Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты



Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты
Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты
Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты
Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты
Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты
Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты
Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты

 


Владельцы патента RU 2497136:

Открытое акционерное общество "Новосибирский институт программных систем" (RU)
Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Новосибирский государственный технический университет" (RU)

Изобретение относится к измерительной технике и может использоваться в радиотехнике, метрологии и других отраслях промышленности для прецизионного измерения разности фаз пары сигналов и ее изменения во времени. Фазометр содержит первый вход для первого сигнала, снабженный первым аналого-цифровым преобразователем, и второй вход для второго сигнала, снабженный вторым аналого-цифровым преобразователем, идентичным первому, времязадающее средство и средство сбора и обработки данных, при этом времязадающее средство своим выходом связано с входами каждого аналого-цифрового преобразователя и средства сбора и обработки данных, также он содержит идентичные первый и второй каналы обработки сигналов, каждый из которых содержит четыре последовательно включенных регистра, два вычитателя и два сумматора с коэффициентами, вход первого из регистров каждого канала является входом канала и соединен с выходом соответствующего аналого-цифрового преобразователя, выходы обоих сумматоров с коэффициентами являются выходами каналов и соединены с входами средства сбора и обработки данных, а их входы соединены с выходами каждого вычитателя своего канала, входы первых вычитателей каждого канала соединены с выходами первого и третьего регистров этого канала, а входы вторых вычитателей - с выходами вторых и четвертых регистров этого канала. Технический результат заключается в повышении точности фазометра при измерении разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту. 1 з.п. ф-лы, 7 ил.

 

Изобретение относится к измерительной технике и может использоваться в радиотехнике, метрологии и других отраслях промышленности для прецизионного измерения разности фаз пары сигналов и ее изменения во времени.

Задача прецизионного измерения разности фаз пары сигналов стоит при создании лазерных и радиочастотных измерителей вибраций и перемещений, где малые изменения фазы несут информацию об исследуемых процессах. Сигнал на входе фазометра - гармонический. Разность фаз Δφ(t) изменяется во времени таким образом, что содержит большую низкочастотную компоненту φнч(t) и малую высокочастотную компоненту δφ(t). В некоторых задачах требуется измерение только малой высокочастотной компоненты δφ(t) в условиях большой низкочастотной компоненты φнч(t). В других задачах требуется измерение только малой низкочастотной компоненты φнч(t) на фоне большой высокочастотной компоненты δφ(t). Иногда требуется измерение всех компонент разности фаз.

Известны высокочастотные широкополосные фазометры различных конструкций, измеряющие разность фаз двух гармонических сигналов.

Например, известен фазометр, включающий: два аналого-цифровых преобразователя (АЦП); времязадающее средство, средство сбора и обработки данных [Патент РФ №2225012, МПК G01R 25/00, H03D 13/00].

Этот фазометр работает следующим образом. Входные сигналы U1 и U2 высокой частоты ω1 имеют вид:

U 1 ( t ) = A 1 cos ( ω 1 t + ϕ 1 ) ( 1 )

и

U 2 ( t ) = A 2 cos ( ω 1 t + ϕ 2 ) ( 2 ) ,

где А1 и А2 - амплитуда, которая меняется существенно медленней, чем U1(t) и U2(t), ω1 - одинаковая несущая частота сигналов, φ1 и φ2 - фазы этих сигналов.

Требуется измерить разность фаз Δφ=φ21.

С этой целью входные сигналы U1 и U2 поступают на два идентичных аналого-цифровых преобразователя, АЦП1 и АЦП2. Эти АЦП в моменты времени tn, задаваемые времязадающим устройством, формируют цифровые отсчеты значений входных сигналов с частотой следования ω0. Время преобразования АЦП существенно меньше, чем период поступающих на них сигналов. Частота взятия отчетов ω0 с некоторым приближением превышает в М раз частоту сигналов (1) и (2), т.е. ω0≈Мω1, где М - небольшое целое число, например, М=3. Если получаемую последовательность отсчетов распределить на М серий отсчетов, например, при М=3, три серии отсчетов с номерами (1, 4, 7, 10); (2, 5, 8, 11) и (3,6, 9, 12,), то получаемые отсчеты сигнала (1) могут трактоваться как отсчеты разностной частоты между частотой этого сигнала (1) и частотой преобразования ω0, задаваемой времязадающим устройством. Сказанное справедливо и по отношению к отсчетам сигнала (2). Между каждой серией отчетов имеет место сдвиг фаз на величину Δϕ=2π/М. Дальнейшая обработка этих отсчетов позволяет раздельно вычислять разность фаз между сигналами U1 и U2, с одной стороны, и тактовым сигналом времязадающего устройства, с другой стороны, метод этих вычислений детально описан в патенте, описывающем это устройство.

При нестрогом равенстве ω0 и Мω1 каждая из вычисленных фаз с течением времени в среднем линейно нарастает или убывает, но разность этих фаз и в этом случае в среднем остается постоянной. Конкретное же значение этой разности фаз Δφ=φ21 в каждый момент времени все время меняется, и его значение может быть определено в режиме реального времени за счет достаточного быстродействия цифрового устройства обработки. Таким путем достигается измерение разности фаз в полосе частот до 5-10 кГц. Все необходимые арифметические действия для вычисления разности фаз осуществляются устройством сбора и обработки сигналов в режиме реального времени. Этот метод измерения фаз позволяет точно вычислить и устранить из результата обработки в отдельности сдвиг нуля АЦП, амплитудную модуляцию входных сигналов (т.е. медленные изменения величин А1 и А2), а также позволяет получать разность фаз Δφ в виде непрерывной функции времени. Эта функция получается в виде цифровых значений этой величины, что позволяет эффективно подавлять те компоненты, которые лежат вне полосы частот, представляющей интерес.

Недостаток этого фазометра состоит в том, что несущая частота ω1 входных сигналов (1) и (2) должна быть не слишком высокой, в М раз меньше, чем частота ω0 преобразования используемых АЦП. Если, например, частота преобразований АЦП ω0 равна 120 КГц, то при М=3, с учетом ω0≈Мω1 частота ω1 не может быть выше 40 кГц.

Таким образом, данный фазометр не позволяет измерять разность фаз сигналов, имеющих высокую несущую частоту.

Наиболее близким к заявляемому устройству является фазометр, включающий: два смесителя, два фильтра низких частот, гетеродинный генератор, два аналого-цифровых преобразователя, времязадающее средство и средство сбора и обработки данных [Патент РФ №2225012, МПК G01R 25/00, H03D 13/00].

Схема этого фазометра показана на рис.1, где 1 - гетеродинный генератор, 2 - первый смеситель, 3 - второй смеситель, 4 - первый фильтр НЧ, 5 - второй фильтр НЧ, 6 - первый аналого-цифровой преобразователь (АЦП), 7 - второй (АЦП), 8 - времязадающее средство, 9 - средство сбора и обработки данных.

Этот фазометр работает следующим образом.

Сигналы образцовой частоты с выхода времязадающего устройства поступают на тактовые входы обоих АЦП и средства сбора и обработки данных. Это обеспечивает синхронность работы этих устройств. Для наглядности тактовые входы помечены двойными стрелками.

Сигналы вида (1) и (2) поступают на смесители 2 и 3. На каждом смесителе эти сигналы умножаются на сигнал, формируемый гетеродинным генератором 1

U 3 ( t ) = B cos ( ω 0 t + ϕ 0 ) . ( 3 )

В результате на выходе смесителей формируются сигналы этих произведений:

U 4 ( t ) = A 1 B cos ( ω 1 t + ϕ 1 ) cos ( ω 0 t + ϕ 0 ) , ( 4 )

U 5 ( t ) = A 2 B cos ( ω 1 t + ϕ 2 ) cos ( ω 0 t + ϕ 0 ) , ( 5 )

В соответствии с правилами тригонометрических преобразований, каждый из этих сигналов может быть представлен, как сумма гармонических компонент с разностной и с суммарной несущими частотами. Включенные на выходах фильтры низких частот пропускают только низкочастотные компоненты. Поэтому с выходов фильтров на входы (АЦП) 6 и 7 поступают сигналы разностной частоты:

U 6 ( t ) = 0,5 A 1 B cos ( ω 1 t ω 0 t + ϕ 1 ϕ 0 ) , ( 6 )

U 7 ( t ) = 0,5 A 2 B cos ( ω 1 t ω 0 t + ϕ 2 ϕ 0 ) . ( 7 )

Эти сигналы можно записать в другой форме:

U 6 ( t ) = C 1 cos ( ω 2 t + Δ ϕ 1 ) , ( 8 )

U 7 ( t ) = C 2 cos ( ω 2 t + Δ ϕ 2 ) . ( 9 )

Здесь Ci=0,5AiB, ω210. Сигналы (8) и (9) идентичны по форме сигналам (1) и (2), но отличаются меньшими значениями несущей частоты ω2<<ω1, что обеспечивается соответствующим выбором частоты гетеродинного генератора ω0. Дальнейшая часть фазометра, образует низкочастотный фазометр, полностью идентичный фазометру, описанному выше.

Например, если несущая частота исходного сигнала ω1=80 МГц, то выбором частоты гетеродинного генератора ω0=80,01 МГц или ω0=79,99 МГц можно обеспечить разностную частоту ω210=±0,01 МГц, т.е. 10 кГц. При этом условии дальнейшее измерение разности фаз сигналов (8) и (9) может быть обеспечено с помощью АЦП, частота преобразований которого ω2 составляет 30 кГц. Таким образом, этот фазометр позволяет осуществлять измерения разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту ω1.

Этот фазометр является ближайшим аналогом предлагаемого и принят за прототип изобретения.

К его недостаткам относятся значительные фазовые шумы, вносимые каскадом понижения частоты, который образуется смесителями, фильтрами и гетеродинным генератором. Амплитудная модуляция, присущая во входных сигналах, при таком преобразовании трансформируется в паразитную фазовую модуляцию, которую невозможно выделить и подавить при последующей цифровой обработке. Кроме того, собственные шумы смесителей также приводят к повышению шумов на их выходе, которые снижают точность фазометра в целом. Таким образом, прототип обладает недостаточно высокой точностью.

Задачей, на решение которой направлено изобретение, является повышение точности фазометра при измерении разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту.

Поставленная задача решается тем, что предлагается фазометр с гетеродинным преобразованием частоты, содержащий первый вход для первого сигнала, снабженный первым аналого-цифровым преобразователем, и второй вход для второго сигнала, снабженный вторым аналого-цифровым преобразователем, идентичным первому, времязадающее средство и средство сбора и обработки данных, при этом времязадающее средство своими выходами связно с входами каждого аналого-цифрового преобразователя и средства сбора и обработки данных, который содержит первый канал обработки сигналов и второй канал обработки сигналов, причем первый аналого-цифровой преобразователь соединен своим выходом с входом первого канала обработки сигналов, а второй аналого-цифровой преобразователь соединен своим выходом с входом второго канала обработки сигналов, при этом каждый канал обработки сигналов содержит четыре последовательно установленных регистра, каждый из которых соединен своим входом с выходом времязадающего средства, пару вычитателей и пару сумматоров с коэффициентами, причем первый вычитатель соединен своими входами с выходами первого и третьего регистров и времязадающего средства, а своими выходами - с входами первого и второго сумматоров с коэффициентами, при этом второй вычитатель соединен своими входами с выходами второго и четвертого регистров и времязадающего средства, а своими выходами - с входами первого и второго сумматоров с коэффициентами, выходы первого и второго сумматоров с коэффициентами соединены с входами средства сбора и обработки данных, причем входом каждого канала обработки сигналов является вход первого регистра, а его выходами являются выходы сумматоров с коэффициентами.

Времязадающим средством может служить образцовый генератор, который также называют «таймер».

Схема предлагаемого устройства показана на рис.2, где:

6 - первый АЦП, 7 - второй АЦП, 8 - времязадающее средство (таймер), 9 - средство сбора и обработки данных; 10 первый регистр, 11 - второй регистр, 12 - третий регистр, 13 - четвертый регистр, 14 - первый вычитатель, 15 - второй вычитатель, 16 - первый сумматор с коэффициентами, 17 - второй сумматор с коэффициентами, 18 - первый канал обработки сигналов, 19 - второй канал обработки сигналов.

Повышение точности достигается применением двух каналов обработки сигналов, содержащих регистры и сумматоры, и использованием высокоскоростных АЦП, что позволяет преобразовывать высокочастотные сигналы, после чего в четыре раза понизить частоту следования отсчетов с сохранением информативности этого сигнала и с устранением сдвига нуля и амплитудной модуляции. В итоге снижается требование быстродействия к средству сбора и обработки данных при сохранении всех функций, необходимых для достижения высокой точности. Принцип действия этого устройства основан на том, что наиболее быстро могут исполняться операции сложения, вычитания чисел и сдвига. Сдвиг двоичного кода в регистре эквивалентен умножению или делению его на целое число, являющееся степенью двойки, например 2, 4, 8 и т.д. В устройстве не требуется умножения числа на переменный код, соответствующий произвольному числу (например, значению некоторой функции, формируемому программно), которое требует более существенных затрат времени или более сложного специального аппаратного обеспечения.

Предлагаемый фазометр работает следующим образом.

Сигналы образцовой частоты с выхода времязадающего устройства поступают на тактовые входы обоих АЦП и средства сбора и обработки данных. Это обеспечивает синхронность работы этих устройств. Для наглядности все тактовые входы помечены двойными стрелками.

Входные сигналы имеют вид, близкий к синусоидальному сигналу заранее приближенно известной частоты f1 вида (1) и (2), где ω1=2 πf1, но содержат амплитудную модуляцию, а также аддитивные и мультипликативные шумы, смещение нулевого уровня.

Например, первый сигнал имеет вид:

U1(t)=a0sin(2πf1t+φ1)+n(t),

где a0 - амплитуда, f1 - частота, φ1 - фаза, n(t) - шум.

Соответственно, второй сигнал имеет вид:

U2(t)=b0sin(2πf2t+φ2)+m(t),

с аналогичными обозначениями: b0 - амплитуда, f2 - частота, φ2 - фаза, m(t) - шум.

Фазометр должен измерять разность фаз этих сигналов Δφ=φ21, с наименьшим вкладом в результат измерения всех мешающих факторов, таких, как ВЧ и НЧ аддитивный шум n(t) и m(t) амплитудная модуляция несущей частоты (изменение величин а0 и b0 во времени, то есть мультипликативный шум), смещение нулевого уровня.

Времязадающее устройство 8 формирует тактирующие сигналы U0 с точно известной частотой f0≈4f1, подаваемые на оба АЦП и на средство сбора и обработки данных. Эти сигналы также могут быть поданы на тактовые входы всех остальных элементов для обеспечения лучшей синхронизации их действий, как показано на рис.3. На этом рисунке все тактовые входы всех элементов отмечены двойными стрелками, и они соединены с выходом времязадающего устройства 8.

Каждый из двух АЦП преобразует аналоговые входные сигналы в цифровые отсчеты с частотой преобразования f0, являющиеся численным значением величины входных аналоговых сигналов в моменты, соответствующие поступлению тактовых импульсов от времязадающего устройства.

Каждый из каналов обработки сигналов 18 и 19 преобразуют последовательности этих отсчетов, поступающих от АЦП 6 и 7 в новые последовательности отсчетов, соответствующие когерентной Х и квадратурной Y компонентам разностной частоты Δf=f1-f0. При этом фаза когерентной компоненты Х равна разности фаз входного сигнала U1 (или U2) и опорного сигнала U0. Фаза квадратурной компоненты Y отличается на π/2 от фазы когерентной компоненты. Частота следования отсчетов когерентной и квадратурной компонент на выходе каналов обработки равна fT=f0/4. Пара когерентной и квадратурной компонент [X, Y] называется аналитическим сигналом, для вычисления его фазы имеются простые соотношения. Средство сбора и обработки данных 9 при необходимости дополнительно фильтрует эти отсчеты применением цифрового потокового фильтра (программного или аппаратного), который может входить в состав этого средства. После такой фильтрации, или без нее, средство сбора и обработки данных вычисляет фазы каждого из аналитических сигналов по известному соотношению. Каждый из каналов обработки вычисляет и формирует первую пару {X1, Y1} по первым восьми отсчетам входного сигнала, и далее вычисляет и формирует каждую последующую пару {Xi, Yi} по каждым новым четырем отсчетам входного сигнала. Эпюры этих сигналов показаны на рис.3, где U1(t) - входной сигнал первого канала (сигнал 1 непрерывный на входе АЦП 6), uij - отсчеты АЦП первого канала (сигнал 1 дискретный на выходе АЦП 6), xij и yij - результаты вычислений разностей отсчетов АЦП первого канала (сигнал 2 на выходах вычитателей 13 и 14).

Соотношения для вычисления этих пар (сигнал 3 на рис.3, получаемый на выходах сумматоров с коэффициентами 16 и 17) имеют следующий из первых восьми отсчетов вид:

X 1 = 3 ( u 1 u 3 ) + 5 ( u 5 u 7 ) , ( 10 )

Y 1 = 5 ( u 2 u 4 ) + 3 ( u 6 u 8 ) . ( 11 )

Эти соотношения получены из геометрических расчетов, которые иллюстрируются фигурами, приведенными на рис.5. На этом рисунке отрезок АВ представляет отсчет x1, отрезок HL представляет отсчет х2, отрезок CD представляет отсчет y1, отрезок QR представляет отсчет у2. Расстояния по времени между этими отсчетами представлено сторонами соответствующих трапеций: отрезок АН соответствует длительности между отсчетами х1 и x2, отрезок CQ соответствует длительности между отсчетами y1 и y2, момент времени на середине интервала между отсчетами x1 и y2 отмечен точкой Е. К этому моменту необходимо привести все имеющиеся отсчеты, из четырех отсчетов, взятых в разное время, необходимо вычислить виртуальный отсчет когерентной и квадратурной компонент, которые были бы взяты в момент, соответствующий точке Е. Отсчеты в точках А и Н соответствуют значениям когерентной компоненты, но не в требуемый момент времени. Отсчеты в точках С и Q соответствуют значениям квадратурной компоненты, то также не в требуемый момент времени. В предположении, что когерентная и квадратурная компоненты меняются на небольшом интервале времени практически линейно, методом интерполяции можно вычислить значения этих отсчетов в момент, обозначенный точкой Е. Для этого достаточно рассмотреть соответствующие трапеции или построить дополнительные треугольники. Из условий формирования отсчетов известны следующие соотношения: АЕ : ЕН=5:3; СЕ : EQ=3:5.

Из этого следует, что EF=(3 АЕ+5 HL)/8; EG=(5 CD+3 QR)/8.

Действительно, например, рассмотрев подобные треугольники SDR и UDG, с учетом DU=3 DS/8, получим GU=3 RS/8.

EG=CD+GU=CD+3(QR-CD)/8=(5 CD+3 QR)/8.

Пренебрегая общим для всех соотношений делителем 1/8 (поскольку введение общего масштаба не мешает измерению фаз сигналов), мы получим соотношения (10) и (11).

При получении новых четырех отсчетов эти в соотношениях (10) и (11) индексы левой части увеличиваются на единицу, а индексы правой части увеличиваются на четыре единицы:

X 2 = 3 ( u 5 u 7 ) + 5 ( u 9 u 11 ) , ( 12 )

Y 2 = 5 ( u 6 u 8 ) + 3 ( u 10 u 12 ) . ( 13 )

И так далее. Структура каждого из каналов обработки данных соответствует этим вычислениям и содержит для этой цели четыре регистра сдвига, два вычитателя и два сумматора с коэффициентами.

Обоснование для этих соотношений следующее.

Рассмотрим четыре последовательных отсчета сигнала U1, взятые с частотой f0, в 4 раза превышающей среднюю частоту этого сигнала f1. В этом случае мы будем получать серию отсчетов, которые сдвинуты по фазе приблизительно на величину четверти периода от частоты входного сигнала.

Разобьем эту последовательность на четыре различные последовательности, пронумеровав эти отсчеты последовательно следующим образом: [u11, u12, u13, u12, u21, u22, u23, u22…]. Тогда любая прореженная в 4 раза последовательность [un1, un2…] является последовательностью значений сигнала разностной частоты между частотой входного сигнала U1 и новой тактовой частоты. Новая тактовая частота равна опорной частоте, деленной на четыре fT=f0/4. Эти последовательности имеют сдвиг фазы тактовой частоты fT величину (n-1)Т/4, где Т=1/fT.

Сдвиг на половину периода эквивалентен инвертированию основной гармоники в силу соотношения cos(ωt+π)=-cos(ωt). Поэтому для случая постоянной частоты и амплитуды входного сигнала и строгого равенства частоты входного сигнала тактовой частоте fT (четвертой части от опорной частоты) справедливо было бы соотношение un(m+2)=-unm. Следовательно, попарно вычитая получаемый отсчеты, отстоящие на два номера, будем получать их удвоенные значения, тогда как сдвиг нуля АЦП и смещение нуля входного сигнала при этом будет полностью исключаться. Таким образом, из последовательности N отсчетов мы можем сформировать последовательность N/2 отсчетов, в которых будет полностью исключен сдвиг нуля, а именно:

v i j = u i j u i ( j + 2 ) . ( 14 )

Введем новые обозначения, обозначая новые отсчеты поочередно xk и yk:

x 1 = u 11 u 13 , y 1 = u 12 u 14 , ( 15 )

x 2 = u 21 u 23 , y 2 = u 22 u 24 , ( 16 )

и так далее.

В этом соотношении каждый полученный отсчет внес одинаковый вклад в результат и только по одному разу. При следующем усреднении следует привести эти отсчеты к общим моментам времени. Каждый отсчет из соотношений (15), (16) соответствует удвоенному среднему значению между отсчетом разностной частоты в некоторый момент и инверсией отсчета этой же разностной частоты со сдвигом на половину периода и с инверсией (которая нейтрализует этот сдвиг). Удвоение при фильтрации вполне допустимо, так как удваивается последовательность всех отсчетом, и это не окажет влияния на точность измерения фазы, зато упростит вычисления.

Наиболее корректная точка привязки этого отсчета находится на середине интервала между этими отсчетами, то есть все новые отсчеты должны иметь одинаковую задержку на половину периода, поскольку, если задержка для всех отсчетов одинакова, ей можно пренебречь.

Между отсчетами xk и yk имеется сдвиг во времени на величину четверти периода разностной частоты, а между последующими отсчетами каждой из этих последовательностей (только xk или только yk) - на полный период разностной частоты. Середина на временной шкале между отсчетами х1, y1, x2, y2 отстоит от крайних отсчетов х1 и y2 на 2,5 четверти периода, а от внутренних отсчетом y1 и х2 - на 1,5 периода. Поэтому для приведения этих отсчетов к единой точке во времени следует использовать соответствующие весовые коэффициенты, обратные удалению отсчетов от этой точки, равные 3/8 и 5/8. Поскольку для вычисления фазы значение имеют не абсолютные, а относительные значения отсчетов входных сигналов, изменение масштаба при цифровой фильтрации допустимо, поэтому можно рекомендовать более простые весовые коэффициенты, 3 и 8. Исходя из этого на следующем шаге фильтрации вычисление новых отсчетов можно рекомендовать по соотношению:

X 1 = 3 x 1 + 5 x 2 , Y 1 = 5 y 1 + 3 y 2 , ( 17 )

X 2 = 3 x 2 + 5 x 3 , Y 3 = 5 y 3 + 3 y 3 , ( 18 )

и так далее.

Каждый последовательный отсчет в итоге вносит свой вклад в последовательность с коэффициентом 8, что хорошо согласуется с тем, что весовые коэффициенты приняты в 8 раз больше, чем следовало бы для точного вычисления среднего значения. Таким образом, на этом этапе фильтрации вводится коэффициент усиления отсчетов в 8 раз.

На рис.4 показаны эпюры сигналов, иллюстрирующие процедуру преобразования отсчетов, приводящую к их меньшему количеству, усреднению и приведению к единой точке во времени.

Далее последовательности {Xi, Yi} трактуются как когерентная и квадратурная компоненты аналитического сигнала, то есть проекции вектора на оси Х и Y. По этим проекциям легко могут быть вычислены раздельно амплитуда и фаза, а именно:

A i = ( X i 2 + Y i 2 ) 1 / 2 , ( 19 )

ϕ i = a tan 2 ( X i , Y i ) . ( 20 )

Здесь atan2(X,Y) - стандартная функция, равная arctg(KCY) для |Y|<|X| и arcctg(X/Y) для |Y|>|X|. Эта функция определена на всем множестве {Xi, Yi}. Если амплитуда сигнала не требуется, то вычислять достаточно только фазу по соотношению (20). Это соотношение позволяет устранить влияние амплитудной модуляции на результат вычисления фазы.

Если получаемые на этой стадии отсчеты следуют слишком быстро, для того, чтобы вычислять непосредственно фазы входных сигналов и их разность, то можно осуществить несколько этапов дополнительной фильтрации на цифровых конвейерных фильтрах, которые могут быть реализованы аппаратно на входе средства сбора и обработки сигналов или программно в его составе. Если же аппаратная часть может осуществить в реальном времени указанные вычислительные процедуры, и если требуется широкий спектр регистрации фазовых девиаций, то такая фильтрация не требуется.

Также такая фильтрация программно может быть применена при вторичной (окончательной) обработке данных.

Все устройство может быть полностью реализовано на сигнальном процессоре, например, на процессоре фирмы Altera [NCO MegaCore Function. User Guide. http://www.altera.com/literature/ug/ug_nco.pdf). использующим АЦП типа ADC6645, имеющим 14 разрядов и работающим на тактовой частоте 100 МГц.

Средством сбора и обработки данных может служить, например, микроконтроллер или сигнальный процессор, содержащий решающее устройство (процессор), оперативную память (для хранения данных и результатов) и постоянную память (для хранения программ и констант) в стандартной конфигурации.

Сумматор с коэффициентом 16, 17 может быть, например, реализован по схеме, как показано на рис.6., где: 20, 21 - сдвиговый регистр, 22 - сумматор, причем тактирующий сигнал U поступает на тактовые входы сдвиговых регистров 20 и 21 и сумматора 22. Сдвигом двоичного кода на один разряд влево осуществляется умножение его на коэффициент 2, а сдвигом на два разряда - умножение на коэффициент 4. Поэтому сложение сдвинутого кода с исходным позволяет получить результат умножения исходного кода на 3 или на 5 в зависимости от того, на один или на два разряда сдвинут этот код в регистре сдвига. Например, если на регистре 20 сдвиг осуществлен на один разряд, а на регистре 21 - на два разряда, тогда на выходе С будет осуществлено вычисление суммы кодов со входа А с коэффициентом 3 и со входа В с коэффициентом 5, что и требуется для вычисления соотношений вида (17) и (18). Величина разрядов, на которые осуществляются сдвиги, определяется программированием этих регистров или путем соответствующего монтажа, например, на рис.7 показано удвоение двоичного числа путем сдвига на один бит вверх, что осуществляется смещением соответствующих шин при монтаже и добавлением нулевого бита на младшую позицию. Эта процедура также может быть выполнена программно.

Такое выполнение фазометра обеспечивает повышение точности фазометра при измерении разности фаз сигналов, имеющих высокочастотную несущую частоту.

1. Фазометр с гетеродинным преобразованием частоты, содержащий первый вход для первого сигнала, снабженный первым аналого-цифровым преобразователем, и второй вход для второго сигнала, снабженный вторым аналого-цифровым преобразователем, идентичным первому, времязадающее средство и средство сбора и обработки данных, при этом времязадающее средство своим выходом связано с входами каждого аналого-цифрового преобразователя и средства сбора и обработки данных, отличающийся тем, что он содержит идентичные первый и второй каналы обработки сигналов, каждый из которых содержит четыре последовательно включенных регистра, два вычитателя и два сумматора с коэффициентами, вход первого из регистров каждого канала является входом канала и соединен с выходом соответствующего аналого-цифрового преобразователя, выходы обоих сумматоров с коэффициентами являются выходами каналов и соединены с входами средства сбора и обработки данных, а их входы соединены с выходами каждого вычитателя своего канала, входы первых вычитателей каждого канала соединены с выходами первого и третьего регистров этого канала, а входы вторых вычитателей - с выходами вторых и четвертых регистров этого канала.

2. Фазометр по п.1, отличающийся тем, что тактовые входы всех регистров, вычитателей и сумматоров с коэффициентами каждого канала соединены с выходом времязадающего устройства.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к измерительной технике и может использоваться в радиотехнике, метрологии и других отраслях промышленности для прецизионного измерения разности фаз пары сигналов и ее изменения во времени.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в фазовых радиотехнических системах. .

Изобретение относится к области измерительной техники и может быть использовано в системах защиты информации для обнаружения устройств несанкционированного съема информации в телефонной линии связи.

Изобретение относится к области систем обработки информации и может быть использовано при функциональном контроле и диагностировании конденсаторной установки на основе использования последовательной схемы замещения конденсатора.

Изобретение относится к радиотехнике и предназначено для точного определения разности фаз радиосигналов, принимаемых в пространственно разнесенных точках. .

Изобретение относится к определению подключенной фазы напряжения неизвестной фазы относительно напряжения опорной фазы в системе распределения электроэнергии, имеющей многофазную линию электропередачи.

Изобретение относится к области систем обработки информации и может быть использовано при функциональном контроле и диагностировании ЛЭП. .

Изобретение относится к области систем обработки информации и может быть использовано при функциональном контроле и диагностировании линейной конденсаторной батареи на основе ее модели.

Изобретение относится к измерительной технике и предназначено для измерения доплеровских сдвигов фаз (радиальной скорости объекта) когерентно-импульсных периодических радиосигналов на фоне шума; может быть использовано в радиолокационных и навигационных системах для однозначного измерения доплеровской скорости летательных аппаратов. Фазометр когерентно-импульсных сигналов содержит блок задержки, блок комплексного сопряжения, блок комплексного умножения, блок усреднения, блок вычисления фазы, блок коррекции пределов измерения, ключ, блок вычисления модуля, пороговый блок, блок памяти, синхрогенератор, дополнительный блок задержки, дополнительный блок комплексного сопряжения, дополнительный блок комплексного умножения, дополнительный умножитель и дополнительный блок памяти, осуществляющие междупериодную обработку исходных отсчетов с целью однозначного измерения доплеровской (радиальной) скорости движущегося объекта. Применение фазометра когерентно-импульсных сигналов позволяет получить требуемый диапазон однозначно измеряемых доплеровских скоростей при сохранении однозначного измерения дальности, что и является достигаемым техническим результатом. 9 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно измерительной технике. Формируют третий и четвертый сигналы путем задержки первого и второго сигналов на один интервал, все произведения четных и нечетных сигналов, из которых формируют первую и вторую величины, оценку измеряемого сдвига фаз между первым и вторым сигналами как арктангенс отношения усредненных по времени значений первой и второй величин. Дополнительно формируют пятый, седьмой и девятый сигналы путем задержки первого сигнала на два, три и четыре интервала, соответственно, шестой, восьмой и десятый сигналы путем задержки второго сигнала на два, три и четыре интервала, соответственно, формируют третью величину как разность произведения второго сигнала на девятый сигнал и произведения первого сигнала на десятый сигнал, четвертую величину как разность произведения четвертого сигнала на седьмой сигнал и произведения третьего сигнала на восьмой сигнал, пятую величину формируют как разность произведения четвертого сигнала на седьмой сигнал и произведения пятого сигнала на шестой сигнал, шестую величину как разность произведения третьего сигнала на восьмой сигнал и произведения пятого сигнала на шестой сигнал, седьмую величину как сумму произведения четвертого сигнала на седьмой сигнал и произведения третьего сигнала на восьмой сигнал, восьмую величину как сумму произведения третьего сигнала на четвертый сигнал и произведения седьмого сигнала на восьмой сигнал, причем измерение проводится в два этапа, на первом этапе первую величину формируют как произведение четвертой величины на сумму пятой и шестой величин и на квадратный корень разности квадрата удвоенной четвертой величины и квадрата третьей величины, а вторую величину формируют как произведение квадрата суммы пятой и шестой величин на сумму удвоенной четвертой и третьей величин, на втором этапе первую величину формируют как произведение модуля четвертой величины на разность произведений третьей и седьмой величин и удвоенной четвертой и восьмой величин и на квадратный корень разности квадрата удвоенной четвертой величины и квадрата третьей величины, а вторую величину формируют как квадрат разности произведения третьей и седьмой величин и произведения удвоенной четвертой и восьмой величин, и из полученных на первом и втором этапах оценок сдвига фаз выбирается оценка, имеющая минимальное среднеквадратичное отклонение. Технический результат заключается в уменьшении погрешности измерения сдвига фаз квазигармонических сигналов с медленно меняющимися амплитудами и частотой при наличии аддитивной и мультипликативной помех. 5 ил.

Изобретение относится к радиотехнике. Способ заключается в том, что посредством двух АЦП и двух распределителей отсчетов сигналов на четные и нечетные из первого и второго сигналов формируют третий и четвертый сигналы путем задержки первого и второго сигналов на один фиксированный временной интервал, все произведения четных и нечетных сигналов, первую величину как разность произведения второго сигнала на третий и первого сигнала на четвертый, вторую величину как сумму произведения первого сигнала на второй и третьего сигнала на четвертый и оценку фазового сдвига между первым и вторым сигналами как арктангенс отношения усредненных по времени значений первой и второй величин. Формируют пятый и шестой сигналы путем задержки третьего и четвертого сигналов на фиксированный временной интервал. Формируют третью величину как разность произведения первого сигнала на четвертый сигнал и произведения второго сигнала на третий сигнал, четвертую величину как разность произведения третьего сигнала на шестой сигнал и произведения четвертого сигнала на пятый сигнал, пятую величину как разность произведения первого сигнала на шестой сигнал и произведения второго сигнала на пятый сигнал, шестую величину как сумму произведения первого сигнала на шестой сигнал и произведения пятого сигнала на второй сигнал, седьмую величину как сумму произведения первого сигнала на второй сигнал и произведения пятого сигнала на шестой сигнал, восьмую величину как разность квадрата третьей величины и суммы квадратов первой и второй. Первую величину формируют как произведение пятой величины на квадратный корень разности учетверенного произведения квадратов третьей и четвертой величины и квадрата восьмой величины на разность удвоенного произведения третьей, четвертой и седьмой величин и произведения шестой и восьмой величин, а вторую величину формируют как квадрат разности удвоенного произведения третьей, четвертой и седьмой величин и произведения шестой и восьмой величин. Технический результат заключается в уменьшении погрешности измерения сдвига фаз квазигармонических сигналов с медленно меняющимися амплитудами и частотой при наличии аддитивной и мультипликативной помех. 4 ил., 1 табл.

Изобретение относится к измерительной технике и предназначено для измерения доплеровских сдвигов фаз (радиальной скорости объекта) неэквидистантных когерентно-импульсных радиосигналов на фоне шума; может быть использовано в радиолокационных и навигационных системах для однозначного измерения доплеровской скорости летательных аппаратов. Фазометр радиоимпульсных сигналов содержит блок задержки, блок комплексного сопряжения, блок комплексного умножения, блок усреднения, блок вычисления фазы, блок коррекции пределов измерения, ключ, блок вычисления модуля, пороговый блок, блок памяти, синхрогенератор, первый и второй двухканальные ключи, дополнительный блок усреднения, блок управления, дополнительный блок задержки, дополнительный блок вычисления модуля, дополнительный блок комплексного сопряжения, дополнительный блок комплексного умножения, сумматор, дополнительный умножитель и дополнительный блок памяти, осуществляющие междупериодную обработку исходных отсчетов с целью однозначного измерения доплеровской (радиальной) скорости движущегося объекта. Технический результат заключается в возможности получать требуемый диапазон однозначно измеряемых доплеровских скоростей при сохранении однозначного измерения дальности. 11 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и предназначено для измерения доплеровских сдвигов фазы пассивных помех; может быть использовано в адаптивных устройствах режектирования пассивных помех для измерения тригонометрических функций (косинуса и синуса) текущих значений доплеровской фазы многочастотных пассивных помех. Доплеровский фазометр пассивных помех содержит блок оценивания фазы, блок комплексного умножения, блок задержки, синхрогенератор, первый умножитель, первый функциональный преобразователь, второй умножитель, второй функциональный преобразователь, первый блок памяти, комплексный сумматор, дополнительный вычислитель фазы, второй блок памяти, дополнительный блок оценивания фазы, третий и четвертый функциональные преобразователи, дополнительный блок комплексного умножения и дополнительный блок задержки, осуществляющие когерентную обработку исходных отсчетов с целью измерения тригонометрических функций (косинуса и синуса) текущих значений доплеровской фазы многочастотных пассивных помех. Технический результат заключается в повышении точности измерения доплеровских сдвигов фазы многочастотных пассивных помех. 9 ил.

Изобретение относится к области радиоизмерений и предназначено для определения фазового сдвига как синусоидальных сигналов, так и последовательностей импульсов. Технический результат - повышение эффективности функционирования измерителя фазовых сдвигов за счет исключения ошибки, связанной с нарушением порядка поступления входных сигналов, и повышения точности формирования временных интервалов, определяющих искомый фазовый сдвиг. Для этого синхронизируемый измеритель фазовых сдвигов содержит два формирователя импульсов, два делителя частоты, синхронизатор, логический элемент ИСКЛЮЧАЮЩЕЕ ИЛИ и измеритель временных интервалов. 2 н. и 3 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и может использоваться в радиотехнике, метрологии и других отраслях промышленности для прецизионного измерения приращений фазы или разности фаз пары сигналов и их изменения во времени. Фазометр содержит средство сбора и обработки данных, времязадающее средство и по меньшей мере один канал обработки сигналов, причем каждый этот канал обработки сигналов содержит последовательно соединенные аналого-цифровой преобразователь и четыре регистра, при этом вход аналого-цифрового преобразователя является входом фазометра и входом канала обработки сигналов, времязадающее средство своими выходами подключено к тактовым входам аналого-цифрового преобразователя, четырех регистров и средства сбора и обработки данных, выходы канала обработки сигналов подключены к входам средства сбора и обработки данных; при этом в каждый канал обработки сигналов этого фазометра введены два вычитателя, сумматор и два удвоителя кода, причем входы сумматора подключены к выходу аналого-цифрового преобразователя и к выходу четвертого регистра, входы первого вычитателя подключены к выходам первого и третьего регистров, входы второго вычитателя подключены к выходу сумматора и через первый удвоитель кода к выходу второго регистра, вход второго удвоителя кода подключен к выходу первого вычитателя, выходами канала обработки сигналов являются выход второго вычитателя и выход второго удвоителя кода. Технический результат заключается в упрощении устройства. 1 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к способам измерения фазового сдвига фильтра низкой частоты синхронного детектора. Сущность изобретения состоит в двукратном измерении напряжения выходного сигнала U1, U2 детектора, получая первоначально значение U1 при модуле разности частот ωпр опорного и информационного сигналов, подаваемых на его входы, равной частоте, на которой необходимо определение фазового сдвига, а затем при изменении одной из входных частот до значения, соответствующего максимальному значению U2 выходного сигнала детектора, фиксируют модуль разности ωр подаваемых при этом на входы частот, с последующим расчетом фазового сдвига φ в соответствии с выражением Неравномерность Δ амплитудно-частотной характеристики детектора сигналов определяется в соответствии с выражением Технический результат заключается в повышении точности измерения фазового сдвига. 1 з.п. ф-лы.
Наверх