или, другими словами, открывать прямой канал ФМ 4 с задержкой 3ТМ/4, а обратный канал ФМ 4 открывать с задержкой TM/4.

Однополосный модулятор, содержащий делитель мощности высокочастотного сигнала, вход которого является первым входом однополосного модулятора, сумматор мощности, выход которого является выходом однополосного модулятора, отличающийся тем, что в него дополнительно введены фазовращатель на π/2, вход которого соединен со вторым выходом делителя мощности, первый фазовый манипулятор (0÷π) на переключаемых каналах, первый вход которого соединен с первым выходом делителя мощности, второй вход которого является вторым входом однополосного модулятора, а выход соединен с первым входом сумматора мощности, второй фазовый манипулятор (0÷π) на переключаемых каналах, первый вход которого соединен с выходом фазовращателя, второй вход которого является третьим входом однополосного модулятора, а выход соединен со вторым входом сумматора мощности, причем на второй и третий входы однополосного модулятора поступают разнополярные модулирующие импульсы, сдвинутые по фазе на π/2.



 

Наверх