Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации

Изобретение относится к способам и устройствам обработки данных в широкополосной радиосвязи и радионавигации. Технический результат заключается в сокращении временных затрат на поиск широкополосных сигналов по задержке. Способ поиска включает: параллельное накопление с выхода динамически перестраиваемых согласованных фильтров значений частной периодической взаимокорреляционной функции сегментов принимаемого сигнала с двумя опорными производящими линейками, из которых сформирована производная последовательность, а также определение номеров тактов их взаимного сдвига, соответствующих синхронизму по задержке; экстраполяции структуры частных ПВКФ в виде функций экстраполяции подканалов 2-х каналов обработки с 2-факторным контролем экстраполяции по мажоритарному принципу; контроль установления синхронизма по задержке без определения текущей временной задержки принимаемого сигнала, а по сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками. В каналах поиска в качестве динамически перестраиваемых согласованных фильтров используются акустоэлектронные конвольверы. 2 н.п. ф-лы , 13 ил.

 

Изобретение относится к методам и устройствам обработки данных в широкополосной радиосвязи и радионавигации, где этапу приема информационных сигналов с расширенным спектром (СРС), манипулированных некоторой псевдослучайной последовательностью (ПСП), обязательно предшествует этап синхронизации.

Известен способ поиска СРС по задержке, использующий для сокращения среднего времени поиска априорную информацию о расположении и структуре сегментов ПСП (Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И.Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.). Текущая задержка сигнала определяется по пороговому обнаружению значения взаимо-корреляционной функции между некоторой короткой опорной последовательностью и закономерно расположенным сегментом аналогичной структуры принимаемого сигнала.

Важнейшими недостатками данного способа является, во-первых, его применимость только для линейных рекуррентных М-последовательностей и для которых изучена их сегментная структура, а во-вторых, пороговая оценка осуществляется на фоне сравнения с очень большими уровнями боковых всплесков сегмента взаимнокорреляционной функции, что заметно снижает вероятность правильного обнаружения текущей энергии.

Так же близким к заявляемому является способ поиска СРС, существенными признаками которого является весовое суммирование откликов нескольких цифровых согласованных фильтров, настроенных на несколько различных элементов ПСП с априорно известной структурой, обладающих минимальной взаимной корреляцией по отношению к друг другу и неравномерно расположенных по длине принимаемой манипулирующей последовательности. При этом веса суммирования определяются порядком расположения сегментов, а текущая задержка определяется по факту превышения порогового значения взвешенной суммы откликов согласованных фильтров (Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И.Сныткин, В.И.Бурым, А.Т.Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г.). Данный способ обладает рядом недостатков:

сокращение среднего времени поиска обеспечивается лишь при близких к идеальным помеховых условиях, когда вероятность ложного обнаружения или пропуска сегмента ПСП очень мала;

применение ограниченного класса ПСП, подробно изученных с точки зрения взаимнокорреляционных свойств составляющих сегментов;

значительные аппаратные затраты на построение блока цифровых согласованных фильтров для поиска ПСП большой длины.

Известно устройство для синхронизации шумоподобных сигналов (А.с. 1003372 СССР, МКИ³ H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С. Воробьев, А.В. Кузичкин, В.М.Куркин, Б.И. Просенков, В.В. Артюшин, В.М.Тарасов (СССР)), решающее задачу поиска сигнала с использованием 2-х каналов квадратурной обработки с аналого-цифровыми и цифроаналоговыми преобразователями, циклическими накопителями и вычислителями корреляционных функций, что позволяет считать данное устройство близким аналогом к заявляемому устройству как по составу, так и по решаемым задачам.

Однако данное устройство повышает скорость поиска сигнала лишь за счет повышения помехозащищенности этапа обнаружения состояния синхронизма, но при этом не реализуется алгоритм ускоренного поиска, оптимизирующий порядок анализа области неопределенности сигнала по задержке, либо, учитывающий особенности и закономерности структуры используемых манипулирующих ПСП.

Наиболее близким (прототипом) к заявляемому способу является способ ускоренного поиска широкополосных сигналов по патенту (Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК⁸ H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007).

Сходными признаками данного способа с заявляемым способом являются:

использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;

поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными реккуретными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины l₁, в другом l₂;

в результате из l₁ и l₂ накопленных в каждом из 2-х каналов значений ПВКФ выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов i_max∈(0, 1,…, l₁-1) и j_max∈(0, 1,…, l₂-1) относительно начальных соответствующих l₀; и далее по полученным i_max и j_max определяют значения циклических сдвигов с₁ и с₂ производящих компонент по следующим соотношениям:

$$c_1=\{\begin{array}{l}2\cdot (l_1-i_{\max })еслиi_{\max }>l_1/2\hfill \\ (l_1-2\cdot i_{\max })еслиi_{\max }<l_1/2\hfill \end{array},c_2=\{\begin{array}{l}2\cdot (l_2-i_{\max })еслиj_{\max }>l_2/2\hfill \\ (l_2-2\cdot i_{\max })еслиj_{\max }<l_2/2\hfill \end{array}(1)$$

затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин l₁ и l_2, генерируемых с циклическими сдвижками c₁ и с_2, соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность L=l₁·l₂, получаемый циклический сдвиг С которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение С обусловлено значениями с₁ и с₂ в соответствии с выражениями:

$$c_1=l_1-C(\mathrm{mod}{l}_1),c_2=l_2-C(\mathrm{mod}{l}_2).(2)$$

решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают.

Наиболее близким устройством (прототипом), реализующим поиск СРС, манипулированных ПНП, которое при соответствующих изменениях может реализовать предлагаемый способ ускоренного поиска, является схема - устройство (Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК⁸ H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007).

Сходными признаками данного устройства (прототипа) с заявляемым устройством являются:

устройство содержит: два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, причем вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов с₁ и c₂.

Известный «способ-прототип» и устройство для его реализации обладают рядом недостатков:

1) в прототипе в целом не учитывается и не используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП, что приводит, во-первых, к «слепому» накоплению энергии боковых пиков ПКФ и тем самым - значительному количеству «прогонок» (увеличению числа р) и в конечном итоге - к увеличению времени поиска и обнаружения, в том числе за счет медленного повышения отношения сигнал-шум (с/ш) на выходе устройства быстрого поиска (УБП) для принятия решения, а во-вторых, не учитывает вышеуказанную информацию для ускорения поиска, обнаружения и синхронизации.

Как показали исследования авторов, ПВКФ ПНП имеет детерминированную структуру, т.е. ПВКФ является детерминированной функцией времени, причем такой, что при определенном приближении ее можно считать практически дискретной функцией времени. При этом структура ПВКФ однозначно определяет состав производящих компонент (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длины l₁ и l₂ и их вид (тонкую внутреннюю структуру НЛРП). Т.е. между видом, длительностями l₁ и l₂ производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) и ПВКФ ПНП имеется детерминированное взаимооднозначное соответствие. Поэтому, зная состав ПНП (т.е состав ПК-1 и ПК-2), можно однозначно экстраполировать (предсказывать) структуру ПВКФ и наоборот - по структуре ПВКФ можно однозначно экстраполировать состав ПНП. Под структурой ПВКФ ПНП как функции времени понимается периодическое распределение во времени ярко выраженных и детерминированных по величине (амплитуде) и времени появления частных боковых пиков (всплесков) ПВКФ, которые обозначим как R_чп1 и R_чп2. На фиг.5 и фиг.7 представлены примеры ПВКФ некоторых ПНП, демонстрирующих это утверждение. Поэтому, априорно зная на приемной стороне СРС состав принимаемой ПНП, можно однозначно априорно экстраполировать структуру ПВКФ, т.е. можно использовать априорную информацию о структуре ПВКФ для организации ускорения и повышения достоверности процесса поиска, обнаружения и синхронизации ПСП в СРС;

2) первое суммирование (накопление) в параллельном сумматоре прототипа происходит только через l₁ и l₂ тактов после начала каждого этапа прогонки, т.е. теряется информация, которую можно «изъять» в течение этих первых l₁ и l₂ тактов;

3) «накопление» максимальных пиков ПВКФ (R_∑1,2) в прототипе осуществляется «вслепую»: складываются заведомо «нулевые» (или очень маленькие) боковые всплески ПВКФ (во всех тактах сдвига, кроме одного из l₁, l₂ тактов) с частными ярко выраженными максимумами ПВКФ R_чп1 и R_чп2, что приводит или к снижению достоверности поиска, или к увеличению времени поиска вследствие более низкого «итогового»(*) отношения с/ш.

Действительно, если обозначить:

- энергию полезного сигнала на выходе цифрового компаратора (ЦК) 1-го канала как $$C_1^{*}$$ , а энергию шума на том же выходе - $${Ш}_1^{*}$$ , а соответственно 2-го канала - $${С}_2^{*}$$ и $${Ш}_2^{*}$$ ;

- энергию частного (максимального) пика ПКФ, получаемого в течение времени анализа (периодически) один раз за l₁ и l₂ тактов соответственно в 1-м и 2-м каналах как R_чп1 и R_чп2, а энергию шума за время одного такта - «Ш»; при этом в момент появления R_чп1 и R_чп2 будем иметь сумму «сигнал + шум»: (R_чп1+ш) и (R_чп2+ш), - то для прототипа «итоговое» отношение с/ш на выходе цифровых компараторов первого и второго каналов за время одного прогона (число р=1) всей длины L ПНП будем иметь:

для 1-го канала: $$C_1^{*}/{Ш}_1^{*}=[(R_{чп1}+Ш)+(l_1-1)Ш]l_2/l_1Ш=(1+R_{чп1}/l_1Ш)l_2\approx$$ $$\approx (l_2/l_1){(C/Ш)}_1$$ , где (С/Ш)₁=R_чп1/Ш,

для 2-го канала: $$\begin{array}{l}{C}_2^{*}/{Ш}_2^{*}=[(R_{чп2}+Ш)+(l_2-1)Ш]l_1/l_2Ш=(1+R_{чп2}/l_2Ш)l_1\approx \\ \approx (l_1/l_2){(}_C\end{array}$$ , где(С/Ш)₂=R_чп2/Ш;

а при числе прогонов р>1 будем иметь:

для 1-го канала: $${({С}_1^{*}/{Ш}_1^{*})}_p={(C/Ш)}_1{l}_{2}p$$ ,

для 2-го канала: $${({С}_2^{*}/{Ш}_2^{*})}_p={(C/Ш)}_2{l}_{1}p$$ .

1. Как видно, во-первых, при одном прогоне (р=1), т.е. на длине одной ПНП, итоговое отношение $$({С}_1^{*}/{Ш}_1^{*})$$ в первом и $$({С}_2^{*}/{Ш}_2^{*})$$ втором каналах пропорционально в l₂/l₁ и в l₁/l₂ раз отличается соответственно от отношения (С/Ш)₁ и (С/Ш)₂, которые имеются в момент появления частных пиков R_чп1 и R_чп2. Если длины l₁ и l₂ существенно отличаются друг от друга, то существенно будут отличаться и изменяться друг от друга итоговые отношения $$({С}_1^{*}/{Ш}_1^{*})$$ и $$({С}_2^{*}/{Ш}_2^{*})$$ для 2-х каналов и тем самым, во-вторых, - роль одного из каналов, у которого более большая длина l, в достоверности поиска будет уменьшаться. Таким образом, для увеличения итогового отношения $$({С}_1^{*}/{Ш}_1^{*})$$ и $$({С}_2^{*}/{Ш}_2^{*})$$ в каналах поиска, т.е. для увеличения достоверности принятия решения и необходимо увеличивать число прогонов р. Причем для существенного увеличения этого итогового отношения $$({С}_1^{*}/{Ш}_1^{*})$$ и $$({С}_2^{*}/{Ш}_2^{*})$$ число р должно увеличиваться не «на», а «в» разы. Следовательно, в разы увеличивается и время поиска и обнаружения ПСП. Именно этот факт подтверждают результаты имитационного моделирования, приведенные на фиг.7 описания прототипа (Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК⁸ H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007), и на фиг 2. описания данного заявляемого способа, которые показывают зависимость математического ожидания средневыборочного накопленного значения M(R_∑1i) ПВКФ от количества периодов р-накопления, т.е. числа р-прогонов ПНП, при 25% искаженных символов принимаемой ПНП;

4) выбор среди поступающих боковых пиков ПВКФ максимального значения ПВКФ (и сравнение) в цифровом компараторе прототипа происходит только на конечном этапе прогонки (в лучшем случае - прогонки одной всей ПНП (L или pL, где р - заданное число прогонки, т.е. p_min=1)) за l₁ и l₂ тактов до окончания прогонки. Таким образом, теряется априорная информация о структуре ПВКФ в течение всего этапа прогонки, которую и можно было бы и использовать для значительного ускорения поиска за счет накопления энергии R_чп1 и R_чп2 не периодически через l₁ и l₂ тактов, а по-тактово, т.е. в каждый такт поиска;

5) в прототипе не учитывается и не указывается, что и структура ПВКФ, и тем самым весь процесс накопления максимальных боковых пиков ПВКФ зависит от направленности взаимно-встречного движения («встречно-прямого» или «встречно-инверсного») опорных производящих компонент и принимаемой ПНП в корреляционных устройствах-конвольверах. А именно, организация правильной направленности этого движения - «встречно-инверсного» может привести к ускорению накопления и поиска в целом.

Заявляемый способ ускоренного поиска и реализующее его устройство решают задачи быстрого поиска по задержке сигналов, манипулированных ПНП (Сныткин. И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И.Сныткин - МО, 1989 г.). Этот класс последовательностей в сравнении с традиционно используемыми линейными ПСП (М-последовательности и производные от них) обладают существенными потенциальными преимуществами: большим числом длин, для которых они существуют, высокой структурной скрытностью, особыми корреляционными свойствами, позволяющими успешно реализовывать как традиционные, так и новые эффективные алгоритмы обработки сигналов на их основе. Использование свойств именно ПНП, тонкой внутренней структуры ПНП и ее производящих компонент - простых НЛРП), а так же свойств детерминированности (для внешнего наблюдателя квазислучайности) структуры ПВКФ ПНП заложено в основу заявляемого способа по задержке и обеспечивает достижение комплекса характеристик, определяющих лучший технический результат следующей совокупности свойств:

1. Обусловленное правилом построения кодовая структура ПНП, а так же детерминированная структура ПВКФ ПНП позволяют реализовать заявляемый способ быстрого поиска, и обеспечивает значительное сокращение времени поиска по задержке СРС;

2. 3а счет применения ПНП корреляционные свойства СРС при больших и сверхбольших длинах близки к оптимальным;

3. Обеспечивается высокая имитостойкость и структурная скрытность сигналов и наиболее уязвимого для помех этапа поиска СРС в радиолиниях;

4. Реализация способа не требует выбора ПСП на основе знания структуры их различных сегментов, т.к. в качестве опорных сегментов используются отрезки сигналов, длины которых определяются длинами 2-х производящих компонент ПК-1 и ПК-2, а внутренняя структура квазинеуправляемо изменяется с каждым тактом обработки в реальном времени;

5. Реализующее способ поиска устройство может быть построено как с применением традиционных элементов, так и элементов акустоэлектронной техники, удовлетворяющих жестким требованиям по энергоемкости, временным и массогабаритным показателям [6].

Существенными отличительными признаками заявленного способа является следующая совокупность действий:

используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности L=l₁×l_2, структуре частных ПВКФ_1i, ПВКФ_2j, формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i, j подканалам (i=l₁, j=l₂) соответственно первого (1) и второго (2) каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых НЛРП длительности l₁ и l₂) - ПК-1_i и ПК-2_j, i=1,…, l₁, j=1,…, l₂;

осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ_1i, ПВКФ_2i, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа T_ан1=p₁l₁, Т_ан2=р₂l₂, где p₁ и р₂ - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p_1min=p_2min=1; и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления, для реализации подэтапа экстраполяции;

причем реализуется экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k₁-й, k₂-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков R_чп1, R_чп2 в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами N_ki+1 и N_k2+1 согласно закономерности (4), реализуемых в виде функций экстраполяции СЭ₁, СЭ₂ подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:

СЭ₁=f(N_k1), СЭ₂=f(N_k2), N_k1=1,…, l₁, N_k2=1,…, l₂,

как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками R_чп1, R_чп2 на своих выходах в каждый k₁-й, k₂-й такты:

причем реализуется 2-х факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками R_чп1, R_чп2 и по фактору уровней накопления

$$S_1={\displaystyle \sum _{i=1}^{l_1}{R}_{чп\mathrm{1,}i}}иS_2={\displaystyle \sum _{j=1}^{l_2}{R}_{чп\mathrm{2,}j}}$$ ;

причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков R_чп1i, R_чп2j, на экстраполируемых выходах i-x и j-х подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й (k₁=k(modl₁) и k₂=k(modl₂)) тактовый момент приема;

причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, с использованием выражения (1), в котором i_max и j_max есть, по-существу, экстраполируемые номера подканалов i_max=N_k1, j_max=N_k2 соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.

В основе реализации заявляемого способа и устройства лежат: 1) особенности кодовой структуры ПНП, обусловленные их правилом формирования, 2) особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП как функции времени. Укажем эти особенности.

1. Особенности кодовой структуры ПНП.

1.1. Согласно [5] ПНП 2-го порядка (называемые также двукратными производными нелинейными реккуретными последовательностями - ПНЛРП) вида W² длины L называются последовательности, которые образуются из 2-х производящих линеек (ПЛ) - повторяющихся производящих компонент ПК-1, ПК-2 (простых нелинейных реккурентных последовательностей - НЛРП) длин l₁ и l₂ (l₁<l₂) вида V^j, j=1, 2 по правилу (3):

$$\{\begin{array}{l}{W}^2=\left\{W_i^2:i=\mathrm{0,}\dots ,L-1\right\},L=l_1\cdot l_2\hfill \\ W_i^2=V_{i(\mathrm{mod}{l}_1)}^1\oplus V_{i(\mathrm{mod}{l}_2)}^2\hfill \end{array}\},(3)$$

V¹ и V² - производящие линейки НЛРП; $$V_{i(\mathrm{mod}{l}_1)}^1$$ , $$V_{i(\mathrm{mod}{l}_2)}^2$$ - двоичные символы (0 или 1) с номером i, взятым по модулям длин l₁ и l₂ периодически повторяющихся ПК-1 и ПК-2 НЛРП.

1.2. Правило формирования двукратных ПНП иллюстрирует фиг.1.

В качестве производящих компонент ПК используются НЛРП 2-х типов: известные коды квадратичных вычетов (ККВ) с числом символов l₁∈t, и l₂∈t, где t=4x+1 (тип K1), t=4x+3 (тип К3), а также характеристические коды (ХК) с числом символов t=4x (тип Х0), t=4x+2 (тип Х2), х=1, 2, 3,… [7]. Типы ПНП определяются сочетанием типов ПК.

1.3. Производящие компоненты - НЛРП, как показано в [5], не подвержены раскрытию их структуры известными алгоритмами Мэсси, так как НЛРП не формируются регистрами сдвига с линейными обратными связями, что и определяет базовые высокие характеристики по структурной скрытности и имитостойкости НЛРП. А алгоритм (правило (3)) формирования ПНП дополнительно существенно повышает, как показано в [5], скрытностные и имитостойкие свойства ПНП. Кроме того, так как ПНП и ее длительность L носят мультипликативный характер (являются производными от НЛРП), то при больших и сверхбольших длительностях L ПНП становятся близкими к оптимальным [5] согласно признаков оптимальности, отраженных в [1]. Таким образом, особенности внутренней кодовой структуры ПНП обеспечивают лучший технический результат по вышеуказанным в совокупности пунктам 2, 3, 4.

2.0. Особенности и свойства детерминированности ПВКФ ПНП.

Заявляемый способ поиска основан на свойствах ПВКФ ПНП, установленных как в [5], так и в последующих исследованиях авторов, в том числе, и в результате машинного имитационного моделирования этих свойств, которые состоят в следующем:

2.1. При организации традиционных способов приема поиска, обнаружения ПСП анализирует периодическую функцию ПВКФ, когда приходящая ПСП сравнивается на приемной стороне в корреляторе (согласованном фильтре) с полной ее копией. При реализации этих способов по отношению к применяемым ПНП мы и говорим о ПВКФ ПНП. ПВКФ двукратных ПНП различных типов с производящими линейками, составленными из повторяющихся ККВ и ХК одного типа и длины, имеет до трех фиксированных уровней в зависимости от рассматриваемых ПСП. Их значения приведены в таблице на фиг.3 и на фиг.5.

2.2. Среди этих фиксированных уровней всегда выделяются два ярко выраженных частных боковых пика R_чп1 и R_чп2, которые, во-первых, на порядок превышают третий (пик), а во-вторых, отношение значений пиков R_чп1/R_чп2 пропорционально отношению l₁/l₂ : R_чп1/R_чп2≈l₁/l₂. Таким образом, в анализе двукратных ПНП всегда можно пренебречь третьим очень маленьким пиком, в-третьих, количество R_чп1 и R_чп2 в составе ПВКФ за один период L ПНП составляет соответственно числа l₂ и l₁, так что сумма энергетических всплесков в относительном измерении составляет: (l₂R_чп1+l₁R_чп2ш)≈1, что, как видно, соответствует в относительном измерении величине основного корреляционного пика ПНП R_оп≈1 в случае полного совпадения входящей и опорной ПНП.

2.3. Анализ ПВКФ ПНП как функции времени однозначно показывает (в том числе на примере фиг.5), что ПВКФ имеет строгую детерминированную структуру, а именно: каждые частные пики R_чп1 и R_чп2 повторяются во времени строго периодически с периодами соответственно l₁ и l₂ : T_чп1=l₁, T_чп2=l_2, т.е. периодическая цикличность появления R_чп1 и R_чп2 строго повторяет периодическую цикличность начала (и конца) генерирования порождающих компонент ПК-1, ПК-2 (НЛРП-1 и НЛРП-2) соответствующих длительностей l₁ и l₂ в составе производящих линеек ПЛ-1, ПЛ-2 при генерировании (формировании) ПНП (фиг.1, правило (3)). Таким образом, имеется взаимооднозначное соответствие между составом двукратной ПНП (т.е. конкретными значениями l₁ и l₂ и видом ПК-1 и ПК-2) и структурой ПВКФ. Следовательно, зная состав двукратной ПНП, можно предсказывать (экстраполировать) структуру ПВКФ этой ПНП, что является важной априорной информацией, которую можно использовать при организации процесса поиска и обнаружения ПНП.

2.4. Как показали исследования авторов, в случае применения ПНП возможно получение той же структуры ПВКФ ПНП без необходимой корреляции на приемной стороне со всей копией ПНП, а достаточно осуществлять корреляцию входящей (принимаемой) ПНП с копиями производящих компонент по 2-м каналам корреляции. В этом случае мы имеем дело с частными ПВКФ (ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые при наложении на общую временную ось по принципу суперпозиции полностью отражают и повторяют структуру ПВКФ всей ПНП (что, кстати, полностью подтверждает справедливость классических временных методов анализа радиотехнических систем с использованием вышеуказанного принципа). На фиг.5, а, б, в приведены соответственно ПВКФ ПНП с L=77 и частные ПВКФ-1, ПВКФ-2 с производящими компонентами, которые иллюстрируют это утверждение.

2.5. Наличие в структуре частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 ярко выраженных R_чп1 и R_чп2, периодически повторяющихся на всем этапе анализа длины L входящей ПНП, можно использовать для реализации процедуры поиска обнаружения и синхронизации ПНП по задержке с точностью до единиц длин l₁ и l₂, а не с точностью до длины L в случае использования ПВКФ всей ПНП, что, очевидно, предполагает ускорение процесса поиска и синхронизации, так как (l₁ и l₂)<<L. Как видно из таблицы фиг.3, для реализации способа поиска СРС по задержке, основанного на установлении синхронного во времени состояния с каждой ПК по ярко выраженным значениям ПВКФ-1, ПВКФ-2 с ней, целесообразно использовать ПНП из ПК типа К3 и К1. Это объясняется наличием выраженной взаимной корреляции ПНП с обеими ПЛ этих типов. Из правила построения ПНП (фиг.1) видно, что по сочетанию номеров тактов ПНП отдельно с каждой из 2-х ПЛ, определенных на одном периоде обработки сигнала, может быть установлена текущая задержка всей ПНП, т.е. номер текущего такта взаимного сдвига принимаемой и опорной последовательностей.

2.6. Учитывая вышеуказанное, очевидным является тогда и то, что, осуществляя процедуру поиска и синхронизации по задержке не ПНП, а по задержке производящих компонент, т.е. осуществляя на приемной стороне корреляцию принимаемой ПНП с циклическими сдвижками копий производящих компонент (что само по себе намного проще, чем осуществлять то же самое с циклическими сдвижками копии всей ПНП), т.е. осуществляя формирование частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2 с циклическими сдвижками производящих компонент, мы моделируем получение ПВКФ входящей ПНП с циклическими сдвижками ее копий. А так как периодичность циклических сдвижек копий производящих компонент кратна l₁ и l₂ соответственно в 1-м и 2-м каналах приема и корреляции, то очевидно:

1) что реализация процесса поиска, обнаружения и синхронизации по задержке будет осуществляться значительно быстрее при задержке (циклической сдвижке) не всей копии ПНП, а при задержках (циклических сдвижках) производящих компонент; 2) частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 будут появляться всегда при любых сдвижках производящих компонент и намного чаще (на периоде всей ПНП, как было указано выше, число частных пиков R_чп1 и R_чп2 будет соответственно l₁ и l₂ раз); чем возможно появляющийся один раз основной пик ПВКФ ПНП при точной синхронизации; 3) эти частные пики R_чп1 и R_чп2 можно накапливать для повышения отношения с/ш для принятия решения об обнаружении и синхронизации ПНП.

2.7. Исследованиями авторов установлено, что частные пики ПВКФ-1, ПВКФ-2 с различными циклическими сдвижками производящих компонент отличаются друг от друга тем, что частные ПВКФ-1 и ПВФК-2, сохраняя уровни R_чп1 и R_чп2 одинаковыми, имеют циклически сдвинутые периодические последовательности моментов появления (t_чп1, t_чп2) частных пиков R_чп1 и R_чп2. Т.е. структура в целом частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 меняется циклически: или по последовательности t_чп1 появления R_чп1 (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-1 с l₁), или по последовательности t_чп2 появления R_чп2 (в случае циклических сдвижек порождающей компоненты ПК-2 с l₂), или по обеим последовательностям t_чп1, t_чп2 появления R_чп1 и R_чп2 (в случае циклических сдвижек обеих порождающих компонент ПК-1, ПК-2 с l₁, l₂). Следовательно, имеется три возможных вида изменения структуры ПВКФ-1 и ПВКФ-2.

Таким образом, в этих случаях можно говорить (по аналогии понятий «автоморфизма», используемого по отношению к автоморфным преобразованиям - циклическим сдвижкам - НЛРП в [5]) об автоморфных изменениях структуры частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 трех видов, причем имеется однозначное соответствие между величиной циклической сдвижки (автоморфизма) производящего компонента и величиной автоморфизма частных ПВКФ. Следовательно, по величине автоморфизма производящего компонента (или компонентов) можно предсказывать (экстраполировать) величину и вид частных ПВКФ-1, ПВКФ-2, т.е. экстраполировать «тонкую» структуру частных ПВКФ-1, ПВКФ-2.

2.8. Имеется еще одно важное свойство, связанное с анализом совокупности частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2. Если осуществлять одновременно получение частных ПВКФ-1 (или ПВКФ-2) со всеми возможными автоморфизмами (циклическими сдвижками) одного производящего компонента, например длительности l₁, т.е. получать одновременно автоморфные частные ПВКФ-1_i, i=1…l₁, по отдельным i-м подканалам корреляции, то можно наблюдать: 1) что в каждый корреляционный такт будет наблюдаться частный пик R_чп1 с определенного подканала корреляции; 2) если подканал корреляции пронумеровать соответственно величине циклического сдвига производящего компонента, то можно наблюдать, что последовательность номеров подканалов, на выходе которых в каждый последующий такт корреляции появляется R_чп1, будет иметь детерминированную циклически повторяющуюся структуру номеров с периодом повторения l₁ тактов; 3) при циклическом одновременном взаимном сдвиге (что соответствует процедуре поиска по задержке) между принимаемой входящей ПНП и всеми автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящего компонента указанная последовательность номеров подканалов будет тоже циклически сдвигаться.

Таким образом, независимо от того, с какого взаимного циклического сдвига l_0i между входящей ПНП и i-ми автоморфизмами производящего компонента (подканалами корреляции) начался процесс формирования частных ПВКФ-1_i, внутренняя структура последовательности номеров подканалов корреляции, на выходе которых последовательно в каждый такт корреляции появляется частный пик R_чп1, будет постоянной, но циклически смещаться в зависимости от конкретного значения взаимного сдвига l_0i. Этот факт и определяет возможность детерминированного предсказания (экстраполяции), с выхода какого подканала корреляции в следующий такт корреляции следует ожидать частный пик R_чп1. Закономерность последовательности номеров подканалов всегда можно однозначно установить, в том числе в аналитической форме арифметического уравнения, связывающего: номер такта k, в который появился R_чп1; номер подканала N_k,на выходе которого появился R_чп1 в k-й такт; номер подканала N_k+1, на выходе которого появится в следующий (k+1)-й такт частный пик R_чп1; и l₁. Такая закономерность будет характерна для 1-го канала корреляции, работающего с ПК-1 длительностью l₁. Аналогичная по смыслу закономерность будет характерна, естественно, и для 2-го канала корреляции, работающего с ПК-2 длительностью l₂. Причем такие однозначные закономерные зависимости будут строго соответствовать составу ПНП, т.е. из каких производящих компонент получается ПНП. Таким образом, для каждого из 2-х каналов приема и корреляции будет своя зависимость:

$$\begin{array}{l}для{\text{ 1-го канала N}}_{\text{k1}+\text{1}}=f_1(k_1,N_{k1},l_1),\\ для{\text{ 2-го канала N}}_{\text{k2}+\text{1}}=f_2(k_2,N_{k2},l_2).\text{ (4)}\end{array}$$

Получение таких зависимостей представляет предмет отдельного исследования и анализа, не имеющего особой важности для данного заявляемого способа. На фиг.6 приведена упрощенная наглядная числовая модель, иллюстрирующая положения, изложенные в этом пункте 2.8. На этой фиг.6: 1) цифрами в горизонтальной линейке отражены циклически повторяющиеся элементы входящей ПНП, соответствующие положению элементов одного производящего компонента длиной l₁=7 при формировании ПНП; 2) цифрами в вертикальных столбцах отражены элементы копии того же производящего компонента длиной l₁=7 на приемной стороне в составе различных подканалов корреляции (число подканалов равно l₁=7, что соответствует 7 возможным автоморфизмам ПК-1 с l₁=7); 3) показаны взаимные последовательные циклические сдвиги входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1 подканалов корреляции в подкорреляторах подканалов; 4) справа в крайнем вертикальном столбце показаны номера подканалов, в которых в каждый последующий такт появляется максимум R_чп=7(R_чп1), соответствующий полному совпадению символов производящего компонента входящей ПНП и подканала корреляции; 5) можно проследить, что последовательность номеров подканалов, в которых последовательно в каждый такт появляется R_чп1=7, будет иметь структуру:

$$С{Э}_1=1642753=f_1(N_{k1}),С{Э}_2=f_2(N_{k2}),(5)$$

где N_k1=1,…, l₁, а N_k2=1,…, l₂.

Данная структура СЭ₁ (5) не изменяется, а циклически сдвигается в зависимости от того, с какого случайного момента-такта l₀ взаимного сдвига между входящей ПНП и автоморфизмами ПК-1 одновременно на приемной стороне начался процесс корреляционного приема. Аналогичная закономерность последовательности номеров подканалов СЭ₂ будет и для другого канала приема, осуществляющего корреляцию входящей ПНП с ПК-2 длительности l₂. Такие закономерности СЭ₁, СЭ₂ будем называть функциями экстраполяции подканалов в каналах соответственно 1 и 2. Как функции последовательности номеров подканалов N_k1, N_k2 с частными пиками R_чп1, R_чп2 на своих выходах в каждый k₁-й, k₂-й такты.

Следует указать так же, что данные закономерности проиллюстрированы и имеют место для случая, если корреляционный прием в обоих каналах будет осуществляться именно при «встречно-инверсном» вхождении в подкорреляторы конвольверного типа (как будет указано ниже) принимаемой ПНП и автоморфных копий производящих компонент ПК-1, ПК-2, т.е. когда последовательности цифр (элементов) производящего компонента входящей ПНП и копий компонент приемной стороны входят инверсно (обратно по счету) навстречу друг другу в конвольвер. Для других типов корреляторов (например, дискретных согласованных фильтров) будет иметь место другая модель, в том числе числовая, - «встречно-прямая», которая в случае использования конвольверов эти вышеуказанные закономерности не порождает. Таким образом, для подкорреляторов конвольверного типа очень важным является факт встречно-инверсной модели корреляционного приема.

Авторами получены многочисленные машинные имитационные модели положений, изложенных в пункте 2.8., и на фиг.7 показаны, в качестве примеров, результаты этого моделирования для ПНП с L=l₁×l₂=221, l₁=13, l₂=17, где видно, что действительно имеется строго детерминированная последовательность СЭ₁ номеров подканалов корреляции, на выходе которых появляются в каждый последующий такт частные пики R_чп1.

Заявляемый способ в отличие от прототипа как раз и использует те свойства самой ПНП и ее ПВКФ (в том числе частных ПВКФ-1 и ПВКФ-2), которые изложены в вышеуказанных свойствах (в пунктах 2.2-2.8). Т.е заявляемый способ имеет целью реализовать те возможности, которые раскрывают эти свойства для достижения технического результата (по пункту 2 технического результата): значительное сокращение времени поиска СРС по задержке. А именно:

1. Реализация параллельного одновременного корреляционного приема-поиска входящей ПНП по всем возможным подканалам приема в каждом из двух каналов приема, то есть осуществление формирования частных ПВКФ-1, ПВКФ-2 по l₁ и l₂ подканалам соответственно в 1-м и 2-м каналах, т.е. формирования частных ПВКФ-1_i, i=1…l₁, и ПВКФ-2_j, j=1…l₂, входящей ПНП с автоморфными преобразованиями 2-х производящих компонент ПК-1, ПК-2 во «встречно-иверсном» режиме в подкорреляторах каналов конвольверного типа.

2. Экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ-1_i и ПВКФ-2_j в виде экстраполяции в каждый тактовый момент частных пиков R_чп1 и R_чп2 на выходах определенных экстраполированных подканалов корреляции.

3. Двухфакторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов с частными пиками R_чп1 и R_чп2 и по фактору уровня накопления S₁=∑R_чп1,i, S₂=∑R_чп2,j.

4. Накопление выявляемых (экстраполируемых) частных корреляционных пиков R_чп1i, R_чп2j в обоих каналах приема в каждый k-й (k₁=k(modl₁), k₂=k(modl₂)) тактовый момент приема, используя экстраполяцию номеров N_k1+1, N_k2+1 подканалов с частными пиками R_чп1 и R_чп2 на выходах 2-х каналов в каждые последующие (k₁+1)-e и (k₂+1)-e такты на основе закономерностей (4) и функций (5) экстраполяции СЭ₁ и СЭ₂ для значительного ускорения процесса повышения итогового отношения (**) с/ш на выходах 2-х каналов приема в интересах принятия решения об обнаружении и синхронизации с заданной достоверностью. А именно, в предлагаемом способе во время возможного одного «прогона поиска» в течение длины L ПНП на выходе центральных цифровых компараторов (1 и 2 каналов) будем иметь итоговые отношения (**) с/ш в 2-х каналах;

для предлагаемого способа и устройства итоговое отношение (**) сигнал-шум на выходе центральных цифровых компараторов (1 и 2 каналов) за то же время одного «прогона накопления» (как и для прототипа, как было показано выше в отношении $${С}_1^{*}/{Ш}_1^{*}$$ и $${С}_2^{*}/{Ш}_2^{*}$$ ):

$$C_1^{**}/{Ш}_1^{**}=(R_{чп1}+Ш)l_1{l}_2/l_1Ш$$ ,

$$C_2^{**}/{Ш}_2^{**}=(R_{чп2}+Ш)l_2{l}_1/l_2Ш$$ .

Таким образом, выигрыш в отношении сигнал-шум в предлагаемом способе-устройстве будет равен:

$$(C_1^{**}/{Ш}_1^{**})/({С}_1^{*}/{Ш}_1^{*})=(R_{чп1}+Ш)l_1/[(R_{чп1}+Ш)+(l_1-1)Ш]\approx l_1$$ ,

$$(C_2^{**}/{Ш}_2^{**})/(C_2^{*}/{Ш}_2^{*})\approx l_2$$

Таким образом, за один «прогон накопления» (период L ПНЛРП) выигрыш в отношении сигнал-шум на выходах центральных цифровых компараторов каналов 1 и 2 в предлагаемом способе-устройстве будет равен приблизительно (соответственно в первом и втором каналах) в l₁ и l₂ раз. Этот выигрыш может быть трансформирован в выигрыш во времени поиска, обнаружения и синхронизации в это же число раз при сохранении идентичности требований по итоговым отношениям сигнал-шум у заявляемого способа-устройства и прототипа, т.к. накопление необходимого итогового отношения с/ш будет происходить в l₁ и l₂ раз быстрее в 1 и 2 каналах соответственно. Таким образом, время для необходимого накопления энергии S₁=∑R_чп1,i, S₂=∑R_чп2,j в предлагаемом способе и сокращается соответственно в l₁ и l₂ раз, что учитывается как в значениях порогов решающих правил в 1 и 2 каналах для принятия решения об обнаружении ПНП, так и в алгоритме работы заявляемого способа-устройства. В частности, в этой связи, предусматривается заметное снижение (в l₁ и l₂ раз) времени «первичного накопления» энергии частных пиков R_чп1 и тем самым осуществление принятия решения о синхронизации с ПНП в течение не более, чем длины L одной ПНП, т.е. в течение одного прогона входящей ПНП.

Заявляемый способ ускоренного поиска, обнаружения и синхронизации ПНП (СРС) характеризуется в приведенном на фиг.8 алгоритме следующей совокупности последовательных действий (этапов и подэтапов).

Этап поиска и обнаружения.

Поиск начинается с момента случайного взаимного параллельного сдвига l₀₁, l₀₂ между входящей ПНП и автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящих компонент ПК-1, ПК-2. Естественно при этом накопление ПВКФ₁, ПВКФ₂ нет, и поэтому суммы R_∑1ik1=R_∑2jk2=0, где 1, 2 - первый и второй каналы приема по ПК-1, ПК-2; i, j - автоморфизмы ПК-1 и ПК-2 соответственно, i=0,…, (l₁-1), j=0,…, (l₂-1); k₁=1,…, l₁, k₂=1,…, l₂ - такты циклических параллельных сдвигов автоморфизмов ПК-1, ПК-2, в начальный момент k₁=k₂=0 (блок 1).

Подэтап первичного накопления. Первым тактом k₁=k₂=1 (блок 2) начинается первоначальное заполнение l₁ и l₂ подкорреляторов всех подканалов в обоих каналах: до такта k₁=l₁ в подкорреляторы первого канала во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-1_i на вторые входы i-x подкорреляторов; до такта k₂=l_2i в подкорреляторы второго канала во «встречно-инверсном» режиме входят приходящая ПНП с одного входа и автоморфизмы ПК-2_j на вторые входы j-х подкорреляторов; значения ПВКФ-1_i=ПВКФ-2_j=0 при k₁=1,…, l₁-1 и k₂=1,…, l₂-1. Начиная с «обнуленных» по модулю l₁, l₂ тактов k₁=l₁=0(mod l₁) и k₂=l₂=0(mod l₂), в первом и втором каналах соответственно начинается осуществление взаимного сдвига во всех подкорреляторах обоих каналов входящей ПНП и автоморфизмов ПК-1_i и ПК-2_j (уже заполнивших к этому времени подкорреляторы) и формирование значений частных ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2. Тем самым начинается подэтап первичного накопления значений автоморфных частных ПВКФ-1_i, ПВКФ-2_j в каждом i-м j-м подканалах так, что с каждым последующим тактом k₁=k₁+1 и k₂=k₂+1, в определенном i-м и j-м подканале первого и второго каналов соответственно возможно будут появляться частные пики R_чп1i и R_чп2j, а в остальные такты в тех же подканалах будут появляться минимальные значения (с точностью до энергии шума) ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2. С каждым тактом получаемые значения ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2 в каждом подканале запоминаются с присвоением им номеров соответствующих тактов k₁ и k₂. Эта процедура продолжается до тактов k₁=l₁-1 и k₂=l₂-1. Со следующим тактом значения k₁ и k₂ обнуляются (блоки 7, 8), а полученные в момент этих тактов значения ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2 суммируют с уже хранящимися в памяти значениями для ранее нулевых тактов k₁ и k₂. Накопление значений ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2 (блоки 2, 5, 6) на каждом k₁ и k₂ такте, следующим с периодами l₁ и l₂ относительно каждого из l₁ значений k₁ и l₂ значений k₂, производят до выполнения условия: а₁=Т_ан1=р₁l₁ (для 1-го канала), а₂=Т_ан2=р₂l₂ (для 2-го канала), где T_ан1, Т_ан2 - время (в количестве тактов) анализа и накопления, p₁ и p₂ - число периодов накопления для 1-го и 2-го канала соответственно (блоки 3, 4). При выполнении этого условия осуществляется: 1) суммирование накопленных за Т_ан1 в подканалах ПК-1_i и за Т_ан2 в подканалах ПК-2_j частных «подканальных» сумм ПВКФ_i1k1, ПВКФ_2jk2: $${\displaystyle \sum _{i=1}^{l_1}{R}_{{\displaystyle \sum 1i{a}_1}}}=S_1$$ и $${\displaystyle \sum _{j=1}^{l_2}{R}_{{\displaystyle \sum 2j{a}_2}}}=S_2$$ (блоки 9, 12),- и 2), если эти суммы превышают заданные пороги S₁≥S_п1 и S₂≥S_п2 (блоки 10, 11), то дается команда на выбор экстремумов Э₁ и Э₂ среди соответственно $$R_{{\displaystyle \sum 1i{a}_1}}$$ и $$R_{{\displaystyle \sum 2j{a}_2}}$$ из определенных подканалов ПК-1_i ПК-2_j: $${Э}_1={(R_{{\displaystyle \sum 1i{a}_1}})}_{\max }$$ , $${Э}_2={(R_{{\displaystyle \sum 2j{a}_2}})}_{\max }$$ (блоки 13, 15),- 3) и команда на выбор номеров подканалов N_k1(Э₁), Nk₂(Э₂), в которых эти экстремумы выявлены (блоки 14, 16). Если же указанное выше условие не будет выполнено, т.е. если S₁<S_п1 и (или) S₂<S_п2, то дается команда на увеличение чисел прогонов p₁ и (или) p₂, и первичное накопление будет продолжено при новых значениях p₁ и (или) p₂ (блок 2).

На этом подэтап первичного накоплении заканчивается (блоки 1…16).

Подэтап экстраполяции. На основании выявленных в такты k₁, k₂ N_k1(Э₁), N_k2(Э₂) подканалов в виде сигналов на соответствующих входах кросс-блоков 1-го и 2-го канала эти сигналы с задержкой на один такт через кросс-соединения, которые соответствуют функциям экстраполяции СЭ₁, СЭ₂ согласно зависимостей (4) и (5), попадают на такие выходы кросс-блоков, которые соответствуют номерам N_k1+1, N_k2+1 подканалов, в которых должны наблюдаться в следующий (k₁+1)-й, (k₂+1)-й такты следующие (близкие с экстремумами Э₁, Э₂ по значению) частные пики R_чп1, R_чп2 (блок 17). Экстраполированные номера N_k1+1, N_k2+1 подканалов появляются в виде сигналов на соответствующих первых входах канальных устройств проверки в следующий (k₁+1)-й, (k₂+1)-й такты. В k₁-й, k₂-й такты энергии Э₁, Э₂ запоминаются в канальных параллельных сумматорах (блок 18). В следующий (k₁+1)-й, (k₂+1)-й такты: на вторые входы устройств проверки поступают выявленные в эти такты (блоки 14, 16) номера N_k1+1, N_k2+1 подканалов с максимальными пиками - R_чп1, R_чп2 (блок 19), а в канальных параллельных сумматорах эти значения R_чп1, R_чп2 складываются соответственно с раннее запомненными значениями Э₁, Э₂ (блок 20). В последующий такты (k₁+2)-й, (k₂+2)-й такты и в другие последующие такты эти операции суммирования ∑R_чп1i, ∑R_чп2j продолжаются, т.е. значения энергии R_чп1i и R_чп2j суммируются соответственно и запоминаются для последующего накопления с другими R_чп1i и R_чп2j в последующие такты. В (k₁+1)-й, (k₂+1)-й такты устройства проверки сравнивают номера N_k1+1, N_k2+1 подканалов, пришедшие по первым (экстраполированным в k₁-й и в k₂-й такты) и вторым (выявленным в (k₁+1)-й, (k₂+1)-й такты) входам, и если эти номера совпадают, т.е.: (N_k1+1)₁=(N_k1+1)₂ и (N_k2+1)₁=(N_k2+1)₂ (блоки 21, 22), то с выхода устройств проверки на входы канальных накопителей поступает сигнал «1», а если не совпадают, то сигнал «0». Накопители арифметические накапливают (суммируют) сигналы «1» и «0» в течение соответственно h₁=l₁, h₂=l₂ тактов экстраполяции номеров подканалов (блоки 23, 24). Если эти суммы превышают пороги П_h1 и П_h2 за это количество тактов: $${\displaystyle \sum _{l_1}\text{'}\text{'}1\text{'}\text{'},\text{'}\text{'}0\text{'}\text{'}\ge {П}_{h1}}$$ , $${\displaystyle \sum _{l_2}\text{'}\text{'}1\text{'}\text{'},\text{'}\text{'}0\text{'}\text{'}\ge {П}_{h2}}$$ , (по заложенному мажоритарному правилу: П_h1=M₁l₁, П_h2=М₂l₂, - где M₁, М₂ - коэффициенты мажоритарности для 1-го и 2-го каналов (блоки 25, 26), то с выхода канальных накопителей поступает сигнал («наш₁»)₁, («наш₁»)₂ на соответствующие канальные ключи. Если указанные неравенства не выполняются, то экстраполяция продолжается (блоки 17, 19…26) без выдачи этих сигналов до такта, при котором эти неравенства будут выполнены.

Так реализуется контроль экстраполяции по фактору экстраполяции номеров подканалов.

За это же число тактов h₁=l₁, h₂=l₂ осуществляется накопление энергий $${\displaystyle \sum _{l_1}{R}_{чп1i}}$$ , $${\displaystyle \sum _{l_2}{R}_{чп2j}}$$ в каналах (блок 20), и если накопленные эти энергии пиков превысят за это число тактов заданные пороги П₁, П₂ (блоки 27, 28): $${\displaystyle \sum _{l_1}{R}_{чп1i}}\ge {П}_1$$ , $${\displaystyle \sum _{l_2}{R}_{чп2j}}\ge {П}_2$$ , то на выходах канальных накопителей появляются сигналы («наш₂»)₁, («наш₂»)₂. Если же эти условия (блоков 27, 28) не выполнятся, то накопление энергий $${\displaystyle \sum _{l_1}{R}_{чп1i}}$$ , $${\displaystyle \sum _{l_2}{R}_{чп2j}}$$ будет продолжено (блок 18) до такта, при котором эти условия будут выполнены.

Так реализуется контроль экстраполяции по фактору уровня накопления $${\displaystyle \sum _{l_1}{R}_{чп1i}}$$ , $${\displaystyle \sum _{l_2}{R}_{чп2j}}$$ .

На этом заканчивается подэтап экстраполяции и в целом этап поиска и обнаружения.

Этап синхронизации.

Сигналы («наш₁»)₁, («наш₁»)₂, («наш₂»)₁, («наш₂»)₂ независимо от того, в какие моменты каждый из них появился, хранятся как потенциальные сигналы на своих шинах, т.е. на входах соответствующих формирователей (ключей) сигналов «наш₁», «наш₂», которые появляются на выходах этих формирователей (ключей) при одновременном наличии сигналов («наш₁»)₁, («наш₁»)₂ на входах одного формирователя и («наш₂»)₁, («наш₂»)₂ на входах другого формирователя (блоки 29, 30). Сигналы «наш₁», «наш₂» подаются на первые входы ключей 12 (число которых равно l₁ и l₂ для 1-го и 2-го каналов соответственно), открывая их. Через определенный открытый ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода центральных цифровых компараторов 1-го и 2-го каналов, соответствующего номеру подканала N_k1, N_k2 с частным пиком R_чп1 и R_чп2 на своем выходе, поступает сигнал на определенный вход вычислителей сдвига с₁ и с₂ (блок 31, 32). Данные номера подканалов соответствуют значениям i_max, j_max тактовых сдвигов производящих компонент ПК-1, ПК-2 (N_k1=i_max N_k2=j_max), которые используются для вычисления необходимых тактовых сдвигов c₁ и с₂ согласно (1) производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно (2), устраняя тем самым рассогласование по времени принимаемой и опорной ПНП. По значениям с₁ и с₂ выбираются соответствующие (i=c₁)-e и (j=c₂)-е автоморфизмы производящих компонент ПК-1, ПК-2, которые поступают на формирователь (генератор) опорной ПНП. Тем самым опорная ПНП формируется с задержкой С, обеспечивая тем самым синхронность с входящей ПНП на схеме контроля. Опорная ПНП поступает на второй вход схемы контроля, а на первый вход этой схемы контроля поступает входящая ПНП, где происходит их корреляция и проверка по порогу R_пор главного пика ПВКФ ПНП. Решение о захвате сигнала ПНП (СРС) по задержке принимается превышения R_пор главным пиком ПВКФ ПНП. В ином случае поиск продолжается с новым периодом принимаемого СРС.

Для реализации заявляемого способа в известное устройство [8] со сходными вышеуказанными признаками введены: в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов l₁ и l₂ (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых l₁ и l₂ выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины l₁ и l₂ соответственно, а так же введены: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по l₁ и l₂ подкорреляторов каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляют собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по l₁ и l₂ подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, a l₁ и l₂ выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно со входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно l₁ и l₂ ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно c₁ и с₂, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен со входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые l₁ (и l₂) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт, l₁ (и l₂) выходов которого соединены со вторыми l₁ (и l₂) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа.

Схема предлагаемого устройства поиска СРС, реализующая предлагаемый способ, представлена на фигуре 10 а, б. Поиск реализуется двумя одновременно работающими идентичными по строению каналами обработки по первой и второй производящей компонентам (ПК-1, ПК-2), а также общими для этих каналов схемой 3 контроля синхронизма по задержке и генератором 4 производного сигнала (ГПС). Каждый канал обработки содержит соответственно: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК) 16 (БЦПК₁) и 1 (БЦПК₂); генератор опорной последовательности (ГОП) 5 (ГОП₁) и 2 (ГОП₂); схему накопления и экстраполяции (СНЭ) 17 (СНЭ₁) и 18 (СНЭ₂). Каждый БЦПК (БЦПК₁, БЦПК₂) содержат подкорреляторы (ПКР) 6 (для 1-го канала подкорреляторов l₁ (6₁,…, 6_l1), для 2-го канала - l₂ (6₁,…, 6_l2)), при этом каждый подкоррелятор содержит акустоэлектронный конвольвер (АЭК) 6-1, усилитель (УС) 6-2, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 6-3. Каждая СНЭ (СНЭ₁, СНЭ₂) содержит: подканалы поиска (ПКП) 7 (для 1-го канала подканалов поиска l₁ (7₁,…, 7_l1), для 2-го канала - l₂ (7₁,…, 7_l2)); центральный цифровой компаратор (ЦЦК) 8; ключ 9; блок выбора номера подканала (БВНП) 10, содержащий кросс-блок 10-1 и блок линий задержки (БЛЗ) 10-2; накопитель-сумматор (НС) 11; блок ключей (БК) 12, содержащий по l₁ и l₂ ключей соответственно для 1-го и 2-го каналов; устройство проверки (УП) 13; цифровой сумматор (ЦС) 14; вычислитель 15 задержки c₁ и с₂ соответственно для 1-го и 2-го каналов. Каждый подканал поиска (ПКП) содержит: параллельный сумматор (ПС) 19, оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) (состоящее из элементов памяти 21), каждая линейка которого имеет такое количество элементов 21, которое позволяет запоминать в цифровом виде максимальное по уровню значение ПВКФ, а каждый столбец содержит N элементов памяти, причем для 1-го канала N=l₁, а для 2-го канала N=l₂; счетчик 20; ключ 22; цифровой компаратор (ЦК) 23; схему «И» 24; счетчик 25; схемы совпадения 26.

Итогом работы каждого канала обработки является определение значений c₁ и с₂ циклических сдвигов производящих компонент ПК-1 и ПК-2, т.е. определение тех автоморфизмов (циклических сдвижек) для ГОП; (5) и ГОП% (2), которые должны будут выдаваться по их первым выходам в ГПС (4) на этапе контроля синхронизации для обеспечения формирования генератором 4 опорного производного сигнала с результирующим центральным сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке.

Описание работы устройства осуществим с учетом алгоритма его работы, описанного выше, а также с учетом того, что работа каждого канала по своему существу одинакова.

1. Подэтап первичного накопления.

В каждый канал на один вход АЭК 6-1 каждого подкоррелятора 6 поступает принимаемый сигнал S_вх в виде (повторяющихся во времени в общем случае) СРС, манипулированных ПНП (СРС-ПНП), а на другие входы соответствующих АЭК 6-1 поступают во встречно-инверсном режиме со вторых соответствующих (i-x и j-х) выходов генераторов 2 и 5 опорные сигналы S_опорil1 и S_опорjl2, представляющие собой сигналы, манипулированные производящими линейками (повторяющихся циклически) i-х и j-х автоморфизмов производящих компонент соответственно ПК-1 и ПК-2. С каждым тактом с каждого i-го и j-го АЭК 6-1 1-го и 2-го каналов соответственно снимается напряжение, пропорциональное энергии сверток сегментов длин l₁ и l₂ движущихся навстречу друг другу опорных линеек S_опорil1 и S_опорjl2 и S_вх. Выходные сигналы АЭК усиливаются усилителями 6-2 и подвергаются преобразованию в АЦП 6-3 с частотой дискретизации, равной частоте ПСП, так что с выходов АЦП 6-3 получаем оцифрованные значения частных ПВКФ-1_i и ПВКФ-2_j. Первые значения этих частных ПВКФ (такты k₁=k₂=1) через параллельные сумматоры (ПС) 19 без изменений (так как к этому моменту с выходов ОЗУ 21 на другие входы ПС еще ничего не поступает) параллельно записываются в первые разряды (элементы памяти 21) регистров ОЗУ 21. Общее число регистров (число элементов памяти в линейке) ОЗУ должно соответствовать числу разрядов максимально возможного накопленного значения ПВКФ. Количество разрядов N в регистрах равно числу сдвигов, для которых будут накапливаться частные ПВКФ, т.е. для 1-го канала N=l₁, а для 2-го канала N=l₂.

За первые l₁ и l₂ тактов соответственно для 1-го и 2-го каналов происходит первоначальное заполнение АЭК подкорреляторов своими автоморфизмами ПК-1 и ПК-2 с соответствующих вторых выходов генераторов соответственно 5 и 2. И начиная с тактов k₁=l₁=0(mod l₁) и k₂=l₂=0(mod l₂) соответственно для 1-го и 2-го каналов, осуществляется подэтап первичного накопления.

С каждым тактом (k₁, k₂) ячейки регистров ОЗУ 21 через ПС 19 параллельно заполняются новыми цифровыми значениями ПВКФ так, что через l₁ тактов и l₂ тактов в 1-м и 2-м каналов соответственно ячейки 1…N ОЗУ 21 всех подканалов поиска ПКП_i, ПКП_j будут заполнены l₁, l₂ соответственно значениями автоморфных частных ПВКФ-1_i, ПВКФ-2_j. В следующий такт (k₁-й, k₂-й) получаемые с выходов БЦПК 16 значения автоморфных частных ПВКФ суммируются в ПС 19 со значениями этих ПВКФ, находящихся в последней N-й линейке ячеек памяти ОЗУ, за счет открывающихся тактовым импульсом элементов 26, и эта сумма значений ПВКФ поступает в первую линейку ОЗУ 21. В последующие такты происходят аналогичные суммирования значений автоморфных частных ПВКФ и продвижение этих сумм по линейкам ОЗУ до окончания времени анализа для 1-го и 2-го каналов соответственно Т_ан1, Т_ан2.

Так, в первой линейке ОЗУ 21 каждого ПКП 7 может появиться первый максимум R_чп1 (и R_чп2) через l₁ (и l₂) начальных тактов, т.е. в момент k₁=l₁=0(mod l₁) (и k₂=l₂=0(mod l₂)), и только через еще l₁ (и l₂) тактов возможный первичный максимум будет складываться со вторым (по счету) аналогичным максимумом через элементы 26 в ПС 19. Счетчик 20 переполняется за l₁ (и l₂) тактов до окончания времени анализа T_ан1=p₁·l₁, T_ан2=p₂·l₂; соответственно в 1-м и 2-м канале. Ключ 22 открывается за l₁ (и l₂) тактов до окончания времени анализа T_ан1 и (Т_ан2) по сигналу переполнения со счетчика 20 и пропускает на вход цифрового канала ЦК 23 в каждом i-м (и j-м) ПКП 7 первое значение накопленной частной подканальной суммы ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2 соответственно R_∑1ia1, R_∑2ja2. По такому же сигналу переполнения со счетчика 20 запускается счетчик 25 количества последующих l₁ (и l₂) тактов.

Это первое значение (R_∑1ia1)₁ (и (R_∑2ja2)₁) в ЦК 23 запоминается как опорное, с которым в следующий такт сравнивается следующая вторая, накопленная частная «подканальная» сумма (R_∑1ia1)₂ (и (R_∑2ja2)₂). Первые и вторые значения этих сумм сравниваются в ЦК 23 и в качестве опорного, выбирается большее из этих значений. Так, в последующих тактах каждый ЦК 23 и выбирает наибольшую наколенную в i-м ПКП 7 частную подканальную сумму R_∑1ia1 за l₁ тактов в 1-м канале и сумму R_∑2ja2 в j-м ПКП 7 во 2-м канале. Этот выбор заканчивается при переполнении счетчика 25 через l₁ (и l₂) тактов. Сигнал переполнения счетчика 25 открывает схему совпадения 24, которая пропускает с выхода i-го (и j-го) ЦК 23 в параллельном коде на выход ПКП 7 последнее (максимальное) опорное значение $$R_{{\displaystyle \sum 1i(a1=T_{ан1})}}$$ , $$R_{{\displaystyle \sum 2j(a2=T_{ан2})}}$$ на соответствующий первый параллельный i-й (i=1,…, l₁) и j-й (j=1,…, l₂) вход центрального цифрового компаратора 8. Таким образом, со всех ЦК 23 всех ПКП 7 на выходы центрального цифрового компаратора ЦЦК 8 в соответствующий концу времени анализа Т_ан1 поступают частные суммы R_∑1i,Tан1. ЦЦК 8 осуществляет: 1) суммирование значений, накопленных за Т_ан1 и Т_ан2 в каждом подканале ПКП 7 обоих каналов частных «подканальных» сумм $${\displaystyle \sum _{i=1}^{l1}{R}_{{\displaystyle \sum 1i,Тан1}}=S_1}$$ , $${\displaystyle \sum _{j=1}^{l2}{R}_{{\displaystyle \sum 2j,Тан2}}=S_2}$$ , и если это значение S₁≥S_п1, S₂≥S_п2, то 2) ЦЦК 8 выбирает «максимум максиморум» - экстремум Э₁=(R_∑1ia1)_max, Э₂=(R_∑2ja2)_max из определенных ПКП 7 обоих каналов и выдает по соответствующему номеру этого ПКП 7, своему выходу на соответствующий вход БВНП 10 сигнал, который отражает номер N_k1 (и N_k2) ПКП 7, в котором зафиксирован экстремум Э₁ (и Э₂). Если S₁<S_п1 (и S₂<S_п2), то процесс первичного накопления продолжается при другом числе p₁ (и p₂), пока не выполнится данное условие. На этом заканчивается подэтап первичного накопления. Этот подэтап при сохранении заданного уровня отношения сигнал-шум для принятия решения, как и для прототипа, будет уменьшен во времени в l₁ раз (для 1-го канала) и в l₂ раз (для 2-го канала).

2. Подэтап экстраполяции. БВНП 10 на основании полученного номера N_k (N_k1 - для 1-го канала N_k2 - для 2-го канала) ПКП 7 в виде сигнала на определенном своем входе (N_k) передает этот сигнал с задержкой на один такт в блоке задержки 10-2 через кросс-соединение (кросс-блок 10-1), которое реализует соответствующие зависимости N_k1+1=f₁(N_k1, l₁, k₁) и N_k2+1=l₂(N_k2, l₂, k₂), на такой свой выход N_k+1, который соответствует номеру N_k+1/ ПКП, в котором должен наблюдаться в следующий (k+1)-й такт следующий (близкий с экстремумом по значению) максимум частного пика ПВКФ R_чп1 и (R_чп2).

Вычисленный таким образом в БВНП 10 номер N_k+1, т.е. предсказанный (экстраполированный) номер N_k+1 в виде сигнала с одного из выходов БВНП 10, соответствующий N_k+1, поступает на один из первых входов устройства проверки УП 13 и запоминается до следующего такта k+1. В момент k-го, (k+1)-го и других за ними тактов с соответствующего N_k, N_k+1 и других выходов ЦЦК 8 на ЦС 14 поступает параллельный код, несущий информацию в цифровом коде об энергии частных максимальных всплесков R_чп1 боковых пиков ПВКФ на выходах N_k, N_k+1-м и других ПКП 7. Эти значения энергии суммируются и запоминаются для последующего накопления с другими всплесками в последующие такты. В тот же (k+1)-й тактовый момент с соответствующего N_k+1-го выхода ЦЦК 8 поступает сигнал о выбранном N_k+1-м ПКП с максимальным пиком ПВКФ на один из вторых входов УП 13.

УП 13 сравнивает номера ПКП, соответствующие номеру N_k+1, пришедшие по одному из первых входов и одному из вторых входов УП 13. Если эти номера совпадают, то с выхода УП 13 на вход накопителя-сумматора НС 11 поступает символ «1», а если номера не совпадают, то - символ «0». НС 11 арифметически накапливает символы «1» и «0», суммирует их (как потенциальные сигналы) в течение определенного h=l₁ числа тактов, и если эта сумма превышает заданный порог П_h за это число тактов (по заложенному мажоритарному принципу: П_h=2l₁/3 или П_h=3l₁/5 или П_h=7l₁/11 и т.д., т.е. П_h=(M*l₁), M - коэффициент мажоритарности), то с выхода НС 11 поступает сигнал «наш₁» на первый вход ключа 9.

В течение того же количества тактов h=l₁ ЦС 14 накапливает энергию амплитуд всплесков частных максимальных боковых пиков R_чп1 ПВКФ с каждого ПКП 7, в котором был обнаружен этот максимум. И если суммой ∑R_чпi, заданный порог (ЗП) в ЦС 14 по истечению h-тактов будет превышен (∑R_чпi>ЗП), то с выхода ЦС 14 на 2-й вход ключа 9 поступает сигнал «наш₂». Ключ 9 отпирается, когда на оба его входа с выходов УП и ЦС поступили соответственно сигналы «наш₁»₁ и «наш₁»₂. Таким образом с выхода ключа 9 поступает сигнал «наш₁» (во втором канале - сигнал «наш₂») (сигнал» о правильности предсказания») на 2-й вход ЦЦК 8 для его запирания в следующем такте, и далее на первые входы ключей 12.

3. Этап синхронизации. Под действием сигнала «наш₁» и «наш₂» ключи 12 переходят в открытое состояние. И через определенный ключ 12, на второй вход которого поступает в это время сигнал с определенного выхода ЦЦК 8, проходит сигнал на определенный вход вычислителя c₁ 15, соответствующий N_k с максимальным R_чп1, т.е. значение N_k в такт (h=l₁), которое и будет определять значение циклического сдвига с₁ для ПК-1 относительно принимаемой ПНЛРП, т.к. номер N_k подканала $$ПК{П}_{i=N_k}$$ , в котором в этот момент будет максимальный боковой всплеск R_чп1, и определяет i_max=N_k1 (для 1-го канала) и j_max=N_k2 (для 2-го канала), значение которых используется при вычислении c₁ и с₂, согласно соотношению (1), производящих компонент ПК-1, ПК-2 и тем самым установления необходимого общего тактового сдвига С согласно соотношению (2). А ЦЦК 8, как и было сказано выше, запирается в момент h+1=l₁+1 и прекращает выдачу выбранных номеров N_k.

Далее полученное значение c₁ поступает на генератор 5 ГОП-1, который выдает по своему первому выходу на ГПС 4 автоморфизм производящей компоненты ПК-1, соответствующей сдвигу с₁.

Аналогичным образом процесс поиска, обнаружения и синхронизации протекает и в канале поиска по ПК-2, только вместо c₁ вычисляется c₂, которое поступает на генератор 2 ГОП-2 для формирования ПК-2 с циклическим сдвигом c₂.

Символы формируемых ПК-1 и ПК-2 (автоморфизмов ПК-1 и ПК-2, соответствующие числам с₁ и с₂ циклических сдвижек) суммируются по модулю 2 в ГПС-4 и тем самым обеспечивают получение опорной ПНЛРП с результирующим сдвигом С, устраняющим рассогласование по задержке между принимаемым и опорным сигналами при проверке факта синхронизма в схеме 3 контроля. Так заканчивается этап синхронизации.

На фиг.1 изображена модель правила формирования ПНП.

На фиг.2 изображены зависимости: среднего выборочного накопленного значения R_∑1ia1, частной автоморфной ПВКФ_1iПНП с L=143=l₁·l₂, (l₁=11, l₂=13) с автоморфизмами i ПК l₁ для всевозможных значений i=0,…,l₁ на периодах прогона ПНП, равных р=1,…,15, т.е. для p₁=13,…39 прогонов ПК-1 с l₁ (фиг.2, а) и среднего выборочного значения суммы $$S_1={\displaystyle \sum _{i=1}^{l_1}{R}_{{\displaystyle \sum 1ia1}}}$$ при тех же условия (фиг.2, б).

На фиг.3 изображена таблица значений ПВКФ ПНП различных типов с производящими линейками.

На фиг.4 изображены графики зависимости общих ПВКФ ПНП типа К3К3 с ее копиями для некоторых длин L=l₁·l₂.

На фиг.5 изображены графики зависимости: частных ПВКФ ПНП типа К3К3 длины L=77 с производящими линейками, составленными из ККВ l₁=7, l₂=11 (фиг.5, а); частных ПВКФ ПНП типа К1К1 длины L=221 с производящими линейками, составленными из ККВ l₁=13, l₂=17 (фиг.5, б); частных ПВКФ ПНП типа К1К3 длины L=323 с производящими линейками, составленными из ККВ l₁=17, l₂=19 (фиг.5, в); частных ПВКФ ПНП типа К3К1 длины L=143 с производящими линейками, составленными из ККВ l₁=11, l₂=13 (фиг.5, г).

На фиг.6 изображена числовая модель получения одновременно, параллельно автоморфных частных ПВКФ входящей ПНП (с L=l₁·l₂=7·11=77) с автоморфизмами (циклическими сдвижками) производящей компоненты (ПК) с l₁=7.

На фиг.7 изображена компьютерная модель частных автоморфных ПВКФ ПНП с ее автоморфизмами (циклическими сдвижками) ПК с l₂=17 для длины ПНП L=l₁·l₂=221, l₁=13.

На фиг.8 изображен алгоритм ускоренного поиска и работы устройства поиска.

На фиг.9 изображен порядок корреляции сегментов входящей ПНП и опорного сигнала (ПК) на двух смежных тактах обработки.

На фиг.10 а), б) изображена схема устройства поиска СРС, манипулированных ПНП.

На фиг.11 изображены зависимости эквивалентной линейной сложности l_S разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины L.

На фиг.12 изображены зависимости вероятностей успешной синхронизации по задержке от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП) для длин ПНП L=77 и различных L*=L·K, К=5, 10, 100, 1000 при использовании способа-прототипа с 32-мя прогонами длин ПНП (пунктирные линии) и при использовании предлагаемого способа с одним и тремя прогонами длин ПНП.

Возможность реализации преимуществ заявляемого способа на основе предлагаемого устройства подтверждается следующими техническими показателями и их цифровыми значениями:

1) результатами имитационного моделирования процесса накопления ПВКФ сегментов принимаемого СРС-ПНП с обновляющимися (с каждым тактом ПСП) сегментами опорной производящей линейки. Процесс взаимокорреляции в АЭК сегментов принимаемого и опорного сигналов на двух смежных тактах обработки поясняет фиг.9 (θ₁ и θ₂ - время интегрирования АЭК, τ_э - длительность элементарного символа ПНП).

2) возможностью достоверного выбора на подэтапе первичного накопления накопленных частных подканальных сумм $$R_{{\displaystyle \sum 1i{a}_1=Tа{н}_1}}$$ , $$R_{{\displaystyle \sum 2j{a}_2=Tа{н}_{1/2}}}$$ и канальных сумм S₁ и S₂, что подтверждается приведенными на фиг.2 зависимостями, которые демонстрируют, что уже при числе прогонов всей ПНП не более 3-х имеется выраженный рост и R_∑1i, R_∑2j и главное - ярко выраженный рост S₁ и S₂ над уровнем помех. Это подтверждается и выражениями: значения накопленных частных ПВКФ в каждом подканале поиска 1-го и 2-го каналов соответственно

$$R_{{\displaystyle \sum 1ia1=Tан1}}=\frac{1}{l_1}\cdot {\displaystyle \sum _{k_1=0}^{l_1\cdot p_1/l_1-1}R(c_{[l_1\cdot p_1-(k_1\cdot l_1+1)\mathrm{mod}{l}_1]},c{1}_{(k_1\cdot l_1+1)})}$$ ,

$$R_{{\displaystyle \sum 2ja2=Tан2}}=\frac{1}{l_2}\cdot {\displaystyle \sum _{k_2=0}^{l_2\cdot p_2/l_2-1}R(c_{[l_2\cdot p_2-(k_2\cdot l_2+1)\mathrm{mod}{l}_2]},c{2}_{(k_2\cdot l_2+1)})}$$ ,

где [·], (·) - номера тактов начала сегмента относительно начального произвольного сдвига, R(с_[·], с1_(·)) и R(с_[·], с2_(·)) - относительные значения ПВКФ между сегментами c_[·] длиной l₁ и l₂ принимаемого СРС-ПНП и сегментами с1_[·], с2_[·] тех же длин опорных производящих линеек автоморфизмов ПК-1, ПК-2,

- значения сумм S₁ и S₂ накопленных частных подканальных сумм ПВКФ_1ik1, ПВКФ_2jk2:

$$S_1={\displaystyle \sum _{i=1}^{l_1}{R}_{{\displaystyle \sum 1ia1=T_{ан1}}}}$$ ; $$S_2={\displaystyle \sum _{j=1}^{l_2}{R}_{{\displaystyle \sum 2ja2=T_{ан2}}}}$$ ;

- вероятности $$P_{{\displaystyle \sum 1{Э}_1}}$$ и $$P_{{\displaystyle \sum 2{Э}_2}}$$ правильного выбора экстремумов Э₁=(R_∑1ia1)_max, Э₂=(R_∑2ja2)_max из l₁ и l₂ значений определяется для каждого подканала поиска 1-го и 2-го каналов:

$$P_{{\displaystyle \sum 1{Э}_1}}={\displaystyle \underset{0}{\overset{\infty }{\int }}f(R_{{\displaystyle \sum 10}})\left[{\displaystyle \prod _{i=1}^{l_1}{\displaystyle \underset{-\infty }{\overset{R{\displaystyle \sum 10}}{\int }}f(R_{{\displaystyle \sum 1i}})\cdot d{R}_{{\displaystyle \sum 1i}}}}\right]}{d}_{R_{{\displaystyle \sum 10}}}$$ ,

$$P_{{\displaystyle \sum 2{Э}_2}}={\displaystyle \underset{0}{\overset{\infty }{\int }}f(R_{{\displaystyle \sum 20}})\left[{\displaystyle \prod _{j=1}^{l_2}{\displaystyle \underset{-\infty }{\overset{R{\displaystyle \sum 20}}{\int }}f(R_{{\displaystyle \sum 2j}})\cdot d{R}_{{\displaystyle \sum 2j}}}}\right]}{d}_{R_{{\displaystyle \sum 20}}}$$ ,

где f(R_∑10), f(R_∑20) - плотности нормального распределения

вероятностей накопленных в подканалах поиска первого и второго каналов значений частных ПВКФ_1i в тактах синхронизма с соответствующими ПК-1, ПК-2; функция f(R_∑1i), f(R_∑2j) - плотности нормального распределения вероятностей накопленных в подканалах поиска 1-го и 2-го канала значений ПВКФ в тактах сдвига, не соответствующих синхронизму сегментов ПНП с опорными ПК-1, ПК-2;

3) возможностью достоверной экстраполяции номеров подканалов с максимальными R_чп1 и R_чп2:

по фактору контроля экстраполяции номеров подканалов:

а) вероятность правильной экстраполяции одного подканала в один i-й и j-й такты первого и второго каналов:

$$P_{N_{1i}}=P_{{\displaystyle \sum 1{Э}_1}}{(1-P_{{\displaystyle \sum 1{Э}_1}})}^{{}_{l_1-1}}$$ , $$P_{N_{2j}}=P_{{\displaystyle \sum 2{Э}_2}}{(1-P_{{\displaystyle \sum 2{Э}_2}})}^{{}_{l_2-1}}$$ ;

б) вероятность правильной экстраполяции номеров подканалов при использовании мажоритарного принципа контроля:

$$P_{N1}=({\displaystyle \sum _{i=1}^{{П}_{h1}}{P}_{N_{1i}}})({\displaystyle \sum _{i=1}^{l_1-{П}_{h1}}(1-P_{N_{1i}})})$$ , $$P_{N2}=({\displaystyle \sum _{j=1}^{{П}_{h2}}{P}_{N_{2j}}})({\displaystyle \sum _{j=1}^{l_2-{П}_{h2}}(1-P_{N_{2j}})})$$ ;

по фактору контроля уровня накопления:

а) вероятность правильной экстраполяции:

$$P_{УН1}=({\displaystyle \sum _{i=1}^{{П}_1/R_{чп1}}{P}_{N_{1i}}})({\displaystyle \sum _{i=1}^{l_1-{П}_1/R_{чп1}}(1-P_{N_{1i}})})$$ ; $$P_{УН2}=({\displaystyle \sum _{j=1}^{{П}_2/R_{чп2}}{P}_{N_{2j}}})({\displaystyle \sum _{j=1}^{l_2-{П}_2/R_{чп2}}(1-P_{N_{2j}})})$$ ;

б) вероятность правильной экстраполяции подэтапа экстраполяции:

P_Э1=P_Н1·Р_УН1, Р_Э2=Р_Н2·Р_УН2.

Общая вероятность правильной синхронизации определяется как:

Р_ОС=Р_Э1·Р_Э2.

Возможность обеспечения предлагаемым способом и устройством быстрого поиска СРС за малое число периодов накопления принимаемого сигнала с высокой вероятностью синхронизации по задержке подтверждается полученными в результате имитационного моделирования (для ПНП длин L=77 и L*=L·5=385) и изображенными на фиг.12 зависимостями вероятности успешной синхронизации Рос от степени искажения принимаемого сигнала (в процентах от общего числа символов ПСП). Сравнение (при равных базах (L) СРС) значения достигаемого относительного времени поиска, выраженного в числе периодов анализа СРС, с аналогичным показателем для известных способов (в том числе прототипа), свидетельствует о преимуществе заявляемого способа во времени поиска СРС по задержке примерно в 20-30 раз перед конвольверным поиском [2] с применением известных ПСП, в 100 и более раз перед многоэтапным поиском [2], в 100 раз и более перед последовательным циклическим поиском [2] и в 10 и более раз перед прототипом [8].

Реализация высокой имитостойкости используемых сигналов подтверждается приведенными на фиг.11 зависимостями эквивалентной линейной сложности разных типов ПНП (К3К1, К3К3, К1К3, К1К1) и известных линейных ПСП (Голда, Касами, М-последовательности) от их длины. Преимущество в эквивалентной линейной сложности составляет примерно от 5 раз и более для длин ПСП L≈2·10³ и возрастает с ростом длины ПСП. Построение заявляемого устройства, реализующего заявленный способ поиска сигнала, возможно в рамках сигнального процессора на современной быстродействующей элементной базе с высокой степенью интеграции. При высоких тактовых частотах ПСП f_ПСП, превышающих возможности АЦП по быстродействию, функции преобразования, возможно распределить между несколькими (m) АЦП, чтобы каждый из них обеспечивал преобразование с частотой дискретизации f_ПСП/_m. Цифровые компараторы могут быть реализованы с использованием микросхем типа полных сумматоров. Выполненное на основе регистров сдвига ОЗУ обладает достаточным быстродействием и не требует специальных распределительных и коммутационных устройств. Генераторы опорных последовательностей НЛРП реализуются как на основе теоретико-технических методов, изложенных в [5, 9], так и - непосредственных, запатентованных технических решений по А.с.: SU 1401475 A1, SU 1457650 A1, SU 1537022 A1, SU 1470095 A1, - и патенту Российской Федерации RU 2024053 C1 [10].

Устройство проверки (13) представляет собой совокупность двухвходовых элементов И, а накопитель-сумматор (11) может быть построен на основе двух счетчиков (счетчик «1» и тактовый счетчик) и сравнивающего (по порогу) устройства. Остальные элементы устройства представляют собой известные простейшие элементы дискретной техники.

Заявляемое устройство поиска СРС, манипулированных ПНП, может использоваться как самостоятельно, так и для сокращения времени поиска при дополнении традиционных устройств, использующих для обнаружения факта синхронизма по задержке уровень корреляции по всей длине опорного и принимаемого сигналов и реализующих известные циклические многоэтапные или иные методы поиска. Применимость данного способа и устройства поиска, прежде всего, связано с использованием СРС, манипулированных ПНП на основе кодов ККВ. При этом обеспечивается высокая скрытность этапа синхронизация по задержке, а так же возможность оперативной адаптации радиолинии к информационной и помеховой обстановке за счет изменения с малой дискретностью значения длины.

Источники информации

1. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сигналами [Текст], - М. «Радио и связь», 1985. - 384 с.

2. Журавлев В.И. Поиск и синхронизация в широкополосных системах [Текст], В.И.Журавлев, М., «Радио и связь», 1986 г.

3. Сныткин И.И. Синхронизация по задержке при цифровой обработке сверхдлинных реккурентных последовательностей [Текст] / И.И.Сныткин, В.И.Бурым, А.Г.Серобабин, Известия высших учебных заведений. Радиоэлектроника, №7, 1990 г.

4. А.с. 1003372 СССР, МКИ³ H04L 7/02. Устройство для синхронизации шумоподобных сигналов [Текст] / А.С.Воробьев, А.В.Кузичкин, В.М.Куркин, Б.И.Просенков, В.В.Артюшин, В.М.Тарасов (СССР)

5. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 3. [Текст] / И.И.Сныткин - МО, 1989 г.

6. Долгов В.И. Применение акустоэлектронных конвольверов для обработки сигналов в технике связи [Текст] / В.И.Долгов - Зарубежная радиоэлектроника №8, 1990 г.

7. Свердлик М.Б. Оптимальные дискретные сигналы [Текст], «Сов. радио», М., 1975 г.

8. Пат. 2297722 Российская Федерация, МПК⁸ H04L 7/08, G06F 17/15. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов и устройство для его реализации [Текст] / Федосеев В.Е., Сныткин И.И., Варфоломеев Д.В. - №2005114601/09; заявл. 13.05.2005; опубл. заявка 20.11.2006; опубл. патент 20.04.2007.

9. Сныткин И.И. Теория и практическое применение сложных сигналов нелинейной структуры. Часть 4. [Текст] / И.И.Сныткин - МО, 1989 г.

10. Пат. 2024053 Российская Федерация, МПК⁸ G06F 15/20. Устройство для формирования словарей нелинейных реккурентных последовательностей [Текст] / Сныткин И.И. - опубл. 30.11.94.

1. Способ ускоренного поиска широкополосных сигналов, основанный на следующей совокупности действий:
- использование априорной информации о соотношении значения номера такта текущей задержки принимаемого сигнала и такта обнаружения суммарных значений взаимной корреляции между принимаемыми и опорными последовательностями;
- поиск по задержке сигналов, манипулируемых производными нелинейными последовательностями (ПНП), осуществляется параллельно по 2-м каналам, в одном из которых в качестве опорной применяют последовательно повторяющуюся компоненту длины l₁, в другом - l₂;
- в результате из l₁ и l₂ накопленных в каждом из 2-х каналов значений периодической взаимокорреляционной функции (ПВКФ) выбирают максимальный и фиксируют соответствующие им номера тактов взаимных сдвигов i_max∈(0,1, …, l₁-1) и j_max∈(0,1, …, l₂-1) относительно начальных соответствующих l₀, и далее по полученным i_max и j_max определяют значения циклических сдвигов c₁ и c₂ производящих компонент по следующим соотношениям:

- затем посредством параллельного формирования 2-х последовательностей повторяющихся производящих компонент длин l₁ и l_2, генерируемых с циклическими сдвижками c₁ и c₂ соответственно, а так же посимвольного суммирования по модулю 2 этих 2-х последовательностей формируют опорную производную последовательность L=l₁×l₂, получаемый циклический сдвиг C которой на этапе контроля устраняет рассогласование во времени принимаемого и опорного производных сигналов (ПНП), а его значение C обусловлено значениями c₁ и c₂ в соответствии с выражениями:
c₁=l₁-C(mod l₁), c₂=l₂-C(mod l₂),
- решение о захвате сигнала ПНП по задержке принимают по факту превышения установленного порога значением ПВКФ принимаемого и полученного опорного производного сигнала ПНП, иначе поиск продолжают, отличающийся тем, что:
- используется априорная информация о структуре ПВКФ ПНП длительности L=l₁×l₂ структуре частных ПВКФ_1i, ПВКФ_2j формируемых посредством параллельной, одновременной, во «встречно-инверсном» режиме корреляции по всем возможным i,j подканалам (i=l₁, j=l₂) соответственно первого (1) и второго (2) - каналов приема входящей ПНП с различными автоморфизмами (циклическими сдвижками) сегментов (производящих компонент (ПК-1 и ПК-2) в виде простых нелинейных рекуррентных последовательностей (НЛРП) длительности l₁ и l₂) - ПК-1_i и ПК-2_j, i=1, …, l₁, j=1, …, l₂;
- осуществляется одновременное параллельное первичное накопление значений частных ПВКФ_1i, ПВКФ_2j, в подканалах i и j поиска 1-го и 2-го каналов в каждый такт корреляции в течение времени анализа T_ан1=p₁l₁, T_ан2=p₂l₂, где p₁ и p₂ - количество прогонов производящих компонент ПК-1, ПК-2, p_1min=p_2min=L и суммирование накопленных значений в каждом канале в конце подэтапа первичного накопления, для реализации подэтапа экстраполяции;
- причем экстраполяция (предсказание) структуры частных ПВКФ, ПВКФ в виде экстраполяции в каждый k₁-й, k₂-й тактовые моменты (после подэтапа первичного накопления) частных пиков R_чп1, R_чп2 в 1-м и 2-м каналах соответственно на выходах определенных экстраполируемых подканалов поиска с экстраполируемыми номерами N_k1+1 и N_k2+1, устанавливаемым согласно функций экстраполяции СЭ₁, СЭ₂ подканалов 1-го и 2-го каналов обработки:
СЭ₁=f(N_k1), СЭ₂=f(N_k2), N_k1=1, …, l₁, N_k2=1 ,…, l₂,
как функций последовательности номеров подканалов и с частными пиками R_чп1, R_чп2 на своих выходах в каждый k₁-й, k₂-й такты:
- причем реализуется 2-факторный контроль экстраполяции по мажоритарному принципу: по фактору экстраполируемых номеров подканалов и с частными пиками R_чп1, R_чп2 и по фактору уровней накопления и
- причем накопление осуществляется на выходах 2-х каналов выявленных экстраполируемых частных пиков R_чп1i, R_чп2j, на экстраполируемых выходах i-х и j-х подканалов поиска 1-го и 2-го каналов обработки соответственно в каждый k-й (k₁=k(mod l₁) и k₂=k(mod l₂)) тактовый момент приема;
- причем контроль установления синхронизма по задержке реализуется формированием опорного сигнала ПНП без непосредственного определения текущей временной задержки принимаемой ПНП, а по такому сочетанию номеров тактов синхронизма с производящими линейками, при котором i_max и j_max есть, по существу, экстраполируемые номера подканалов i_max=N_k1, j_max=N_k2 соответственно с частными пиками на своих выходах и после положительного 2-факторного контроля экстраполяции.

2. Устройство поиска широкополосного сигнала, содержащее:
- устройство содержит: два канала обработки корреляторного типа, причем корреляционная обработка реализована на базе акустоэлектронных конвольверов (АЭК), на один вход каждого канала подан принимаемый сигнал; генератор опорной последовательности, первый выход этого генератора каждого канала соединен с соответствующим входом генератора производного сигнала, выход которого соединен с одним из входов схемы контроля синхронизма по задержке, другой вход которой является входом принимаемого сигнала, причем вход генератора опорной последовательности каждого канала соединен с выходом соответствующего вычислителя сдвигов c₁ и c₂, отличающееся тем, что в каждом канале обработки генератор опорной последовательности выполнен в виде генератора всех возможных автоморфизмов l₁ и l₂ (циклических сдвижек), выдаваемых параллельно по группе вторых l₁ и l₂ выходов соответственно и выдаваемого по первому выходу одного из автоморфизмов опорной последовательности производящей повторяющейся компоненты длины l₁ и l₂ соответственно, а так же введены: блок цифровых подкорреляторов (БЦПК), который содержит соответственно для каждого канала по l₁ и l₂ подкорреляторов, каждый из которых содержит: последовательно соединенные акустоэлектронный конвольвер (АЭК), один вход которого является первым входом подкоррелятора и соединен с первым входом канала обработки, а второй вход является вторым входом подкоррелятора и соединен с одним из вторых выходов генератора опорной последовательности; усилитель и аналогово-цифровой преобразователь (АЦП), выход которого представляет собой шину параллельного выхода и является выходом подкоррелятора и соответствующим выходом БЦПК, выходы которого представляет собой шину параллельного выхода, соединены с соответствующими входами схемы накопления и экстраполяции (СНЭ), которая содержит соответственно для одного и другого каналов обработки по l₁ и l₂ подканалов поиска, входы которых являются соответствующими входами СНЭ, а выходы соединены с соответствующими первыми входами центрального цифрового компаратора (ЦЦК), первый вход которого соединен с выходом первого ключа, а l₁ и l₂ выходов (соответственно для одного и другого каналов) соединены соответственно с входами цифрового сумматора и с первыми входами ключей блока ключей (БК), содержащего соответственно l₁ и l₂ ключей, вторые входы которых соединены с выходом первого ключа, а выходы ключей БК соединены с соответствующими входами вычислителя сдвигов соответственно c₁ и c₂, выход которого является выходом СНЭ и канала обработки и соединен с входом соответствующего генератора опорной последовательности, а выход цифрового сумматора соединен с одним входом первого ключа, другой вход которого соединен с выходом накопителя-сумматора, вход которого соединен с выходом блока проверки, представляющего собой блок (совокупность) двухвходовых элементов И, первые l₁ (и l₂) входов которого соединены с соответствующими выходами ЦЦК и входами блока выбора номера подканала (БВНП), представляющего собой последовательно соединенные кросс-блок и блок задержки на такт, l₁ (и l₂) выходов которого соединены со вторыми l₁ (и l₂) входами блока проверки; причем каждый подканал поиска (ПКП) схемы накопления и экстраполяции (СНЭ) содержит цифровой параллельный сумматор, первые входы которого соединены с соответствующей шиной параллельных выходов БЦПК, а вторые входы соединены соответственно с выходами соответствующих элементов совпадения, первые входы которых являются тактовыми, вторые входы соединены соответственно с выходами оперативного запоминающего устройства (ОЗУ), входы которого соединены с выходами цифрового параллельного сумматора и соответствующими первыми входами второго ключа, второй вход которого соединен с выходом первого счетчика, вход которого является тактовым, и входом второго счетчика, выход которого соединен с одним входом схемы И, выход которой соединен с выходом ПКП, а второй вход соединен с выходом цифрового компаратора, входы которого соединены с выходами второго ключа.