Малошумящий полосовой балансный усилитель свч

Предлагаемое техническое решение относится к радиотехнике и может быть использовано в области радиосвязи и радиолокации. Сущность изобретения заключается в том, что в предлагаемом малошумящем полосовом балансном усилителе СВЧ, содержащем два однокаскадных транзисторных усилителя, включенных между входным и выходным каскадно-соединенными трехдецибельными направленными ответвителями, выходы транзисторных усилителей подключены к входам выходного трехдецибельного направленного ответвителя через линии передачи, соединенные последовательно с полосно-пропускающими фильтрами, отражающими энергию за пределами полосы пропускания, причем фазовый набег ϕ каждой линии передачи на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей, составляет

$$\phi =\left[arctg\left(\frac{-j{X}_f}{jZ}\right)+arctg\left(\frac{-j{X}_T}{jZ}\right)\right]$$

Технический результат заключается в существенном улучшении интермодуляционной избирательности радиоприемников при сохранении высокой чувствительности. 3 ил.

 

Предлагаемое техническое решение относится к радиотехнике и может быть использовано в качестве приемных усилителей в области радиосвязи и радиолокации, где требуются высокие показатели избирательности и чувствительности одновременно.

Как известно, главными характеристиками приемника являются чувствительность и избирательность. Чувствительность приемника, в основном, определяется уровнем собственных шумов входного приемного малошумящего усилителя (МШУ). Избирательность приемника состоит из избирательности по соседнему каналу (определяется полосовым фильтром промежуточной частоты, расположенным после смесителя, и к приемному усилителю отношения не имеет), избирательности по побочным каналам приема (в основном определяется фильтром, расположенным после МШУ приемного усилителя) и интермодуляционной избирательности (определяющейся динамическим диапазоном МШУ). Динамический диапазон характеризует степень линейности МШУ. При наличии на входе МШУ двух мощных сторонних сигналов (вне рабочего диапазона частот приемника) на нелинейности МШУ возникают комбинационные составляющие, часть из которых может оказаться в рабочей полосе частот приемника. Чем выше линейность МШУ, тем меньше амплитуда комбинационных составляющих.

Традиционным подходом в решении проблем увеличения динамического диапазона и снижения интермодуляционных искажений является применение полосового входного фильтра (фильтра-преселектора) на входе усилителя. Однако при этом особую неприятность с точки зрения интермодуляционных искажений третьего порядка представляют комбинации входных сигналов вблизи границ рабочей полосы, поскольку весьма трудно реализовать входной фильтр с крутыми склонами передаточной характеристики и имеющим при этом исключительно малые потери в полосе пропускания. Ввиду того, что коэффициент шума усилителя увеличивается на величину потерь входного фильтра в полосе пропускания, зачастую приходится вообще отказываться от входного фильтра, ужесточая при этом и без того высокие требования к динамическому диапазону усилителя.

К сожалению, схема с МШУ непосредственно на входе приемника может использоваться только в исключительных случаях. При таком подключении все сигналы, принятые антенной, поступают на вход МШУ. Очевидно, что при огромной плотности радиоизлучающих устройств в УКВ и нижнем СВЧ диапазонах и наличии мощных сигналов телевидения и радиолокации, прием собственного сигнала на пороге чувствительности невозможен. Реально работоспособной оказывается только схема с предварительной фильтрацией входного сигнала.

Практически распространен компромиссный вариант: фильтр ВЧ разделяется на два, один из которых устанавливается перед МШУ, а второй - после МШУ. Параметры первого фильтра выбираются, исходя из требований обеспечения нормальной работы МШУ при наличии мощных мешающих сигналов. Параметры второго фильтра выбираются из требований по подавлению сигналов на побочных (зеркальных) каналах приема.

Улучшение линейности может быть достигнуто двумя путями: перевод входного усилителя в режим большой мощности (давно используется радиолюбителями) и компенсация нелинейности усилителя. В основном, все разнообразие методов компенсации нелинейности посвящено выходным усилителям мощности, однако есть исключения. Так, ЛИНЕАРИЗОВАННЫЙ БАЛАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ (заявка РФ №94037489) и ЛИНЕАРИЗОВАННЫЙ УСИЛИТЕЛЬ (патент РФ №2096909) обеспечивают подавление нелинейных искажений, и в частности, продуктов интермодуляции третьего порядка (самых вредных с точки зрения интермодуляционной избирательности) за счет последовательности включения усилительных каскадов усилителя, при определенной взаимосвязи электрических параметров каскадов. В одном случае, это последовательное включение инвертирующего каскада с неинвертирующим через неинвертирующий согласующий каскад. В другом случае - последовательное включение двух неинвертирующих каскадов через инвертирующий согласующий каскад. Общим недостатком для этих усилителей является высокий уровень собственных шумов, неприемлемый для работы в качестве МШУ. Так, в первом случае (заявка РФ №94037489) объявлено, что усилитель обладает лучшими шумовыми параметрами по сравнению с прототипом. Тем не менее приведенный там же пример показывает, что коэффициент усиления первого каскада 3,28 (порядка 10 дБ), а согласующего каскада 0,67 (-3,5 дБ). В итоге: коэффициент усиления около 7 дБ, что явно недостаточно для получения коэффициента шума, приемлемого для приемного усилителя (существует понятие «отрыв от шума», гласящее, что коэффициент усиления первого каскада должен составлять не менее 15-16 дБ).

Наибольшее применение в качестве входных приемных СВЧ усилителей нашла схема балансного усилителя [Л.Г. Малорацкий Микро-миниатюризация элементов и устройств СВЧ. Москва, «Советское радио», 1976. Стр.197, 198], являющаяся наиболее близким аналогом (прототипом) заявленного технического решения. Балансный усилитель содержит два идентичных по параметрам однокаскадных транзисторных усилителя, настроенных на минимальный коэффициент шума, которые включены между входным и выходным каскадно-соединенными трехдецибельными направленными ответвителями. Это позволяет при рассогласованных входах усилителей (вследствие их настройки на минимальный коэффициент шума) получить балансный усилитель с согласованным входом и выходом. К достоинствам балансного усилителя обычно относят увеличенную на 3 дБ линейную выходную мощность и на 9 дБ меньший уровень интермодуляционных искажений третьего порядка, по сравнению с небалансной схемой. Однако при более внимательном анализе работы малошумящего балансного усилителя можно заметить, что максимум проникновения в рабочую полосу продуктов интермодуляционных искажений от комбинации входных сигналов, лежащих вне рабочей полосы, приходится на область подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей, которая, ввиду настройки на минимальный коэффициент шума, зачастую располагается за границей диапазона рабочих частот. Поэтому балансный усилитель в режиме малого уровня шума имеет пониженную интермодуляционную избирательность.

Технической задачей разработанного технического решения является снижение уровня интермодуляционных искажений малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ, находящегося в режиме малого уровня шума.

Поставленная задача достигается тем, что в малошумящем полосовом балансном усилителе СВЧ, содержащем два однокаскадных транзисторных усилителя, включенных между входным и выходным каскадно-соединенными трехдецибельными направленными ответвителями, выходы транзисторных усилителей подключены к входам выходного трехдецибельного направленного ответвителя через линии передачи, соединенные последовательно с полосно-пропускающими фильтрами, отражающими энергию за пределами полосы пропускания, причем фазовый набег ϕ каждой линии передачи на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей, составляет

$$\phi =\left[arctg\left(\frac{-j{X}_f}{jZ}\right)+arctg\left(\frac{-j{X}_T}{jZ}\right)\right]$$

где Z - волновое сопротивление линии передачи,

jX_f - реактивное входное сопротивление полосно-пропускающего фильтра на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей,

jX_T - реактивное выходное сопротивление транзисторного усилителя на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей.

На фиг.1 представлена предлагаемая схема малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ.

На фиг.2 изображена электрическая принципиальная схема практического исполнения малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ (вариант 1).

На фиг.3 изображена электрическая принципиальная схема практического исполнения малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ (вариант 2).

Малошумящий полосовой балансный усилитель СВЧ содержит два идентичных по параметрам однокаскадных транзисторных усилителя 1, 2, настроенных на минимальный коэффициент шума, входы которых подключены к выходам входного трехдецибельного направленного ответвителя 3, а выходы усилителей через линии передач 4, 5 подключены к входам полосно-пропускающих фильтров 6, 7. Выходы фильтров 6, 7 подключены к входам выходного трехдецибельного направленного ответвителя 8. В состав каждого из направленных ответвителей 3, 8 входит балластный резистор 9.

Малошумящий балансный усилитель СВЧ работает следующим образом.

Входной СВЧ сигнал поступает на входной трехдецибельный направленный ответвитель 3, осуществляющий деление по мощности на равные части, причем сигналы на выходах направленного ответвителя 3 приобретают 90 градусный сдвиг относительно друг друга. Далее, сигналы поступают на входы транзисторных усилителей 1, 2, настроенных на минимальный коэффициент шума. При этом вследствие отражения падающей мощности от входов усилителей 1, 2, амплитуда сигнала на них возрастает, по сравнению с амплитудой падающей волны, а отраженная волна, от рассогласованных входов усилителей 1, 2, проходит трехдецибельный направленный ответвитель 3 в обратном направлении, и за счет приобретения дополнительного 90 градусного фазового сдвига в одном из плеч, выделяется на балластном резисторе 9 направленного ответвителя 3, обеспечивая тем самым хорошее согласование по входу малошумящего балансного усилителя. Далее, усиленные сигналы с выходов однокаскадных транзисторных усилителей 1, 2 через линии передачи 4, 5 поступают на полосно-пропускающие фильтры 6, 7 и, далее, на входы выходного трехдецибельного направленного ответвителя 8. Для входных сигналов, лежащих в полосе рабочих частот (в полосе пропускания фильтров), работа малошумящего балансного усилителя ничем не отличается от работы прототипа.

Сигналы, лежащие за пределами полосы пропускания, усиленные транзисторными усилителями 1, 2, испытывают полное отражение от входов полосно-пропускающих фильтров 6, 7, при этом реактивное входное сопротивление фильтров 6, 7 трансформируется линиями передачи 4, 5 в реактивное сопротивление, которое совместно с выходным реактивным сопротивлением усилителей 1, 2, обусловленным выходными емкостями транзисторов и согласующими выходными цепями усилителей 1, 2, на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей 1, 2 (лежащей за пределами полосы пропускания полосно-пропускающих фильтров 6, 7), образует параллельный колебательный контур.

Таким образом, в частотном диапазоне, критичном с точки зрения интермодуляционных искажений балансного усилителя, транзисторы усилителей 1, 2 оказываются отключенными от нагрузки, при этом их коэффициент усиления по напряжению остается почти прежним (за счет обратной связи через емкость сток-затвор), а усиление по мощности падает, приводя к снижению мощности продуктов интермодуляционных искажений, попадающих в полосу пропускания полосно-пропускающих фильтров 6, 7. С учетом вышеизложенного каждую линию передачи 4, 5 можно, чисто умозрительно, разделить на два участка. Так например, для линии передачи 4 первый участок трансформирует входное чисто реактивное сопротивление полосно-пропускающего фильтра 6 в короткое замыкание на входе второго участка линии передачи 4, который в сумме с реактивным выходным сопротивлением усилителя 1 образует параллельный колебательный контур. Тогда из известной формулы входного сопротивления короткозамкнутой линии с волновым сопротивлением Z,

jX=jZtg(ϕ),

где j - мнимая единица из математического аппарата теории комплексных чисел $$j=\sqrt{-1}$$ , применяемая в электротехнических расчетах величин, содержащих реактивность (произведение мнимой единицы на какую либо величину превращает ее в реактивную),

jX - реактивное входное сопротивление короткозамкнутой линии,

ϕ - фазовый набег линии передачи с волновым сопротивлением Z,

зная реактивные сопротивления jX, на которые нагружен каждый участок короткозамкнутых линий передачи, можно определить фазовый набег ϕ на каждом участке.

$$\phi =arctg\left(\frac{-jX}{jZ}\right)$$

[знак минус перед jX из-за условия равенства и противоположности по знаку реактивного входного сопротивления короткозамкнутой линии и реактивной нагрузки (условие резонанса)].

Фазовый набег ϕ линии передачи с волновым сопротивлением Z на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей (критичной с точки зрения нелинейных искажений балансного усилителя), является суммой фазовых набегов этих двух участков

$$\phi =\left[arctg\left(\frac{-j{X}_f}{jZ}\right)+arctg\left(\frac{-j{X}_T}{jZ}\right)\right]$$

где jX_f - реактивное входное сопротивление полосно-пропускающего фильтра на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей,

jX_T - реактивное выходное сопротивление транзисторного усилителя на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей.

(Наиболее часто, в разделе линий передач, применяют понятие электрической длины. Несмотря на то, что электрическая длина линии передачи и фазовый набег связаны однозначно, понятие электрической длины более принадлежит к разделу длинных линий, в то время как понятие линия передачи шире и подразумевает устройство, ограничивающее и направляющее поток электромагнитной энергии в нужном направлении. Поэтому понятие фазовый набег может быть применено к более широкому кругу устройств.)

Предлагаемое техническое решение было реализовано в двух вариантах малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ диапазона 430 МГц. В обоих вариантах в качестве полосно-пропускающих фильтров были применены фильтры на поверхностных акустических волнах (фильтры ПАВ), имеющие крутые склоны передаточной характеристики. Для повышения устойчивости схемы к входам и выходам фильтров ПАВ были подключены диссипативные цепи, снижающие вдали от границ полосы пропускания уровень отраженных сигналов. В качестве линий передачи в первом варианте использовались отрезки микрополосковых линий (фиг.2). Во втором варианте в качестве линий передач использовались проходные фазовращатели на гибридных устройствах, представляющие собой трехдецибельные направленные ответвители, нагруженные на емкости, что для длинноволнового диапазона гораздо компактней по сравнению с линиями передачи на микрополосковых линиях (фиг.3). Оба варианта практической реализации схемы малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ показали, что, при сохранении шумовых параметров присущих прототипу, эта схема дает десятикратное снижение уровня интермодуляционных искажений (от двухтонального внеполосного сигнала, лежащего вблизи границ полосы рабочих частот усилителя) по сравнению прототипом, приводя к улучшению интермодуляционной избирательности.

Таким образом, применение малошумящего полосового балансного усилителя СВЧ разработанной конструкции обеспечивает снижение уровня интермодуляционных искажений усилителя, находящегося в режиме малого уровня шума, что позволяет улучшить интермодуляционную избирательность и чувствительность приемников РЭА, что, в свою очередь, дает возможность уплотнения выделенного частотного диапазона, т.е. более эффективного его использования.

Малошумящий полосовой балансный усилитель СВЧ, содержащий два однокаскадных транзисторных усилителя, включенных между входным и выходным каскадно-соединенными трехдецибельными направленными ответвителями, отличающийся тем, что выходы транзисторных усилителей подключены к входам выходного трехдецибельного направленного ответвителя через линии передачи, соединенные последовательно с полосно-пропускающими фильтрами, отражающими энергию за пределами полосы пропускания, причем фазовый набег φ каждой линии передачи на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей, составляет
$$\phi =\left[arctg\left(\frac{-j{X}_f}{jZ}\right)+arctg\left(\frac{-j{X}_T}{jZ}\right)\right],$$
где Z - волновое сопротивление линии передачи;
jX_f - реактивное входное сопротивление полосно-пропускающего фильтра на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей;
jX_T - реактивное выходное сопротивление транзисторного усилителя на частоте, расположенной в области подъема АЧХ входных согласующих цепей транзисторных усилителей.