Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех



Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех
Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех
Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех
Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех
Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех
Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех

 


Владельцы патента RU 2513868:

4 Центральный научно-исследовательский институт Министерства обороны Российской Федерации (4 ЦНИИ Минобороны России) (RU)

Изобретение применимо в радиолокационных станциях (РЛС) при обзоре приземной радионадгоризонтной области поискового пространства, характеризуемой воздействием на РЛС помеховых переотражений от высокопротяженных распределенных по дальности помехоформирующих образований различного типа. Достигаемый технический результат изобретения - увеличение дальности эффективного помехоподавления в условиях воздействия на РЛС пассивных помех различного происхождения практически независимо от места расположения помехоформирующих образований на дистанции зондирования РЛС за счет снижения уровня помех бланкирования приемника РЛС, при котором удается в зоне поиска целевых эхо-сигналов минимизировать уровень боковых лепестков (УБЛ) спектра бланкированных помеховых эхо-сигналов до уровня, отмечаемого при широко используемых регулярных импульсных последовательностях (РИЛ). Поставленная цель достигается тем, что по завершению каждого цикла бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения очередной импульсной зондирующей посылки на межимпульсном интервале периода их следования эхо-сигналы подвергают внутрипериодной многооконной весовой обработке, благодаря чему обеспечивается сглаживание (скругление) линейно-ломаных деформаций огибающей бланкированных помеховых эхо-сигналов независимо от времени их задержки. 6 ил., 2 табл.

 

Изобретение относится к области радиолокации и, в частности, к способам радиолокационного обнаружения целей на фоне пассивных помех (ПП) естественного и искусственного происхождения, реализуемых в радиолокационных системах управления воздушным движением (УВД), а так же в импульсно-доплеровских информационно-измерительных системах контроля воздушного, наземного и надводного пространства.

Известны способы импульсно-доплеровского радиолокационного обнаружения целей на фоне ПП, широко применяемые в РЛС с совмещенной приемо-передающей антенной и квазинепрерывным излучением (КНИ) средней-высокой частоты повторения импульсов (ЧПИ) [1-6], в которых прием отраженных от лоцируемых объектов эхо-сигналов осуществляется в паузах работы передатчика. В РЛС КНИ, как правило, зондирующий сигнал (ЗС) представляет собой когерентную регулярную импульсную последовательность (РИП) с периодом следования импульсов, существенно меньшим временной задержки отраженного от цели эхо-сигнала. Использование таких сигналов обеспечивает высокое качество доплеровской селекции движущихся целей (СДЦ) на фоне помеховых переотражений различного происхождения в сочетании с возможностью высокоточной оценки дальности и скорости сопровождаемых целей.

Принципиальным недостатком известных способов обзорной им-пульсно-доплеровской радиолокации, реализованных в РЛС с регулярным КНИ малой скважности (менее 6…8 ед.), является наличие непросматри-ваемых за один цикл зондирования "слепых" эквидистантно расположенных участков дальности, а также неоднозначность первичного местоопределения дальности обнаруженных целей. Для устранения отмеченных недостатков, которые особо проявляются в РЛС с АФАР и (или) твердотельным передатчиком, приходится в каждом угловом направлении производить n-кратное (n>3…5) зондирование пространства пачечным КНИ с различными частотами -повторения импульсов [4 с.275-276] В результате, n-кратно снижается темп обзора пространства и, соответственно, не всегда допустимо возрастает расход время-энергетических ресурсов РЛС КНИ на решение обзорно-поисковых задач.

В [1…6] рассмотрена возможность преодоления отмеченных ограничений с использованием нерегулярных импульсных последовательностей (НИП) со свойством не более одного совпадения (с единичным уровнем боковых лепестков автокорреляционной функции). Однако при временных рассовмещениях эхо-сигналов относительно опорных такие НИП не обеспечивают требуемое для эффективной селекции движущихся целей (СДЦ) высокое качество спектральных (низкий уровень боковых лепестков (УБЛ)) сечений функции неопределенности. Аналогичная картина отмечается и в случаях использования фазо- и частотно-манипулированных сигналов [5, 6].

В качестве прототипа заявляемого объекта изобретения принят известный способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации [7], заключающийся в обзоре пространства путем формирования и направленного излучения в каждом угловом элементе разрешения поискового пространства когерентной импульсной последовательности зондирующих посылок с гиперболической вобуляцией периода повторения и длительности импульсов и их общим числом, удовлетворяющим условиям допустимости частотного разделения принимаемых эхо-сигналов на ЛЧМ-парциалы и достаточности частотно-скоростной избирательности РЛС для обнаружения целей на фоне ПП и однозначного скоростного местоопределения обнаруживаемых целей, соосного направленного приема в паузах зондирующих посылок РЛС эхо-сигналов целей и помеховых переотражений с последующей их время-частотной обработкой путем бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения зондирующих посылок, их частотного разделения на ЛЧМ-парциалы, частотной демодуляции ЛЧМ-парциалов, их противопомеховой весовой обработки и частотной режекции содержащихся в них помеховых эхо-сигналов, многоканальной спектрально-фильтровой обработки отрежектированных ЛЧМ-парциалов, выборочного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов, согласованных по частотным и временным сдвигам эхо-сигналов с отдельно взятых элементов разрешения поискового пространства, и пороговой обработки сигналов выборочного суммирования.

Недостатком принятого в качестве прототипа способа импульсно-доплеровской радиолокации является не всегда достаточная дальность эффективного помехоподавления, ограничиваемая дальностью прямой радиовидимости элементов паразитного рассеяния гладко-сферической подстилающей земной (водной) поверхности в ближней зоне обнаружения РЛС. Указанное ограничение обусловлено тем, что с вводом режима вобуляции ЧПИ возникает деформация энергетической огибающей бланкированных пачечных эхо-сигналов, обуславливающая возрастание уровня боковых лепестков (УБЛ) спектра бланкированных помеховых эхо-сигналов и, как следствие, ухудшение качества допплеровской СДЦ. Степень проявления отмеченных деструктивных процессов нарастает по мере увеличения времени задержки ответных эхо-сигналов и становится недопустимой в условиях воздействия высокопротяженных распределенных по дальности ПП. К таким ПП относятся помехи, возникающие в условиях интенсивных метеообразований, сильной изрезанности рельефа местности, наличия в дальней зоне высотных техногенных сооружений и др. Проблематичность обеспечения эффективной СДЦ в импульсно-допплеровских РЛС с использованием реализованных в прототипе принципов непрерывного изменения ЧПИ отмечалась ранее в [1 с.301-305, 3 с.378].

Технической задачей предлагаемого способа является увеличение дальности эффективного подавления ПП РЛС КНИ с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок, обеспечивающей возможность реализации эффективной СДЦ в условиях воздействия ПП различного происхождения.

Техническим результатом, обеспечивающим решение поставленной технической задачи, является снижение уровня помех бланкирования приемника РЛС, при котором удается в зоне поиска целевых эхо-сигналов минимизировать уровень боковых лепестков (УБЛ) спектра бланкированных помеховых эхо-сигналов до уровня, отмечаемого при использовании регулярных импульсных последовательностей, в результате чего обеспечивается эффективная СДЦ практически по всей дистанции зоны обзора РЛС.

Указанный технический результат и, как следствие, решение поставленной технической задачи достигается тем, что в известном способе обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей [7], заключающемся в обзоре пространства путем формирования и направленного излучения в каждом угловом элементе разрешения поискового пространства когерентной импульсной последовательности зондирующих посылок с гиперболической вобуляцией периода повторения и длительности импульсов и их общим числом, удовлетворяющим условиям допустимости частотного разделения принимаемых эхо-сигналов на ЛЧМ-парциалы и достаточности частотно-скоростной избирательности РЛС для обнаружения целей на фоне ПП и однозначного скоростного местоопределения обнаруживаемых целей, соосного направленного приема в паузах зондирующих посылок РЛС эхо-сигналов целей и помеховых переотражений с последующей их время-частотной обработкой путем бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения зондирующих посылок, их частотного разделения на ЛЧМ-парциалы, частотной демодуляции ЛЧМ-парциалов, частотной режекции содержащихся в них помеховых эхо-сигналов, однооконной весовой обработки и многоканальной спектрально-фильтровой обработки отрежектированных ЛЧМ-парциалов, выборочного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов, согласованных по частотным и временным сдвигам эхо-сигналов с отдельно взятых элементов разрешения поискового пространства, и пороговой обработки сигналов выборочного суммирования, согласно данному изобретению, по завершению каждого цикла бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения очередной импульсной зондирующей посылки на межимпульсном интервале периода их следования бланкированные эхо-сигналы подвергают внутрипериодной весовой обработке по закону

B ( t ) = [ cos ( π ( 2 ( h + 2 ) h + t F п ( β ( t T S ) T S + 2 ) ) ) k = 1 K A k ( h ) cos ( k π t F п h ( β ( t T S ) T S + 2 ) ) ]

t=[0 TS],

где t - текущее время процесса обработки принимаемых эхо-сигналов;

k - нумерация обрабатываемых комплексно-сопряженных пар линейно-частотно-модулированных парциалов принимаемых эхо-сигналов, нижняя и верхняя частотные полосы которых симметрично отстоят от их центральных несущих частот;

K=ENT(0.5ΔFпр/Fп)-1 - выбираемое из условия допустимых энергопотерь, обусловленных ограниченной частотной полосой приемника РЛС, общее число обрабатываемых комплексно-сопряженных пар линейно-частотно-модулированных парциалов принимаемых эхо-сигналов;

ENT - оператор округления до наименьшего целочисленного значения;

ΔFпр - эффективная частотная полоса приемника РЛС;

h - скважность зондирующих посылок;

Ts - длительность принимаемых эхо-сигналов, подвергаемых время-частотной обработке;

Ak(h) - табулированные весовые коэффициенты.полигармонического ряда;

β = Δ F П F П - относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок;

ΔFп - девиация частоты повторения зондирующих посылок;

Fп - средняя частота повторения зондирующих посылок.

Введение указанных выше отличий обеспечивает сглаживание (скругление) линейно-ломаных деформаций огибающей бланкированных помеховых эхо-сигналов независимо от времени их задержки, благодаря чему минимизируется УБЛ спектров бланкированных помеховых эхо-сигналов и, как следствие, обеспечивается эффективное помехоподавление во всем диапазоне дальностей возможного размещения помехоформирующих образований.

Предлагаемое техническое нововведение позволяет достичь указанный выше технический результат, состоящий в увеличении дальности эффективного помехоподавления с обеспечением высокой эффективности СДЦ по всей дистанции зоны обзора РЛС.

Изобретение поясняется рисунками, представленными на фиг.1…6.

На фиг.1 приведены эпюры огибающих бланкированных эхо-сигналов при трех различных значениях времени их задержки (возрастающей от эпюры к эпюре слева направо) в отсутствии (Фиг.1.а) и при наличии косинусквадратного сглаживания линейно-ломаных деформаций бланкированного эхо-сигнала (Фиг.1.б).

На фиг.2 приведены эпюры сигналов, поясняющих физику возникновения деструктивной деформации энергетической огибающей принимаемых эхо-сигналов в процессе их бланкирования в приемнике РЛС КНИ.

На фиг.3 приведены спектрограммы энергетических огибающих бланкированного эхо-сигнала в отсутствии (Фиг.3.а) и при наличии косинусквадратного сглаживания линейно-ломаных деформаций (Фиг.3.б).

На фиг.4 представлена шестиоконная выборка функции внутрипе-риодной весовой обработки принимаемых локационных сигналов (ПЛС) при скважности зондирующих посылок h=5.

На фиг.5 приведено семейство графиков однооконной выборки дополнительно вводимой операции многооконной весовой обработки для типовых значений скважности зондирующих посылок РЛС КНИ с АФАР либо твердотельным передатчиком.

На фиг.6 приведена укрупненная блок-схема РЛС КНИ с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок, в которой предусмотрена операция внутрипериодной оконной весовой обработки.

На фиг.2-6 приняты следующие числовые позиции, обозначения и сокращения.

На фиг.2 приведены эпюры ниже перечисленных сигналов:

Sвх(t, τ) - задержанный на время τ эхо-сигнал точечного элемента ПП или цели;

b(t) - сигнал бланкирования, соответствующий инвертированному сигналу запуска передатчика;

Sвых(t) - сигнал на входе приемного устройства, являющийся произведением входного сигнала и сигнала бланкирования;

Sог(t) - энергетическая огибающая бланкированного эхо-сигнала.

На фиг.6 приведена упрощенная версия построения передающей и приемо-обрабатывающей части РЛС с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок, в которой предусмотрена операция внутрипериодной многооконной весовой обработки принимаемых локационных сигналов (ПЛС). На фиг.6 приняты следующие числовые позиции:

1 - антенна;

2 - циркулятор;

3 - схема бланкирования приемо-усилительного тракта приемника РЛС;

4 - управляемое весовое звено (УВЗ) для внутрипериодного взвешивания ПЛС;

5 - формирователь сигналов управления циклами внутрипериодной весовой обработки;

6 - приемо-усилительный тракт;

7 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

8 - цифровой фазовый детектор (ЦФД);

9 - цифровой полосовой фильтр выделения ЛЧМ-парциалов;

10 - цифровой сигнальный процессор для раздельной спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ парциалов;

11 - буферное запоминающее устройство (БЗУ);

12 - блок векторного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов принятых эхо-сигналов;

13 - передатчик РЛС;

14 - формирователь импульсов запуска передатчика РЛС;

15 - вычислитель параметров зондирующих посылок (интервальной и широтно-импульсной вобуляции зондирующих посылок и общей продолжительности ЗС);

16 - блок измерения плотности дальностно-скоростного (время-частотного) распределения мощности помеховых переотражений;

17 - блок синхронизации и управления (БСУ);

18 - определитель выборочного извлечения из БЗУ (11) канальных сигналов спектрально-фильтровой обработки для их последующего суммирования в блоке 12;

19 - блок выборки канальных сигналов спектрально-фильтровой обработки.

Решаемая предлагаемым способом техническая задача обусловлена спецификой реализованных в прототипе операций формирования зондирующих посылок и стробирования приемника РЛС на время прохождения входного потока эхо-сигналов на последующие этапы их обработки.

Первая из указанных операций характеризуется применением гиперболической вобуляции периода повторения импульсов пачки Ti и их длительности τi по закону:

S ( t ) = Re { i = N / 2 N / 2 Re c t ( t t i ) exp [ j ( ω н t + ϕ o ) ] } , ( 1 )

где i - нумерация импульсов пачки;

Re c t ( t ) τ - П-образная ректанг-функция, обозначающая центрированный в точке t=0 импульс с прямоугольной формы единичной высоты длительностью τ;

t i = j = N / 2 i T j - временная расстановка импульсов пачки;

T i = 1 F i - временной разнос (i-1)-го и i-го импульсов пачки;

Fi=F0+αti - текущее значение частоты повторения импульсов (ЧПИ):

F0 - начальное значение ЧПИ; AF

α = Δ F П T S - скорость (крутизна) линейной вобуляции ЧПИ;

F П = F i ¯ - среднее значение ЧПИ;

τi=Ti/h - длительность i-го импульса пачки;

h=const - скважность импульсной последовательности;

N+1 - количество импульсов пачки;

T S = i = N / 2 + N / 2 T i = N T ¯ i - длительность импульсно-пачечного сигнала;

T ¯ i - среднее значение длительности периода следования импульсов;

ωн, φо - несущая частота и начальная фаза высокочастотного заполнения импульсов пачки.

t i = 1 2 α ( F 0 2 + 4 α i F 0 )

T i = 1 F 0 + α t i T 0 + 2 α ( i + 0.5 ) T 0 3 , i=0; ±1; ±2;…

Вторая из вышеуказанных операций характеризуется скачкообразным отпиранием и запиранием приемного устройства РЛС при его стробировании на время приема ответных эхо-сигналов по закону:

u б ( t ) = 1 i = N / 2 N / 2 Re c t ( t t i ) τ i ( 2 )

Принципиальным ограничением в использовании вышеупомянутых гиперболических НИП является то, что с ростом удаления помехоформирующих образований эффективность СДЦ снижается по причине нарастания деструктивной линейно-ломанной деформации энергетической огибающей помеховых эхо-сигналов, обусловленной бланкированием приемника на время работы передатчика РЛС. Указанная операция с использованием сигналов бланкирования традиционно прямоугольной формы (2) приводит к возникновению иллюстрированной фиг.1.а линейно-ломаной деформации энергетической огибающей принятых эхо-сигналов, которая существенно ухудшает их спектральное качество из-за возрастания УБЛ их спектрограмм.

Поясняемая фиг.2 физика процесса образования помех бланкирования состоит в том, что в отличие от случая использования регулярных импульсных последовательностей (РИП), для которых характерно непрерывное равномерное бланкирование импульсов пачечного эхо-сигнала с сохранением его исходной энергетической огибающей прямоугольной формы при любых временных сдвигах задержанных эхо-сигналов, в случае использования гиперболических НИП рассматриваемое бланкирование носит неравномерный осциллирующий характер.

Из приведенных на фиг.2 эпюр сигналов следует, что бланкирование приемника РЛС приводит к широтно-импульсной модуляции элементов импульсной последовательности бланкированного эхо-сигнала, и, как следствие, энергетическая огибающая бланкированного эхо-сигнала линейно деформирована.

Согласно фиг.1а энергетическая огибающая эхо-сигналов с большой задержкой имеет ярко выраженные изломы клиновидной формы, являющиеся причиной возникновения побочных спектральных гармоник, существенно снижающих спектральное качество бланкированных эхо-сигналов.

Для иллюстрации деструктивного влияния помех бланкирования на фиг.3 приведены результаты модельных числовых расчетов спектрограмм одиночного задержанного эхо-сигнала в отсутствии (фиг.3.а) и при наличии их бланкирования (фиг.3б). При расчетах указанных спектрограмм использовались следующие исходные данные: длительность пачки зондирующих посылок Ts=10 мс, средняя частота повторения зондирующих посылок F=68 кГц, скважность вобулированных зондирующих посылок h=5, относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок (частоты повторения импульсов (ЧПИ)) β=0.077, задержка эхо-сигнала τ=1.5 мс, однооконное весовое распределение по пачке - косинус-квадратное (распределение Ханна).

В прототипе отмеченное деструктивное влияние помех бланкирования частично минимизировано применением оконной весовой обработки, характеризуемой двухпериодным косинусквадратным весовым распределением. Однако эта противопомеховая мера позволяет лишь незначительно расширить ближнюю зону эффективного помехоподавления и не обеспечивает решения поставленной технической задачи нейтрализации ПП во всей дистанции зоны обзора РЛС.

По результатам аналитических и модельных исследований установлено, что минимизировать влияние отмеченных изломов возможно, как показано на фиг.1.б, путем их сглаживания (скругления), при котором энергетическая огибающая бланкированного одиночного эхо-сигнала с задержкой τ принимает гармонический вид:

u 0 ( t ) = cos 2 ( 2 π α τ t ) , t [ τ ; τ + T S ] ( 3 )

где α·τ - циклическая частота повторения клиновидных провальных участков огибающей бланкированных эхо-сигналов с временной задержкой τ.

Ts - длительность выделенного для последующей обработки сигнала.

Реализуемая при этом полимодальная весовая обработка в отличие от классических унимодальных методов весовой обработки всей пачки импульсов обладает свойством инвариантности к временным сдвигам изломов огибающей пачечных эхо-сигналов и временной динамики осцилляции этих изломов. Указанное свойство удается реализовать при переходе от скачкообразной (2) к монотонно-гладкой полигармонической зависимости (4) коэффициента передачи принимаемых локационных сигналов (ПЛС) на вход приемника РЛС:

B ( t ) = [ cos ( π ( 2 ( h + 2 ) h + t F п ( β ( t T S ) T S + 2 ) ) ) k = 1 K A k ( h ) cos ( k π t F п h ( β ( t T S ) T S + 2 ) ) ]

t=[0 TS],

где t - текущее время процесса обработки принимаемых эхо-сигналов;

k - нумерация обрабатываемых комплексно-сопряженных пар ЛЧМ парциалов принимаемых эхо-сигналов, нижняя и верхняя частотные полосы которых симметрично отстоят от их центральных несущих частот;

K=ENT(0.5ΔFпр/Fп)-1 - выбираемое из условия допустимых энергопотерь, обусловленных ограниченной частотной полосой приемника РЛС, общее число обрабатываемых комплексно-сопряженных пар ЛЧМ парциалов принимаемых эхо-сигналов;

ENT - оператор округления до наименьшего целочисленного значения;

ΔFпр - эффективная частотная полоса приемника РЛС;

h - скважность зондирующих посылок;

Ts - длительность принимаемых эхо-сигналов, подвергаемых время-частотной обработке;

Ak(h) - табулированные весовые коэффициенты.полигармонического ряда;

β = Δ F П F П - относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок;

ΔFп - девиация частоты повторения зондирующих посылок;

Fп - средняя частота повторения зондирующих посылок.

Табулированные значения весовых коэффициентов Ak(h) для различных скважностей зондирующих посылок, типовых для РЛС с АФАР и (или) твердотельным передатчиком, приведены в таблице 1.

Таблица 1
h A1 A2 A3 A4 A5 A6 A7
2 0.4285 0.0879 0.0395 0.0228 0.016 0.0117 0.0088
3 0.2097 0.0493 0.0227 0.0131 0.0087 0.007 0.0053
4 0.1216 0.031 0.015 0.0085 0.0056 0.0045 0.0041
5 0.0785 0.0203 0.0102 0.006 0.0042 0.0035 0.0029
6 0.058 0.0143 0.0086 0.0053 0.0032 0.0027 0.0017
7 0.0423 0.011 0.0047 0.0027 0.0022 0.0009 0.0007
8 0.0326 0.0079 0.0033 0.002 0.0012 0.0001 0.0009

На фиг.4 представлена шестиоконная выборка функции весовой обработки (4) ПЛС при скважности зондирующих посылок h=5.

На фиг.5 приведено семейство графиков однооконной выборки дополнительно вводимой операции многооконной весовой обработки (4) для типовых значений скважности зондирующих посылок РЛС КНИ с АФАР либо твердотельным передатчиком.

Нахождение (4) произведено методом обратного преобразования (3) ко входу стробируемого приемника РЛС. В отличие от классических однооконных унимодальных весовых распределений [1-6] полимодальная весовая функция (4) характеризуется следующими особенностями:

- весовое распределение (4) является многооконным полимодальным, окна которого совмещены с межимпульсными интервалами зондирующих посылок;

- весовое распределение (4), определяющее закон циклически повторяемой с частотой Fпi внутрипериодной вариации коэффициента передачи ПЛС на вход приемника, является суммой конечного ряда косинусоид кратных частот;

- число косинусоид полигармонического ряда (4) и их амплитудное распределение Ak, определяется скважностью зондирующих посылок h и количеством ЛЧМ парциалов (2К), выделяемых из ПЛС для последующей их обработки;

- все составляющие полигармонического многокосинусного ряда (4) по аналогии с ЗС с вобулированной ЧПИ также являются линейно-частотно-модулированными, что обеспечивает согласованную с динамикой формирования зондирующих посылок вобуляцию частоты повторения и длительности текущего весового окна.

С вводом многооконной весовой обработки (4) огибающая бланки-рованного единичного эхо-сигнала с временной задержкой τ характеризуется монотонно-гладкой косинусквадратной осцилляцией с частотой Fм=α·τ (см. фиг.1б), в силу чего спектр энергетической огибающей взвешенного (аподизированного) эхо-сигнала и, соответственно, его демодулированных ЛЧМ-парциалов, по аналогии со случаем тональной амплитудной модуляции, может быть представлен трехкомпонентной суммой, включающей идентичные по форме подспектры на нулевой (центральной) и двух симметрично отстоящих от последней верхней и нижней боковых частот модуляции огибающей. В результате, спектр каждого демодулированного ЛЧМ парциала эхо-сигнала при указанном многооконном весовом стробировании расщепляется на три частотные компоненты, подспектр каждой из которых идентичен исходному спектру небланкированного эхо-сигнала, с распределением их мощности, характеризуемыми шестидецибельным превышением центральной составляющей над боковыми.

Из (3, 4) следует принципиально важное свойство многооконной полимодальной весовой обработки - сохранять неизменным спектральное качество бланкированного и затем взвешенного квазинепрерывного сигнала гиперболического типа для всех его трех вышеупомянутых частотных компонент. С учетом малости частот модуляции огибающей бланкированного сигнала (Fм<fнц) для большинства практически значимых задач обзора пространства возрастание уровня боковых лепестков (УБЛ) спектрального распределения помеховых эхо-сигналов малых доплеровских частот в области поиска целевых эхо-сигналов невелико и может быть скомпенсировано (10…30) - процентным увеличением длительности применяемого КНИ:

γ = T S + Δ T S T S f н ц + 2 ν 1 ( f н ц ) f н ц F м < 1.1 1.3, f н ц > F м , ( 5 )

где ΔTS - требуемое увеличение длительности ЗС;

fнц - нижняя граница зоны поиска целевого эхо-сигнала по частотно-скоростной координате;

ν(fнц) - скорость изменения УБЛ огибающей функции спектра КНС в области частот f=fн.ц.

Эффективность разработанного способа оценена на компьютерной имитационно-стохастической модели процесса функционирования РЛС КНИ гиперболического типа в среде Matlab. Корректность и высокая эффективность применения принципа многооконной весовой обработки ПЛС (4) подтверждаются представленными на фиг.3 результатами имитационного моделирования с показом Фурье-спектрограмм одиночного эхо-сигнала на выходе одного их парциальных приемных каналов обзорного приемника РЛС КНИ для следующих исходных данных: Fп=68 кГц, Ts=10 мс, β = Δ F п F п = 7.7 % , h=5, τ*=1.5 мс.

Представленные на фиг.3а графики спектрограмм одиночного эхо-сигнала соответствуют двум вариантам применяемой оконной весовой обработки КНС:

- при использовании только однооконной косинус-квадратной весовой обработки всей пачки импульсов эхо-сигнала в отсутствии помех бланкирования - сплошная линия, что соответствует случаю применения регулярных импульсных последовательностей (РИП);

- при использовании только однооконной косинус-квадратной весовой обработки всей пачки импульсов эхо-сигнала при наличии помех бланкирования - штриховая линия;

Представленные на фиг.3б графики спектрограмм одиночного эхо-сигнала соответствуют различным вариантам применяемой весовой обработки КНС:

- при использовании только однооконной косинус-квадратной весовой обработки всей пачки импульсов эхо-сигнала в отсутствии помех бланкирования - сплошная линия, что соответствует случаю применения РИП;

- при наличии однооконной косинус-квадратной весовой обработки бланкированного эхо-сигнала и дополнительно вводимой многооконной весовой обработки ПЛС - штриховая линия.

Согласно фиг.3б применение предлагаемой многооконной весовой обработки (4) бланкированных эхо-сигналов позволяет в зоне поиска целевых эхо-сигналов (вне зоны режекции помеховых переотражений с малым допплеровским сдвигом) снизить УБЛ Фурье-спектрограмм помеховых эхо-сигналов до предельно возможного уровня, отмечаемого при использовании РИП.

Платой за отмеченный выигрыш в подавлении помеховых переотражений является допустимое возрастание энергопотерь (η) на многооконную весовую обработку ПЛС (см. Таблицу 2), а также ухудшение разрешения целей по скорости (по причине образования в окрестности главного максимума целевого эхо-сигнала двух ослабленных по мощности (на 6 дБ) боковых всплесков амплитудной модуляции), что также допустимо для рассматриваемого обзорного режима работы РЛС.

Таблица 2
h 2 3 4 5 6 7 8
η, дБ 0.96 0.75 0.9 1.05 1.16 1.24 1.3

Отмеченные энергопотери компенсируются рассмотренным выше (10-30-процентным) увеличением длительности применяемого КНИ (5).

Все дополнительно включенные в процесс приема-обработки сигналов операции являются физически реализуемыми и не требуют выхода за рамки современной радиоэлектронной схемотехники.

На фиг.6 приведена упрощенная версия построения передающей и приемо-обрабатывающей части РЛС КНИ гиперболического типа, в которой использован рассмотренный принцип многооконной весовой обработки принимаемых локационных сигналов (ПЛС).

Принципы построения и функционирования РЛС КНИ по приводимой на фиг.6 схеме в полном объеме аналогичны прототипу [7] за исключением их корректировки по вводу операции многооконной весовой обработки.

В соответствии с рассмотренным способом минимизации маскирующего влияния помех бланкирования его упрощенная блок-схемная реализация в РЛС КНИ характеризуется следующей трехэтапной организацией процесса функционирования.

На этапе предзондовой подготовки (планирования) рабочего цикла зондирования поискового пространства в заданном угловом направлении производятся:

- расчет блоком 15 параметров зондирующего сигнала (Fп, α, TS) с использованием поступающих из блока 16 данных о дальностно-скоростном распределении («рельефе») ПП в контролируемом угловом элементе разрешения;

- рассчитанные данные блоком 15 поступают в формирователь ИЗП 14 и БСУ 17, где пересчитываются в оценки начальных установок блоков 9, 10.

На этапе активной работы РЛС КНИ с выходом в эфир осуществляется циклически повторяющаяся последовательность следующих операций:

- запуск передатчика 13 и направленное излучение антенной 1 зондирующих посылок в эфир;

- соосный прием антенной 1 ответных эхо-сигналов, которые через циркулятор 2 поступают на схему бланкирования 3;

- стробированная на межимпульсном интервале зондирующих посылок часть входного потока принятых эхо-сигналов УВЗ 4 подвергается дополнительно вводимой операции многооконной весовой обработки в соответствии с (4);

- после усиления блоком 6 взвешенные эхо-сигналы подвергаются аналого-цифровому преобразованию (АЦП) блоком 7 и цифровому фазовому детектированию (ЦФД) блоком 8;

- сформированные цифровые сигнальные выборки (ЦСВ) с выхода ЦФД 8 поступают на многоканальную линейку полосно-пропускающих фильтров (ППФ) 9 различной частотной настройки, с помощью которых осуществляется разделение ПЛС на ЛЧМ-парциалы;

- цифровая демодуляция и раздельная обработка демодулированных ЛЧМ парциалов линейкой ЦСП 10, в которых производятся режекция помеховых сигналов малых допплеровских частот, унимодальная однооконная весовая обработка всей пачки импульсных элементов ПЛС и многоканальный спектральный Фурье-анализ отрежектированных эхо-сигналов;

- запись результатов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ парциалов в БЗУ11.

По окончании цикла зондирования пространства реализуется завершающий этап обработки накопленных в БЗУ 11 сигналов спектрально-фильтрового анализа, в ходе которого для каждого дальностно-скоростного элемента разрешения с помощью блоков 18,19 производится выборочное извлечение из БЗУ 11 векторных оценок сигналов спектрально-фильтровой обработки ЛЧМ-парциалов ПЛС с последующим их суммированием блоком 12.

Более детальное развернутое рассмотрение принципов построения и функционирования РЛС КНИ гиперболического типа, за исключением вводимой операции многооконной весовой обработки эхо-сигналов, представлено в [7, 8].

В отличие от прототипа [7] в приведенном блок-схемном построении РЛС КНИ предусмотрено использование двух дополнительных элементов - УВЗ 4 и формирователя 5.

Возможное схемное решение УВЗ 4 представлено в [9] с описанием быстродействующих схем управляемой аттенюации сигналов на полевых транзисторах Шотки. Причем, циклически повторяемая формирователем 5 генерация сигналов управления УВЗ 4 может быть эффективно реализована с использованием цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) и цифрового синтезатора сигналов (ЦСС), в оперативном запоминающем устройстве (ОЗУ) которого хранятся предварительно рассчитанные табулированные значения функции внутрипериодной многооконной весовой обработки (4).

Таким образом, предлагаемый способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации технически реализуем и обеспечивает недоступное для аналогов и прототипа эффективное помехоподавление интенсивных мешающих переотражений по всей дистанции зоны обзора с сохранением практически беспровальной по дальности зоны обнаружения РЛС целей и возможности однозначного измерения их дальности и скорости при однократном цикле зондирования пространства в единичном угловом элементе его разрешения, что соответствует цели данного изобретения.

Изобретение выполнено на уровне технического предложения и реализовано на ПЭВМ в виде математической имитационно - стохастической модели.

Результаты проведенных имитационных цифровых экспериментов подтверждают работоспособность и реализуемость эффективного подавления помех бланкирования РЛС КНИ с гиперболической вобуляцией зондирующих посылок при использовании предлагаемого способа приемообработки локационных эхо-сигналов.

Изобретение может быть применено в РЛС КНИ гиперболического типа при работе в условиях воздействия переотражений от высокопротяженных распределенных по дальности переотражений помехоформирующих образований - не только от земной поверхности и местных предметов в ближней зоне обнаружения целей, но и вне этой зоны, где могут располагаться метеообразования, естественные возвышения рельефа местности типа гор и холмов, высотные техногенные сооружения и др.

Источники информации

1. Вопросы статистической теории радиолокации / Под ред. Г.П.Тартаковского, Том 1. - М.: Сов. радио, 1963.

2. Теоретические основы радиолокации / Под ред. Я.Д.Ширмана. - М.: Сов. радио, 1970.

3. Справочник по радиолокации под ред. М.И.Сколника. Т.3. - М.: "Сов. Радио". 1979.

4. Трухачев А.А. Радиолокационные сигналы и их применение. - М.: Военное издательство, 2005.

5. Кук Ч. Бернфельд М. Радиолокационные сигналы: Пер. с англ. / Под ред. B.C.Кельзона. - М.: Сов. Радио, 1971.

6. Френке Л. Теория сигналов: Пер. с англ. / Под ред. В.Е.Вакмана. - М.: Сов радио, 1974.

7. Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне отражений от земной поверхности: Боделан Б.Г., Логинов Е.Б., Хрупало Д.А., Дмитрович Д.Г. Кириченко А.А., Астрахов В.В., Колбаско И.В. Заявка №2009112039/09 (016375) от 02.04.2009. Решение о выдаче патента на изобретение от 18.10.2011.

8. Обзорный приемник РЛС с квазинепрерывным излучением гиперболического типа: Пат. №90572 Россия, Бендерский Г.П., Боделан Б.Г., Логинов Е.Б., Хрупало Д.А., Дмитрович Д.Г. Кириченко А.А., Астрахов В.В., Колбаско И.В. Заявка №2009111525 от 31.03.2009. Опубликовано 10.01.2010, Бюл. №1.

9. Д.Д.Ганзий, Г.И.Трошин. Адаптивные диаграмообразующие системы СВЧ. Антенны вып.8-9, 2002, с.89-120.

Способ обзорной импульсно-доплеровской радиолокации целей на фоне пассивных помех, заключающийся в обзоре пространства путем формирования и направленного излучения в каждом угловом элементе разрешения поискового пространства когерентной импульсной последовательности зондирующих посылок с гиперболической вобуляцией периода повторения и длительности импульсов и их общим числом, удовлетворяющим условиям допустимости частотного разделения принимаемых эхо-сигналов на линейно-частотно-модулированные парциалы и достаточности частотно-скоростной избирательности РЛС для обнаружения целей на фоне пассивных помех и однозначного скоростного местоопределения обнаруживаемых целей, соосного направленного приема в паузах зондирующих посылок РЛС эхо-сигналов целей и помеховых переотражений с последующей их время-частотной обработкой путем бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения зондирующих посылок, их частотного разделения на линейно-частотно-модулированные парциалы, частотной демодуляции линейно-частотно-модулированных парциалов, частотной режекции помеховых переотражений, противопомеховой весовой обработки, многоканальной спектрально-фильтровой обработки отрежектированных линейно-частотно-модулированных парциалов и выборочного суммирования сигналов спектрально-фильтровой обработки линейно-частотно-модулированных парциалов, согласованных по частотным и временным сдвигам эхо-сигналов с отдельно взятых элементов разрешения поискового пространства, и пороговой обработки сигналов выборочного суммирования, отличающийся тем, что по завершению каждого цикла бланкирования принимаемых эхо-сигналов на время излучения очередной импульсной зондирующей посылки на межимпульсном интервале периода их следования бланкированные эхо-сигналы подвергают внутрипериодной весовой обработке по закону
B ( t ) = [ cos ( π ( 2 ( h + 2 ) h + t F п ( β ( t T S ) T S + 2 ) ) ) k = 1 K A k ( h ) cos ( k π t F п h ( β ( t T S ) T S + 2 ) ) ] ,
t=[0 TS],
где t - текущее время процесса обработки принимаемых эхо-сигналов;
k - нумерация обрабатываемых комплексно-сопряженных пар линейно-частотно-модулированных парциалов принимаемых эхо-сигналов, нижняя и верхняя частотные полосы которых симметрично отстоят от их центральных несущих частот;
K=ENT(0.5ΔFпр/Fп)-1 - выбираемое из условия допустимых энергопотерь, обусловленных ограниченной частотной полосой приемника РЛС, общее число обрабатываемых комплексно-сопряженных пар линейно-частотно-модулированных парциалов принимаемых эхо-сигналов;
ENT - оператор округления до наименьшего целочисленного значения;
ΔFпр - эффективная частотная полоса приемника РЛС;
h - скважность зондирующих посылок;
Ts - длительность принимаемых эхо-сигналов, подвергаемых время-частотной обработке;
Ak(h) - табулированные весовые коэффициенты полигармонического ряда;
β = Δ F П F П - относительная девиация частоты повторения зондирующих посылок;
ΔFп - девиация частоты повторения зондирующих посылок;
Fп - средняя частота повторения зондирующих посылок.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, и может использоваться в устройствах обработки радио- и радиолокационных сигналов для улучшения распознавания широкополосных сигналов на фоне шумов.

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн. Достигаемый технический результат заявляемого изобретения - компенсация доплеровского эффекта и, следовательно, повышение разрешающей способности радарных систем и повышение помехоустойчивости канала связи в средствах связи.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях. Достигаемый технический результат изобретения - обеспечение защиты радиолокационной станции в зоне "местных" предметов от эхосигналов "ангелов" произвольной амплитуды, а также увеличение вероятности обнаружения малозаметных и малоразмерных целей, что достигается введением в прототип, содержащий последовательно соединенные усилитель промежуточной частоты, согласованный фильтр, режекторный фильтр по "местным" предметам, амплитудный детектор, некогерентный накопитель и устройство обнаружения эхосигналов, а также индикатор кругового обзора, первого клапана и селектора "ангелов", состоящего из второго и третьего клапанов, устройства быстрого преобразования Фурье, устройства грубого определения частоты Доплера, устройства формирования частот настроек режекторных фильтров, доплеровского фильтра, устройства определения номера режекторного фильтра, устройства определения частоты Доплера и порогового устройства, с соответствующими связями.

Изобретения относятся к области радиолокации и могут быть использованы в радиолокационных станциях (РЛС) для защиты от импульсных помех известной структуры. Достигаемый технический результат изобретения - увеличение защищенности РЛС от импульсных помех известной структуры большой мощности.

Изобретение относится к области цифровых систем приема и обработки сигналов и предназначено для уменьшения влияния аддитивных случайных импульсных помех. .

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может использоваться для проведения адаптивной компенсации воздействующих по боковым лепесткам диаграммы направленности (ДН) суммарного и разностных каналов моноимпульсного амплитудного суммарно-разностного пеленгатора естественных и преднамеренных помех при стабилизации параметров (исключении смещения нулей и изменении крутизны) его пеленгационной характеристики и наличии ошибок калибровки приемных каналов (ПК).

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может использоваться для проведения адаптивной компенсации воздействующих по боковым лепесткам диаграммы направленности суммарного и разностных каналов моноимпульсного амплитудного суммарно-разностного пеленгатора естественных и преднамеренных помех при стабилизации параметров (исключении смещения нулей и изменении крутизны) его пеленгационной характеристики.

Изобретение относится к области радиолокационной техники и предназначено для индивидуальной защиты радиолокационных комплексов обнаружения воздушных целей и управления оружием класса «земля-воздух» в условиях применения противником разведывательно-ударных комплексов (РУК) типа PLSS (Precision Location Strike System, далее по тексту ПЛСС) с разностно-дальномерной системой радиотехнической разведки (РТР) и командной системой наведения управляемого оружия по данным разведки.

Изобретение относится к системам для обнаружения объектов путем отражения от его поверхности радиоволн и может быть использовано в радиолокации для распознавания класса цели.

Изобретение относится к системам обнаружения объектов путем отражения от его поверхности радиоволн и может быть использовано в радиолокации для распознавания цели.

Изобретение относится к системам для обнаружения объекта путем отражения от его поверхности радиоволн и может быть использовано в радиолокации для распознавания сигналов, принадлежащих одной цели.

Изобретение относится к системам для обнаружения объекта и может быть использовано в радиолокации для распознавания протяженной по скорости цели. .

Изобретение относится к радиолокационным средствам полного поляризационного приема. .

Изобретение относится к радиолокационным средствам полного поляризационного приема. .

Изобретение относится к селекции протяженных целей. .

Изобретение относится к радиоприемной технике обработки импульсно-доплеровских сигналов и может быть использовано в радиолокационных системах (РЛС) с пачечным зондирующим сигналом с большим числом частот повторения импульсов, сменяемых от пачки к пачке.

Изобретение относится к способам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн, и может быть использовано в радиолокационных или аналогичных системах, предназначенных для картографирования и управления в радиолокационных станциях летательных аппаратов.
Изобретение относится к области контрольно-измерительной техники, а именно к способам измерения с помощью когерентной радиолокационной станции (РЛС) вибрации корпуса любого радиолокационно-контрастного объекта, находящегося на морской поверхности. Достигаемый технический результат - повышение точности определения вибрации движущегося морского судна за счет более полного учета помехи, создаваемой рассеянием радиоволн морской поверхностью. Указанный результат достигается за счет того, что при движении морского судна по заданному участку поверхности его корпус зондируют радиоволнами с помощью когерентной РЛС. Выделенную часть зондирующего сигнала используют в качестве когерентного сигнала и смешивают ее с принятым сигналом, отраженным от корпуса судна и рассеянным морской поверхностью. Смешанный сигнал трансформируют в электрический сигнал промежуточной частоты, который усиливают, осуществляют фазовое детектирование для формирования видеосигнала, усиливают его, выделяют из него сигнал доплеровской частоты, который затем оцифровывают для компьютерной обработки. Непосредственно перед проходом судном заданного участка морской поверхности и после его прохода осуществляют зондирование этого участка при тех же азимутальных углах и углах скольжения, при которых осуществлялось зондирование корпуса судна. При этом с сигналом РЛС осуществляют все описанные выше операции. Строят доплеровские спектры сигналов, рассеянных морской поверхностью до и после прохода судна, осредняют их и вычитают полученный осредненный спектр из доплеровского спектра сигнала, который является суммой сигнала, отраженного от корпуса судна и помехи.
Наверх