Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала



Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала
Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала
Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала

 


Владельцы патента RU 2503971:

Открытое акционерное общество "Государственный Рязанский приборный завод" (RU)

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн. Достигаемый технический результат заявляемого изобретения - компенсация доплеровского эффекта и, следовательно, повышение разрешающей способности радарных систем и повышение помехоустойчивости канала связи в средствах связи. Технический результат заявляемого способа достигается тем, что производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух, согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования, суммируют результаты сжатия отраженных сигналов с задержкой всех предшествующих результатов сжатия относительно последнего в соответствии с временным положением согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, при этом для получения суммарной автокорреляционной функции используют два или более результата сжатия, умноженных на весовые коэффициенты, в качестве которых используют элементы треугольника Паскаля. 3 ил.

 

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, например, к радарным, в которых для передачи импульсов используется фазовая модуляция частоты. Заявляемый способ может использоваться в устройствах обработки радио- и радиолокационных сигналов для улучшения распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов.

В радарных системах от параметров зондирующего сигнала зависят основные характеристики: максимальная дальность действия, точность определения координат и скорости объектов, разрешающая способность по дальности и скорости. В зависимости от предъявляемых требований выбирают тот или другой вид модуляции сигнала. В связи с развитием статистических методов анализа и синтеза устройств обработки сигнала первостепенное значение для характеристики зондирующего сигнала приобрела функция автокорреляции, поскольку оптимальная обработка сигнала включает операцию умножения принятого сигнала на ожидаемый с последующим усреднением результата для уменьшения влияния помех. Автокорреляционная функция (АКФ) является весьма удобной характеристикой, позволяющей оценить потенциальные возможности сигнала и наиболее целесообразно выбрать его параметры и методы обработки. Для получения высокой разрешающей способности, точности и однозначности при измерении дальности и скорости необходим сигнал, автокорреляционная функция которого имеет единственный пик в начале координат [Радиотехнические системы под ред. Ю.М.Казаринова, «Советское радио», Москва, 1968, глава 3, с 67-72].

Наиболее удовлетворяет сформулированным требованиям сигнал в виде кодированной по фазе последовательности из большого числа импульсов - фазовая (фазокодовая) манипуляция. Сигналы с кодированием по фазе отличаются тем, что в них длинный радиоимпульс разбивается на некоторое число более коротких подимпульсов. Все подимпульсы имеют равную длительность и частоту заполнения. Каждый подимпульс передается с определенным значением фазы, которая выбирается в соответствии с фазовым кодом. Наибольшее распространение получило фазовое кодирование, в котором используются бинарные фазовые коды. Специальный класс бинарных кодов составляют оптимальные коды, или коды Баркера [Справочник по радиолокации под ред. М. Скольника, Москва, «Советское радио», 1979, раздел 8.5, с 419-420].

Известен способ обнаружения целей импульсной радиолокационной станцией [Патент RU №2270461, МПК G01S 13/26, 2006], в котором применена обработка широкополосных сигналов, промодулированных в соответствии с кодом Баркера. При использовании фазокодоманипулированных (ФКМ) сигналов с использованием кода Баркера в результате сжатия (оптимальной фильтрации) ФКМ сигнала амплитуда максимального пика результата сжатия равна длине фазового кода, а амплитуда боковых лепестков меньше или равна 1. Максимальная длина кода Баркера равна 13, а отношение пикового значения боковых лепестков АКФ к максимальному пику ∂ для кодов Баркера больше или равно 1/13.

Для уменьшения максимального пика ∂ использованы минимаксные последовательности, однако при этом возрастают длина кода и амплитуда боковых лепестков АКФ.

Использование минимаксных последовательностей и кодов Баркера не обеспечивает амплитуду боковых лепестков АКФ фазового кода равную нулю, а, следовательно, и амплитуду боковых лепестков результата сжатия ФКМ сигнала равную нулю.

В качестве прототипа для заявляемого способа выбран способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала [Патент RU №2335782, МПК G01S 7/36 2006], в котором в каждом периоде зондирования излучают один из двух, согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода повторения зондирующих импульсов, суммируют результаты сжатия с задержкой первого результата относительно второго на период зондирования в соответствии с временным положением согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов. Если фазокодоманипулированные сигналы были согласованы, то уровень боковых лепестков результата суммирования будет равен нулю, а полезный сигнал (основной пик) увеличится в два раза.

Недостаток данного способа заключается в сильной зависимости результата суммирования от доплеровской добавки к частоте отраженного сигнала (эффект Доплера). При нулевом доплеровском смещении сигналы, принятые в разных периодах излучения, складываются, взаимно компенсируя боковые лепестки своих АКФ. Наличие же доплеровской добавки от подвижной цели приводит к тому, что между двумя сигналами, принятыми в разные периоды зондирования, возникает фазовый сдвиг, приводящий к ошибкам суммирования двух АКФ и увеличению уровня боковых лепестков. Для иллюстрации данного эффекта на фиг.1 представлен график, на котором по горизонтальной оси отложены значения отношения частоты доплеровской добавки fd к частоте повторения зондирования FП, а по вертикальной оси значения уровня боковых лепестков суммарной АКФ (отношения максимального бокового лепестка суммарной АКФ к основному пику) в дБ для кодов длинной шестнадцать. Из уровня техники [Методы и устройства обработки сигналов в радиотехнических системах. Межвузовский сборник научных трудов, выпуск 6, Рязань, 2012, с.52] известно, что данная зависимость может быть описана соотношением:

УБЛ=УБЛkod·tg(π·fd/FП),

где УБЛ - уровень боковых лепестков суммарной АКФ;

УБЛkod - уровень боковых лепестков АКФ любого из пары согласованных сигналов;

fd - частота доплеровской добавки;

FП - частота повторения зондирования.

Как видно из графика на фиг 1. при увеличении отношения |fd/FП| уровень боковых лепестков суммарной АКФ стремительно растет, и при |fd/FП|>0.125 уровень боковых лепестков превышает - 22 дБ (13 раз). Следовательно, при |fd/FП|>0.125 боковые лепестки достигли уровня, присущего коду Баркера максимальной длины, что можно считать ограничением использования ФКМ сигналов.

Технический результат заявляемого изобретения направлен на компенсацию доплеровского эффекта и, следовательно, на повышение разрешающей способности радарных систем и повышение помехоустойчивости канала связи в средствах связи.

Технический результат заявляемого способа подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала достигается тем, что производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух, согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования, суммируют результаты сжатия отраженных сигналов с задержкой всех предшествующих результатов сжатия относительно последнего в соответствии с временным положением согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов. При этом для получения суммарной автокорреляционной функции используют два или более результатов сжатия, умноженных на весовые коэффициенты, в качестве которых используют элементы треугольника Паскаля.

Сущность изобретения состоит в том, что для подавления боковых лепестков автокорреляционной функции (АКФ) широкополосного сигнала используют два согласованных фазокодоманипулированных (ФКМ) сигнала, у которых амплитуды боковых лепестков АКФ равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики АКФ равны. ФКМ сигналы излучают поочередно последовательно от периода к периоду зондирования в одном угловом направлении. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие (оптимальную фильтрацию) отдельно для каждого периода зондирования i, при этом каждый результат сжатия Ri, умножают на соответствующий весовой коэффициент ki с получением отсчетов результатов сжатия kiRi.

В качестве весовых коэффициентов ki используют элементы треугольника Паскаля [Андерсон Джеймс А. Дискретная математика и комбинаторика.: Пер. с англ. - М.: Издательский дом "Вильяме", 2004, ISBN 5-8459-0498-6 (рус.) с.339]. При этом элементы берут из той строки треугольника Паскаля, номер которой будет соответствовать количеству n периодов зондирования.

Для получения суммарной АКФ R выполняют суммирование отсчетов результатов сжатия kiRi отраженных сигналов.

Уровень боковых лепестков суммарной АКФ УБЛ будет пропорционален зависимости tgn-1(π·fd/FП), при 0≤|fd/FП|<0.25, где n - число периодов зондирования, используемых для получения суммарной АКФ; fd - частота доплеровской добавки; FП - частота повторения зондирования.

Суммарную АКФ определяют по следующей формуле:

, где n≥2.

Так как весовые коэффициенты ki выбирают согласно треугольнику Паскаля, в котором сумма элементов каждой его строки равна 2n-1, то для нормировки амплитуды суммарной АКФ предлагается использовать нормирующий множитель, равный 1/2n-1, который приводит уровень амплитуды суммарной АКФ к уровню амплитуды отсчетов результатов сжатия.

Зависимость уровня боковых лепестков суммарной АКФ УБЛ от |fd/FП| будет иметь вид:

УБЛ=УБЛkod·tgn-1(π·fd/FП),

где УБЛkod - уровень боковых лепестков АКФ любого из пары согласованных сигналов.

Так при n=2, суммарная АКФ R будет определяться суммой отсчетов результатов сжатия первого k1R1 и второго k2R2 периодов зондирования соответственно. При этом весовые коэффициенты в соответствии с треугольником Паскаля будут равны k1/=k2=1:

,

УБЛ=УБЛkod·tg(π·fd/FП).

При n=3 суммарная АКФ R будет зависеть от суммы k1R1, k2R2 и k3R3, где весовые коэффициенты в соответствии с треугольником Паскаля будут равны k1=1, k2=2, k3=1:

,

УБЛ=УБЛkod·tg2(π·fd/FП).

При n=4, весовые коэффициенты соответственно равны k1=1, k2=3, k3=3, k4=1:

,

УБЛ=УБЛkod·tg3(π·fd/FП).

При n=5, весовые коэффициенты k1=1, k2=4, k3=6, k4=4, k5=1:

,

УБЛ=УБЛkod·tg4(π·fd/FП).

При n=6, весовые коэффициенты k1=1, k2=5, k3=10, k4=10, k5=5, k6=1:

,

УБЛ=УБЛkod·tg5(π·fd/FП). И т.д.

Зависимость уровня боковых лепестков результата суммирования от доплеровского эффекта будет тем меньше, чем больше периодов зондирования используется для получения суммарной АКФ.

Для иллюстрации данного эффекта на фиг.2 представлен график, на котором показаны зависимости УБЛ от |fd/fП| для различных значений числа используемых периодов n. Чем больше n, тем меньше УБЛ в области малых значений |fd/fП|. Так, например, при n=3 и УБЛ=-22 дБ (что соответствует боковым лепесткам кода Баркера максимальной длины) отношение |fd/fП|=0.176, а это значит, что в заявляемом способе диапазон доплеровских частот, до которого есть выигрыш по отношению к коду Баркера, расширился по сравнению с результатом, полученным при n=2 в раза, т.е. на 40,8%. При n=4 и УБЛ=-22 дБ диапазон доплеровских частот в заявляемом способе расширится в раза, т.е. на 64%. И т.д.

На фиг.3 изображено устройство для обработки принятых отраженных сигналов и получения суммарной АКФ для трех периодов зондирования (n=3). При этом реализуется формула:

.

Устройство состоит из управляемого оптимального фильтра (УОФ) 1, первого 2 и второго 3 элементов задержки, умножителя на два 4, сумматора 5, делителя на четыре 6. Вход УОФ 1 является входом устройства, на который поступают отраженные сигналы. Выход УОФ 1 соединен с входом первого элемента задержки 2 и с первым входом сумматора 5. Выход первого элемента задержки 2 соединен с входом второго элемента задержки 3 и входом умножителя на два 4. Выход умножителя на два 4 соединен со вторым входом сумматора 5. Выход второго элемента задержки 3 соединен с третьим входом сумматора 5. Выход сумматора 5 соединен с входом делителя на четыре 6. Выход делителя на четыре 6 является выходом устройства.

Обработка отраженных сигналов и получение суммарной АКФ реализуется устройством (фиг.3) следующим образом.

В каждом периоде зондирования УОФ 1 согласован с используемым в данном периоде излученным ФКМ сигналом и производит сжатие соответствующего ему отраженного сигнала. Первый 2 и второй 3 элементы задержки задерживают поступающие на них с УОФ сжатые сигналы на период зондирования.

Первый период зондирования.

Первый принятый отраженный сигнал поступает на вход УОФ 1, где производится его сжатие. Результат сжатия первого принятого сигнала R1, сохраняется в первом элементе задержки 2.

Второй период зондирования.

Второй принятый отраженный сигнал поступает на вход УОФ 1, где производится его сжатие, при этом результат сжатия первого принятого сигнала R1, сохраненный в первом элементе задержки 2 в первый период зондирования, переписывается во второй элемент задержки 3. Результат сжатия второго принятого сигнала R2 сохраняется в первом элементе задержки 2.

Третий период зондирования.

Третий принятый отраженный сигнал поступает на вход УОФ 1, где производится его сжатие. С выхода УОФ 1 результат сжатия третьего сигнала R3 поступает на первый вход сумматора 5 (без задержки) и на первый элемент задержки 2. Результат сжатия второго сигнала R2, с выхода первого элемента задержки 2 поступает на вход умножителя на два 4 и на второй элемент задержки 3 (время задержки R2, равно одному периоду зондирования). С выхода умножителя на два 4 усиленный результат сжатия второго принятого сигнала R2 поступает на второй вход сумматора 5. Результат сжатия первого принятого сигнала R1, с выхода второго элемента задержки 3 поступает на третий вход сумматора 5 (время задержки R1, равно двум периодам зондирования). С выхода сумматора 5 суммарный сигнал (R1+2R2,+R3) подается на делитель на четыре 6 для нормировки амплитуды суммарного сигнала. Сигнал па выходе делителя на четыре 6 является результирующим, а его АКФ является суммарной АКФ для трех периодов зондирования:

.

Обработка отраженных сигналов включает в себя задержку всех предшествующих последнему результатов сжатия Ri, которая осуществляется в соответствии с временным положением согласованных друг с другом ФКМ сигналов, на число периодов зондирования, кратное разнице между общим числом периодов зондирования n и номером текущего периода зондирования i (n-i).

Таким образом, использование двух согласованных ФКМ сигналов, излученных поочередно последовательно от периода к периоду зондирования, для которых сумма их АКФ определяется с учетом весового взвешивания результатов сжатия перед суммированием с использованием треугольника Паскаля, позволяет уменьшить влияние доплеровского эффекта на результат суммирования. В радарных системах это повышает разрешающую способность системы, а в средствах связи помехоустойчивость канала связи.

Промышленная применимость данного способа возможна, исходя из того, что все используемые операции (умножение, деление и суммирование) практически реализуемы в аналоговой и цифровой технике, а также программным способом в вычислительной технике.

Способ подавления боковых лепестков автокорреляционной функции широкополосного сигнала, в котором производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух, согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны, при приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования, суммируют результаты сжатия отраженных сигналов с задержкой всех предшествующих результатов сжатия относительно последнего в соответствии с временным положением согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, отличающийся тем, что используют два или более результатов сжатия, умноженных на весовые коэффициенты, в качестве которых используют элементы треугольника Паскаля, при этом элементы берут из той строки треугольника Паскаля, номер которой будет соответствовать количеству n периодов зондирования.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях. Достигаемый технический результат изобретения - обеспечение защиты радиолокационной станции в зоне "местных" предметов от эхосигналов "ангелов" произвольной амплитуды, а также увеличение вероятности обнаружения малозаметных и малоразмерных целей, что достигается введением в прототип, содержащий последовательно соединенные усилитель промежуточной частоты, согласованный фильтр, режекторный фильтр по "местным" предметам, амплитудный детектор, некогерентный накопитель и устройство обнаружения эхосигналов, а также индикатор кругового обзора, первого клапана и селектора "ангелов", состоящего из второго и третьего клапанов, устройства быстрого преобразования Фурье, устройства грубого определения частоты Доплера, устройства формирования частот настроек режекторных фильтров, доплеровского фильтра, устройства определения номера режекторного фильтра, устройства определения частоты Доплера и порогового устройства, с соответствующими связями.

Изобретения относятся к области радиолокации и могут быть использованы в радиолокационных станциях (РЛС) для защиты от импульсных помех известной структуры. Достигаемый технический результат изобретения - увеличение защищенности РЛС от импульсных помех известной структуры большой мощности.

Изобретение относится к области цифровых систем приема и обработки сигналов и предназначено для уменьшения влияния аддитивных случайных импульсных помех. .

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может использоваться для проведения адаптивной компенсации воздействующих по боковым лепесткам диаграммы направленности (ДН) суммарного и разностных каналов моноимпульсного амплитудного суммарно-разностного пеленгатора естественных и преднамеренных помех при стабилизации параметров (исключении смещения нулей и изменении крутизны) его пеленгационной характеристики и наличии ошибок калибровки приемных каналов (ПК).

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может использоваться для проведения адаптивной компенсации воздействующих по боковым лепесткам диаграммы направленности суммарного и разностных каналов моноимпульсного амплитудного суммарно-разностного пеленгатора естественных и преднамеренных помех при стабилизации параметров (исключении смещения нулей и изменении крутизны) его пеленгационной характеристики.

Изобретение относится к области радиолокационной техники и предназначено для индивидуальной защиты радиолокационных комплексов обнаружения воздушных целей и управления оружием класса «земля-воздух» в условиях применения противником разведывательно-ударных комплексов (РУК) типа PLSS (Precision Location Strike System, далее по тексту ПЛСС) с разностно-дальномерной системой радиотехнической разведки (РТР) и командной системой наведения управляемого оружия по данным разведки.

Изобретение относится к радиолокации, может быть использовано в аппаратуре обнаружения целей на фоне комбинированных помех - активных излучений и пассивных отражений.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к защите от пассивных и активных помех обзорной радиолокационной станции (РЛС) с фазированной антенной решеткой (ФАР) с электронным сканированием узким лучом.

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, и может использоваться в устройствах обработки радио- и радиолокационных сигналов для улучшения распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов. Достигаемый технический результат - повышение разрешающей способности радарных систем и повышение помехоустойчивости канала связи в средствах связи. Указанный результат достигается тем, что производят излучение импульсных фазокодоманипулированных сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух согласованных друг с другом фазокодоманипулированных сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования. Затем для каждого полученного элемента дальности разделяют отсчеты результатов сжатия четных и нечетных периодов зондирования. Для разделенных отсчетов результатов сжатия выполняют два TV-точечных дискретных преобразования Фурье (ДПФ) с получением двух дискретных спектров. Фазовые соотношения между отсчетами дискретных спектров корректируют, после чего выполняют их суммирование. 2 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение применимо в радиолокационных станциях (РЛС) при обзоре приземной радионадгоризонтной области поискового пространства, характеризуемой воздействием на РЛС помеховых переотражений от высокопротяженных распределенных по дальности помехоформирующих образований различного типа. Достигаемый технический результат изобретения - увеличение дальности эффективного помехоподавления в условиях воздействия на РЛС пассивных помех различного происхождения практически независимо от места расположения помехоформирующих образований на дистанции зондирования РЛС за счет снижения уровня помех бланкирования приемника РЛС, при котором удается в зоне поиска целевых эхо-сигналов минимизировать уровень боковых лепестков (УБЛ) спектра бланкированных помеховых эхо-сигналов до уровня, отмечаемого при широко используемых регулярных импульсных последовательностях (РИЛ). Поставленная цель достигается тем, что по завершению каждого цикла бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения очередной импульсной зондирующей посылки на межимпульсном интервале периода их следования эхо-сигналы подвергают внутрипериодной многооконной весовой обработке, благодаря чему обеспечивается сглаживание (скругление) линейно-ломаных деформаций огибающей бланкированных помеховых эхо-сигналов независимо от времени их задержки. 6 ил., 2 табл.

Изобретение относится к области средств обнаружения и предназначено для предупреждения водителей и пассажиров автомобилей о потенциальных угрозах безопасности и риска. Технический результат изобретения заключается в увеличении объема информации, предоставляемой детектором радара пользователю. Взаимодействующий с устройством мобильной связи детектор электромагнитных сигналов, который включает элемент связи. Элемент связи передает данные от детектора электромагнитных сигналов устройству мобильной связи, используя первый стандарт связи. Пользовательский интерфейс устройства мобильной связи передает данные пользователю детектора электромагнитных сигналов. Устройство мобильной связи подключается к сети связи с помощью второго стандарта связи. Первый стандарт связи отличается от второго стандарта связи. 9 н. и 33 з.п. ф-лы, 3 ил.

Заявляемое изобретение относится к области защиты обзорных радиолокационных станций (РЛС) от пассивных помех. Достигаемый технический результат - увеличение подавления пассивных помех. Указанный результат достигается за счет того, что осуществляют с помощью нескольких дополнительных приемных каналов (ДПК), антенны которых располагают в полотне антенны основного канала так, чтобы их фазовые центры не совпадали между собой по углу места, при этом уровни главных лепестков ДНА ДПК устанавливают ниже уровня главного лепестка ДНА основного канала не менее, чем в k1 раз, и выше уровня максимального бокового лепестка ДНА этого канала не менее, чем в k2 раз, где k1 и k2 - заданные величины, определяемые допустимыми потерями в обнаружении целей. В процессе обзора зоны ДНА дополнительных приемных каналов управляют таким образом, чтобы при любом азимутальном и угломестном положении главного лепестка ДНА основного канала в зоне обзора (ЗО) главные лепестки ДНА ДПК охватывали по углу места заданную область ЗО на всем рабочем интервале РЛС по дальности, а по азимуту - область ЗО, включающую положение по азимуту главного лепестка ДНА основного канала. Для каждой дискреты по дальности измеряют уровни сигналов на выходе основного и каждого из дополнительных приемных каналов и проверяют выполнение заданного критерия наличия пассивной помехи. Если данный критерий выполняется хотя бы для одного из ДПК, то принимают решение о том, что сигнал на выходе основного канала является пассивной помехой. 3 з.п . ф-лы, 3 ил.

Изобретения относятся к области радиолокации, в частности к области защиты обзорных радиолокационных станций (РЛС) от пассивных помех в виде скоплений обнаруженных сигналов, например, в областях подрывов зенитных ракет. Достигаемый технический результат - сокращение задержки в определении и установлении границ областей бланкирования скоплений обнаруженных сигналов, повышение точности определения этих границ и увеличение достоверности обнаружения траекторий целей за пределами областей бланкирования. Указанный результат достигается за счет того, что границы областей бланкирования скоплений обнаруженных сигналов определяют в процессе регулярного обзора зоны РЛС автоматически в «скользящем окне» размерами, равными размерам строба захвата траектории, при этом область зоны обзора в «скользящем окне» считается принадлежащей области бланкирования, если вычисленная в ней плотность обнаруженных сигналов превышает пороговое значение. За пределами областей бланкирования осуществляют обнаружение и сопровождение траекторий целей, для которых курсовая скорость не превышает заданное пороговое значение, а вектор курсовой скорости отличается от вертикального направления на величину, превышающую заданное пороговое значение. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в детекторных устройствах. Заявлена приставка для детекторного устройства материала с поляриметром, имеющим поисковую антенну. Детекторное устройство материала имеет корпус с поверхностью антенны, относящейся к направлению детектирования, с расположенными напротив друг друга повернутыми друг к другу одинаковыми полюсами магнитами (4, 4'), поверхности полюсов которых покрыты слоем луженой меди или оксидированного алюминия (13). Магниты (4, 4') и слой меди или соответственно алюминия (13) имеют, по меньшей мере, одно сквозное отверстие (5, 5'). Магниты (4, 4') могут располагаться или расположены у корпуса (19, 11) детекторного устройства материала, простираясь перпендикулярно к поверхности антенны (12), и образуют пространство для магнитного поля (14), находящегося между магнитами (4, 4') перед поверхностью антенны (12). Технический результат - повышение достоверности данных детектирования. 2 н. и 12 з.п. ф-лы, 9 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и предназначено для использования в радиолокационных станциях для детектирования движущихся целей на фоне отражений от земной поверхности. Достигаемый технический результат - уменьшение вероятности обнаружения ложных целей и вероятности пропуска целей. Указанный результат достигается тем, что находят разницу между текущим и предыдущим радиолокационными кадрами, усредняют несколько предыдущих радиолокационных кадров, полученный разностный радиолокационный кадр делят на области заданного размера и в образованных областях итеративно определяют точки максимальной плотности яркостных отметок в кадре по определенной формуле. 4 ил.

Изобретения относятся к области радиолокации и могут быть использованы в радиолокационных станциях для защиты от синхронных ответных помех (СОП). Достигаемый технический результат - распознавание сигналов синхронной ответной помехи и отраженных сигналов от цели в однопозиционных РЛС. Указанный результат достигается тем, что в первом способе распознавания, основанном на зондировании пространства путем перемещения луча диаграммы направленности антенны (ДНА) по угловым координатам, измеряют отношение уровней принятых сигналов в двух различных угловых направлениях луча ДНА, принимают решение об обнаружении сигналов, отраженных от цели, или сигналов синхронной ответной помехи, если величина этого отношения соответственно ближе к величине квадрата отношения значений функции ДНА или к величине отношения значений функции ДНА. Во втором способе распознавания, основанном на формировании пакета обнаруженных сигналов в результате зондирования при перемещении луча ДНА по угловым координатам, по уровню принятого сигнала, при известном значении уровня ДНА, вычисляют два значения размера пакета: исходя из предположения, что обнаружены отраженные сигналы от цели и из предположения, что обнаружены сигналы СОП, принимают решение об обнаружении сигналов, отраженных от цели, или сигналов СОП, в зависимости от того, к какому из вычисленных размеров ближе размер пакета обнаруженных сигналов. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

Заявляемые технические решения относятся к области радиолокации и могут быть использованы в радиолокационных станциях для защиты от синхронных ответных помех. Достигаемый технический результат - распознавание сигналов синхронной ответной помехи и отраженных сигналов от цели. Указанный результат достигается за счет того, что в первом варианте способа распознавания цели, основанном на оценке ее эффективной поверхности рассеяния (ЭПР), при обнаружении зависимости оценки ЭПР от дальности принимают решение о том, что это ложная цель, сформированная в результате действия синхронной ответной помехи. Указанный результат достигается за счет того, что во втором варианте способа распознавания цели, основанном на измерении уровня мощности принятого сигнала, сравнивают уровни мощности обнаруженных сигналов на разных дальностях, принимают решение о том, что это ложная цель, формируемая синхронной ответной помехой, если отношение уровней мощности сигналов не зависит от дальности или закон изменения этого отношения отличается от четвертой степени отношения дальностей. 2 н. и 1 з.п. ф-лы.

Изобретения относятся к области радиолокации и могут быть использованы в радиолокационных станциях (РЛС) для защиты от активных, в том числе, импульсных ответных помех. Достигаемый технический результат - компенсация помехи, принятой главным лучом ДНА, и сохранение сигнала от цели. Указанный результат достигается тем, что в способе подавления активной помехи, основанном на приеме излучения постановщика помехи двумя приемными каналами - основным и вспомогательным, вычислении корреляции между сигналами в этих каналах, при этом принимают вспомогательным каналом помеху от постановщика помех (ПП), переизлученную ретранслятором, основным каналом принимают помеху от ПП с осматриваемого направления, задерживают сигналы в основном канале до получения максимума корреляции и производят автоматическое подавление помехи. Указанный результат достигается также тем, что комплекс содержит РЛС, которая включает основной приемный канал (ОК), вспомогательный приемный канал (ВК) и автокомпенсатор, комплекс содержит также ретранслятор, который находится в пределах видимости РЛС, при этом его выход связан с входом ВК, кроме того, РЛС содержит запоминающие устройства (ЗУ) для ОК и ВК, устройство установки задержки (УУЗ), многоканальное устройство задержки (МУЗ), многоканальный коррелятор (МК) и синхронизатор. Перечисленные средства определенным образом соединены между собой. 2 н. и 4 з.п. ф-лы, 3 ил.
Наверх