Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала



Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала
Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала

 


Владельцы патента RU 2516683:

Открытое акционерное общество "Корпорация "Фазотрон-Научно-исследовательский институт радиостроения" (RU)

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности и применении в качестве зондирующих импульсных широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов. Технический результат - расширение полосы пропускания активной фазированной антенной решетки при цифровом формировании ее диаграммы направленности (ДН) как на передачу, так и на прием и при использовании в качестве зондирующего импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала. Для этого в цикле работы АФАР на передачу формируют квадратурные составляющие комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос его спектра в область несущих частот, усиливают и излучают антенным элементом, формируя суммарную ДН (на передачу), а в цикле работы АФАР на прием сигналы, принятые в каждом m-ом антенном элементе, усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, получают результирующую ДН (на передачу и прием) для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала. 7 ил.

 

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных системах (РЛС) с активными фазированными антенными решетками (АФАР) при цифровом формировании диаграммы направленности (ДН) и применении в качестве зондирующих импульсных широкополосных линейно-частотно-модулированных (ЛЧМ) сигналов.

В настоящее время РЛС с фазированными антенными решетками (ФАР) получают все большее распространение. Способность быстро и с высокой точностью изменять положение ДН в пространстве, выполнять множество задач по пространственно-временной обработке сигналов и адаптации к помехово-целевой обстановке сделали РЛС с ФАР предпочтительнее РЛС с другими типами антенных систем. Значительные преимущества получают РЛС при переходе к АФАР, которые образуют новый, перспективный класс антенных систем [АФАР/Под ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004, с.12, 13, 65, 66; Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток/Под, ред. Д.И.Воскресенского. М., Радиотехника, 2003, с.9, 11, 12, 417, 439].

Вместе с тем для решения задач, стоящих перед современными РЛС, требуется использование сигналов с широким спектром (до десятков процентов от значения несущей частоты). К таким задачам можно отнести повышение разрешающей способности РЛС, улучшение ее помехозащищенности, распознавание образа обнаруженного объекта и др. [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.67; Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т 2. М., Сов. радио, 1977, с.137].

При электронном сканировании в РЛС с ФАР и АФАР возникает известное противоречие, заключающееся, с одной стороны, в ограниченной ширине полосы пропускания антенной решетки и, с другой стороны, в необходимости применения в качестве зондирующих импульсных сигналов с широким спектром [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.67, 68, 72, 81; Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.176; 3]. Указанное противоречие приводит к тому, что при широком спектре излучаемого сигнала существенно искажается ДН. При формировании ДН на передачу такое искажение проявляется в смещении максимума ДН, расширении главного лепестка и снижении коэффициента усиления антенны в заданном направлении. При приеме и обработке сигналов изменяются их форма и частотно-временная структура, уменьшается отношение сигнал-шум (ОСШ) и нарушаются условия оптимального приема [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.68, 100].

Известен ряд источников [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.175-190; Мейлукс Р.Д. Теория и техника ФАР//ТИИЭР. 1982, т.70, №3; Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник/Я.Д.Ширман, Ю.И.Лосев, Н.Н.Минервин, С.В.Москвитин/Под ред. Я.Д.Ширмана. М., ЗАО "МАКИС". 1988, с.118, 119], описывающих способы ослабления указанного противоречия.

Один из таких способов заключается в ограничении ширины спектра частот, излучаемого сигнала заданными пределами.

Например, в РЛС, использующих ФАР с последовательным питанием со стороны края структуры, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот излучаемого сигнала, измеряемая в процентах относительно несущей частоты, должна быть примерно в два раза меньше ширины луча в градусах [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.182].

В РЛС, использующих ФАР с параллельным питанием, при сканировании в секторе ±60° ширина спектра частот зондирующего сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна ширине луча в градусах [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.177].

Другой способ заключается в том, что для расширения полосы пропускания ФАР одновременно используется два метода управления лучом - путем введения временных задержек и фазовый метод [Мейлукс Р.Д. Теория и техника ФАР//ТИИЭР. 1982, т.70, №3]. Решетка в этом случае разбивается на N частных подрешеток, на входах которых устанавливаются управляемые устройства временной задержки сигналов, а для управления фазой излучения всех антенных элементов используются фазовращатели. Результирующая ширина полосы частот такой ФАР определяется компромиссом между высокой стоимостью линий задержки при большом числе подрешеток и допустимым уровнем искажений ДН, а также ограничениями полосы пропускания при слишком малом числе подрешеток, на которые разбита ФАР. Например, в ФАР с N частными подрешетками, в каждой из которых используется устройство временной задержки, допустимая ширина спектра частот зондирующего сигнала при секторе сканирования ±60° возрастает в N раз [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.179]. Однако разбиение ФАР на подрешетки приводит к резкому ухудшению результирующей ДН из-за дифракционных лепестков, уровень которых возрастает при изменении частоты излучаемого сигнала.

Существенное расширение полосы пропускания обеспечивается в ФАР, в которых для формирования ДН применяются устройства с управляемыми временными задержками [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.138, 179-181; Радиоэлектронные системы: основы построения и теория. Справочник/ Я.Д.Ширман, Ю.И.Лосев, Н.Н.Минервин, С.В.Москвитин/ Под ред. Я.Д.Ширмана. М., ЗАО "МАКИС". 1988, с.119]. Однако при больших размерах апертуры антенны устройства временной задержки становятся слишком сложны, вносят большие потери энергии, являются частотно-зависимыми, а также дорогими и не могут применяться для управления каждым излучающим элементом [Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника. Т.2. М., Сов. радио, 1977, с.138, 181]. Как отмечено в [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.86], этот способ редко применяется на практике в связи со значительным увеличением габаритов системы управления лучом, существенным ростом потерь энергии, превышающим 10 дБ при больших углах сканирования и, следовательно, при больших длинах линий задержек.

Наиболее близким к заявляемому способу является способ цифрового формирования ДН антенной решетки с введением фазового сдвига в сигнал [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.96; АФАР/Под. ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004, с.120, 121]. Он может быть использован в АФАР при цифровом формировании ДН как на прием, так и на передачу.

При цифровом формировании ДН АФАР на передачу осуществляется введение фазового сдвига в зондирующий сигнал [АФАР/Под. ред. Д.И.Воскресенского и А.И.Канащенкова. М., Радиотехника, 2004, с.151]. Способ заключается в том, что получают квадратурные составляющие комплексной огибающей сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, в каждом антенном элементе сигнал умножают на комплексный коэффициент e j ϕ m ( θ ф ) , где φmф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН в направлении θф относительно нормали антенны, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос спектра сигнала в область несущих частот, далее сигнал усиливают и излучают антенным элементом, формируя тем самым суммарную ДН на передачу Fп(θ):

F п ( θ ) = m = 0 M 1 u m ( t , θ ) e j ϕ m ( θ ф ) ,

где um(t,θ) - зондирующий сигнал с выхода m-го антенного элемента; θ - угол распространения фронта электромагнитной волны относительно нормали антенны; m = 0, ( M 1 ) ¯ , М - количество антенных элементов; θф - угол формирования ДН относительно нормали антенны (направление фазирования).

При цифровом формировании ДН АФАР на прием осуществляется введение фазового сдвига в принятый сигнал [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.96]. Способ заключается в том, что принятые в каждом m-ом антенном элементе сигналы усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, умножают сигналы от каждого антенного элемента на величину e j ϕ m ( θ ф ) , где φmф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН с направления θф относительно нормали антенны, получают результирующую ДН (на передачу и прием) F(s,θ) путем суммирования полученных произведений для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала согласно выражению

F Σ ( s , θ ) = m = 0 M 1 y m ( s , θ ) e j ϕ m ( θ ф ) ,

где ym(s,θ) - s-й цифровой отсчет комплексной огибающей принятого сигнала на выходе m-го антенного элемента.

Недостатком способа-прототипа является то, что при цифровом формировании ДН путем введения фазового сдвига полоса пропускания антенной решетки по-прежнему остается узкой. Например, при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ ширина спектра частот сигнала ограничивается соотношением: ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах [Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток/Под ред. Д.И. Воскресенского М., Радиотехника, 2003, с.93]. С расширением спектра частот появляются искажения ДН [Проблемы антенной техники/Под ред. Л.Д.Бахраха, Д.И.Воскресенского. М., Радио и связь, 1989, с.68, 100]. Как следствие, при излучении сигнала с широким мгновенным спектром происходит смещение максимума ДН, расширение главного лепестка и снижение коэффициента усиления антенны, а при приеме и обработке изменяется частотно-временная структура сигнала, его форма, уменьшается ОСШ, нарушаются условия оптимального приема. В результате задачи, стоящие перед РЛС, оказываются невыполненными.

Целью изобретения является расширение полосы пропускания АФАР при цифровом формировании ее ДН как на передачу, так и на прием и использовании в качестве зондирующего импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала.

Способ заключается в том, что в цикле работы АФАР на передачу получают квадратурные составляющие комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, в каждом антенном элементе сигнал умножают на комплексный коэффициент e j ϕ m ( θ ф ) , где φmф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН в направлении θф относительно нормали антенны, сигнал в каждом m-ом антенном элементе дополнительно умножают на известный комплексный коэффициент e j ϕ m ( θ ф ) , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос его спектра в область несущих частот, усиливают и излучают антенным элементом, формируя тем самым суммарную ДН (на передачу)

F п ( θ ) = m = 0 M 1 u m ( t , θ ) e j ϕ m ( θ ф ) e j ϕ m ( θ ф ) ,

где um(t,θ) - зондирующий сигнал с выхода m-го антенного элемента; θ - угол распространения фронта электромагнитной волны относительно нормали антенны; m = 0, ( M 1 ) ¯ , М - количество антенных элементов; θф - угол формирования ДН относительно нормали антенны (направление фазирования), а в цикле работы АФАР на прием сигналы, принятые в каждом m-ом антенном элементе, усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, умножают сигналы от каждого антенного элемента на величину e j ϕ m ( θ ф ) , где φmф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при приеме сигнала с направления θф относительно нормали антенны, дополнительно умножают сигналы от каждого m-то антенного элемента на известный комплексный коэффициент e j ϕ ˜ m ( θ ф ) , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, получают результирующую ДН (на передачу и прием) путем суммирования полученных произведений для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала согласно выражению

F п ( s , θ ) = m = 0 M 1 y m ( s , θ ) e j ϕ ˜ m ( θ ф ) e j ϕ m ( θ ф ) ,

где ym(s,θ) - s-й цифровой отсчет комплексной огибающей принятого сигнала на выходе m-го антенного элемента.

Изобретение поясняется чертежами. На фиг.1 изображена структурная схема устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН АФАР, где 1 - цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала, 2 - процессор формирования ДН, 3 - блок цифровых приемопередающих модулей (ППМ). Блок цифровых ППМ 3 включает М цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М. Каждый цифровой ППМ включает квадратурные модуляторы 3.1.1, 3.2.1-3.M.1, цифроаналоговые преобразователи (ЦДЛ) 3.1.2, 3.2.2-3.M.1, преобразователи частоты вверх 3.1.3, 3.2.3-3.М.3, усилители 3.1.4, 3.2.4-3.М.4, переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.М.5, антенные элементы 3.1.6, 3.2.6-3.М.6, квадратурные демодуляторы 3.1.7, 3.2.7-3.М.7, аналого-цифровые преобразователи (АЦП) 3.1.8, 3.2.8-3.М.8, преобразователи частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9, малошумящие усилители 3.1.10, 3.2.10-3.M.10 и устройства защиты 3.1.11, 3.2.11-3.М.11. Причем 1-й, 2-й, …, М-й выход процессора формирования ДН 2 соединен соответственно со входами квадратурных модуляторов 3.1.1, 3.2.1-3.М.1 цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М, а выходы квадратурных демодуляторов 3.1.7, 3.2.7-3.М.7 соединены соответственно с 1-м, 2-м, …., М-м входами процессора формирования ДН 2.

На фиг.2, 3 представлены нормированные сечения ДН на передачу 128-элементной АФАР, возбуждаемой ЛЧМ сигналом, при использовании предлагаемого способа формирования ДН - Fп1(θ) и способа-прототипа - Fп2(θ) для направления фазирования θф=60° и значений относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала, равных ∆f/f0=2% и ∆f/f0=10%.

На фиг.4, 5 представлены нормированные сечения результирующей ДН 128-элементной АФАР после излучения и приема ЛЧМ сигнала для предлагаемого способа формирования ДН - F∑1(θ) и способа-прототипа - F∑2(θ) для направления фазирования θф=60° и значений относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала, равных ∆f/f0=2% и ∆f/f0=10%.

На фиг.6, 7 представлены сечения сжатого ЛЧМ сигнала Y(s∆T) в максимуме результирующей ДН 128-элементной АФАР после излучения и приема ЛЧМ сигнала при использовании предлагаемого способа формирования ДН и способа-прототипа для направления фазирования θф=60° и значений относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0=2% и ∆f/f0=10%.

Суть изобретения состоит в следующем. Пусть имеется линейная эквидистантная решетка, содержащая М ненаправленных антенных элементов. Антенные элементы расположены относительно друг друга на расстоянии d.

Рассмотрим процесс излучения ЛЧМ сигнала в направлении θ относительно нормали к решетке. Сигнал, излучаемый антенным элементом, можно записать в виде

u ( t ) = a e j ϕ ( t ) e j 2 π f 0 t , 0 t < τ , ( 1 )

где a - амплитуда ЛЧМ сигнала, φ(t) - закон изменения фазы ЛЧМ сигнала, f0 - несущая частота, τ - длительность ЛЧМ сигнала.

Из-за пространственного разнесения антенных элементов излучение сигнала каждым элементом происходит со своей задержкой, обусловленной разностью хода ∆R. Разность хода ∆R между 0-м и m-м антенными элементами и соответственно задержка во времени составляют

Δ R m = m d sin θ и Δ t m = Δ R m c = m d c sin θ . ( 2 )

Тогда сигнал на выходе m-го антенного элемента равен

u m ( t , θ ) = a e j ϕ ( t + Δ t m ) e j 2 π f 0 ( t + Δ t m ) . ( 3 )

Для ЛЧМ сигнала закон изменения фазы ϕ ( t ) = π Δ f τ t 2 , поэтому выражение (3) запишем в виде

u m ( t , θ ) = a e j π Δ f τ ( t + Δ t m ) 2 e j 2 π f 0 ( t + Δ t m ) =

= a e j π Δ f τ t 2 e j 2 π Δ f τ t Δ t m e j π Δ f τ Δ t m 2 e j 2 π f 0 t e j 2 π f 0 Δ t m = = a e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) e j π Δ f τ Δ t m ( Δ t m + 2 t ) e j 2 π f 0 Δ t m . ( 4 )

С учетом формулы (2) выражение (4) примет вид

u m ( t , θ ) = a e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ + 2 t ) e j 2 π f 0 m d c sin θ . ( 5 )

Для формирования ДН необходимо скомпенсировать разность фаз сигналов um(t,θ), излучаемых разными антенными элементами, согласно выражению (5). Вместе с тем, анализ формулы (5) показывает, что множитель e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) не зависит ни от номера антенного элемента, ни от направления излучения ЛЧМ сигнала θ, а его показатель экспоненты является общим для всех антенных элементов законом изменения фазы ЛЧМ сигнала. Показатель экспоненты множителя e j 2 π f 0 m d c sin θ характеризует набег фазы по раскрыву решетки между антенными элементами при излучении ЛЧМ сигнала в направлении θ. Для формирования ДН указанный набег фаз компенсируют в способе-прототипе комплексным множителем e j ϕ m ( θ ф ) = e j 2 π f 0 m d c sin θ ф , зависящим только от номера антенного элемента m и выбранного направления фазирования θф. Показатель экспоненты множителя e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ + 2 t ) характеризует изменение фазы ЛЧМ сигнала в течение его длительности τ для m-го антенного элемента и направления излучения θ за счет девиации частоты ∆f ЛЧМ сигнала.

Рассмотрим его подробнее. При отсутствии частотной девиации (∆f=0) показатель экспоненты e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ + 2 t ) для любого направления излучения ЛЧМ сигнала равен нулю, а сам множитель равен единице, что соответствует излучению узкополосного сигнала. Выражение (5) при этом сводится к виду

u m ( t , θ ) = a e j 2 π f 0 t e j 2 π f 0 m d c sin θ . ( 6 )

Для формирования ДН в способе-прототипе набег фаз в показателе экспоненты e j 2 π f 0 m d c sin θ компенсируют комплексным множителем e j 2 π f 0 m d c sin θ ф . При введении частотной девиации (∆f≠0) показатель экспоненты e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ + 2 t ) становится отличным от нуля при излучении ЛЧМ сигнала на угол θ≠0, что приводит к дополнительному изменению фазы излучаемого сигнала, зависящему от номера m антенного элемента, направления излучения ЛЧМ сигнала θ, девиации частоты ∆f, длительности импульса τ, расстояния между антенными элементами d и времени t, 0≤t<τ. В способе-прототипе указанный набег фаз не компенсируется, что приводит к искажению ДН. Причем искажения тем существеннее, чем больше девиация частоты ∆f ЛЧМ сигнала и отклонение направления излучения θ сигнала от нормали к решетке.

Таким образом, для формирования ДН АФАР при излучении ЛЧМ сигнала необходимо в каждом m-ом антенном элементе для выбранного направления фазирования θф скомпенсировать изменение фазы сигнала за счет девиации частоты ∆f излучаемого ЛЧМ сигнала, что эквивалентно умножению на комплексный коэффициент e j π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 е ) . При цифровом формировании ДН выражение для компенсации дополнительного фазового сдвига в зондирующем сигнале имеет вид

e j ϕ m ( θ ф ) = e j π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 s Δ T ) , ( 7 )

где s - номер цифрового отсчета, s = 0, S 1 ¯ , S - количество отсчетов, приходящихся на длительность ЛЧМ сигнала; ∆T - период дискретизации сигнала.

После преобразования сигналов в каждом m-ом антенном элементе в аналоговую форму, переноса их спектра в область несущих частот, усиления и излучения антенными элементами происходит формирование суммарной ДН на передачу:

F п ( θ ) = m = 0 M 1 u m ( t , θ ) e j ϕ m ( θ ф ) e j ϕ m ( θ ф ) . ( 8 )

Рассмотрим процесс формирования ДН АФАР на прием при условии, что ДН на передачу при излучении ЛЧМ сигнала была сформирована предлагаемым выше способом.

Сигнал, принятый m-ым антенным элементом с направления 9 относительно нормали к решетке, представим в виде

y m ( t , θ ) = b e j ϕ ( t Δ t m ) e j 2 π ( f 0 ± f д ) ( t Δ t m ) , t 3 t < t 3 + τ , ( 9 )

где b - амплитуда сигнала, t3 - время запаздывания сигнала, fд - частота Доплера сигнала. Для закона изменения фазы ЛЧМ сигнала вида ϕ ( t ) = π Δ f τ t 2 выражение (9) запишем следующим образом

y m ( t , θ ) = b e j ϕ ( t Δ t m ) e j 2 π ( f 0 ± f д ) ( t Δ t m ) = b e j π Δ f τ ( t Δ t m ) 2 e j 2 π ( f 0 ± f д ) ( t Δ t m ) = = b e j π Δ f τ t 2 e j 2 π Δ f τ t Δ t m e j π Δ f τ Δ t m 2 e j 2 π ( f 0 ± f д ) t e j 2 π ( f 0 ± f д ) Δ t m = = b e j [ 2 π ( f 0 ± f д ) t + π Δ f τ t 2 ] e j π Δ f τ Δ t m ( Δ t m 2 t ) e j 2 π ( f 0 ± f д ) Δ t m . ( 10 )

С учетом формулы (2) выражение (10) примет вид

y m ( t , θ ) = b e j [ 2 π ( f 0 ± f д ) t + π Δ f τ t 2 ] e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ 2 t ) e j 2 π ( f 0 ± f д ) m d c sin θ . ( 11 )

Как правило, достаточно корректно условие f0>>fд, тогда выражение (11) окончательно запишем в виде

y m ( t , θ ) = b e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ 2 t ) e j 2 π f 0 m d c sin θ . ( 12 )

Анализ формулы (12) показывает, что множитель e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) не зависит ни от номера антенного элемента, ни от направления фазирования, а показатель экспоненты определяет общий для всех антенных элементов закон изменения фазы ЛЧМ сигнала. Показатель экспоненты множителя e j 2 π f 0 m d c sin θ характеризует набег фазы по раскрыву АФАР между антенными элементами решетки, на которую падает электромагнитная волна под углом θ относительно нормали. Для формирования ДН на прием указанный набег фаз компенсируют в способе-прототипе комплексным множителем e j 2 π f 0 m d c sin θ ф , зависящим только от номера антенного элемента m и выбранного направления фазирования θф. Показатель экспоненты множителя e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ 2 t ) характеризует изменение фазы ЛЧМ сигнала в течение его длительности τ для m-го антенного элемента, принимаемого с направления θ, за счет девиации частоты ∆f ЛЧМ сигнала. В способе-прототипе указанный набег фаз при формировании ДН на прием не компенсируется, что приводит к ее искажению. Причем искажения тем существеннее, чем больше девиация частоты ∆f ЛЧМ сигнала и отклонение направления его приема θ от нормали к решетке.

Таким образом, для формирования ДН АФАР на прием необходимо в каждом m-ом антенном элементе для выбранного направления фазирования θф скомпенсировать изменение фазы сигнала за счет девиации частоты ∆f ЛЧМ сигнала, что эквивалентно умножению на комплексный коэффициент e j π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф 2 t ) . При цифровом формировании ДН выражение для компенсации дополнительного фазового сдвига в принятый эхосигнал имеет вид

e j ϕ m ( θ ф ) = e j π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф 2 s Δ T ) . ( 13 )

При этом выражение для результирующей ДН (на передачу и прием) определяется следующим образом:

F Σ ( s , θ ) = m = 0 M 1 y m ( s , θ ) e j ϕ ˜ m ( θ ф ) e j ϕ m ( θ ф ) . ( 14 )

Осуществить предлагаемый способ возможно в цифровой АФАР. Один из возможных вариантов структурной схемы устройства, реализующего предлагаемый способ цифрового формирования ДН при излучении и приеме ЛЧМ сигнала, представлен на фиг.1.

При излучении АФАР цифровой синтезатор ЛЧМ сигнала 1 формирует комплексные отсчеты u(s) ЛЧМ сигнала, следующих с периодом ∆T, с заданными параметрами девиации частоты ∆f и длительности импульса τ в соответствии с выражением

u ( s ) = a e j ϕ ( s Δ T ) = a e j π Δ f τ ( s Δ T ) 2 , ( 15 )

которые поступают на вход процессора формирования ДН 2. В процессоре 2 для заданных направлений фазирования θф и номеров отсчетов s осуществляется умножение входного ЛЧМ сигнала u(s) на комплексные коэффициенты вида

ρ m ( s , θ ф ) = e j ϕ m ( θ ф ) e j ϕ m ( θ ф ) = e j [ 2 π f 0 m d c sin θ ф + π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 s Δ T ) ] , ( 16 )

позволяющие компенсировать изменение фазы ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ m, выбранного направления фазирования θф, а также его девиации частоты ∆f. При этом формируются М сигналов um(s,θф) m = 0, M 1 ¯ , соответствующих числу М цифровых ППМ вида

u m ( s , θ ф ) = a e j π Δ f τ ( s Δ T ) 2 ρ m ( s , θ ф ) = = a e j π Δ f τ ( s Δ T ) 2 e j [ 2 π f 0 m d c sin θ ф + π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 s Δ T ) ] . ( 17 )

С 1-го, 2-го, …, М-го выходов процессора формирования ДН 2 МЛЧМ сигналов um(s,θф) m = 0, M 1 ¯ поступают на входы квадратурных модуляторов 3.1.1, 3.2.1-3.M.1 цифровых ППМ 3.1, 3.2, …, 3.М соответственно. Квадратурные модуляторы 3.1.1, 3.2.1-3.M.1 осуществляют перенос спектра ЛЧМ сигнала в область промежуточных частот. Далее осуществляется преобразование сигналов в аналоговую форму с помощью соответствующих цифроаналоговых преобразователей (ЦАП) 3.1.2, 3.2.2-3.М.2, перенос спектра ЛЧМ сигнала в область несущих частот с помощью преобразователей частоты вверх 3.1.3, 3.2.3-3.М.3 и формирование в каждом из цифровых ППМ сигналов

u m ( s , θ ф ) = a e j π Δ f τ ( s Δ t ) 2 e j [ 2 π f 0 m d c sin θ ф + π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 s Δ T ) ] = = a e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) e π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 t ) e j 2 π f 0 m d c sin θ ф , ( 18 )

затем их усиление в усилителях 3.1.4, 3.2.4-3.М.4 и через переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.М.5 излучение в пространство с помощью соответствующих антенных элементов 3.1.6, 3.2.6-3.М.6. Тем самым формируется суммарная ДН на передачу вида

F п ( θ ) = m = 0 M 1 u m ( t , θ ) e j ϕ m ( θ ф ) e j ϕ m ( θ ф ) = ( 19 ) = m = 0 M 1 a e j ( 2 π f 0 t + π Δ f τ t 2 ) e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ + 2 t ) e j 2 π f 0 m d c sin θ e j π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф + 2 t ) e j 2 π f 0 m d c sin θ ф .

Принимаемые антенными элементами 3.1.6, 3.2.6-3.М.6 сигналы поступают через переключатели прием-передача 3.1.5, 3.2.5-3.M.5 на входы устройств защиты 3.1.11, 3.2.11-3.М.11, выполняющих роль защиты чувствительного приемного тракта цифровых ППМ 3.1, 3.2-3.М от просачивания зондирующих сигналов при их излучении и воздействия мощных помех при приеме. С выхода устройств защиты 3.1.11, 3.2.11-3.M.11 сигналы поступают на входы малошумящих усилителей 3.1.10, 3.2.10-3.M.10, которые поднимают амплитуду сигнала до требуемого уровня для дальнейшей оцифровки. Далее осуществляется перенос спектра ЛЧМ сигналов в область промежуточных частот с помощью преобразователей частоты вниз 3.1.9, 3.2.9-3.М.9 и их преобразование в цифровую форму с помощью соответствующих АЦП 3.1.8, 3.2.8-3.М.8. С выходов последних сигналы подаются на входы квадратурных демодуляторов 3.1.8, 3.2.8-3.М.8. Квадратурные демодуляторы осуществляют формирование комплексной огибающей принятых ЛЧМ сигналов

y m ( s , θ ) = b e j π Δ f τ ( s Δ T ) e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ 2 s Δ T ) e j 2 π f 0 m d c sin θ . ( 20 )

С выходов квадратурных демодуляторов 3.1.7, 3.2.7-3.М.7 комплексные огибающие М принятых ЛЧМ сигналов поступают на 1-й, 2-й, …, М-й входы процессора формирования ДН 2 соответственно. В процессоре 2 для заданного направления фазирования θф и номера дискретного отсчета s осуществляется умножение m-го, m = 0, M 1 ¯ принятого ЛЧМ сигнала на комплексные коэффициенты вида

ρ m ( s , θ ф ) = e j [ 2 π f 0 m d c sin θ ф π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф 2 s Δ T ) ] , ( 21 )

позволяющие компенсировать изменение фазы принятого ЛЧМ сигнала в зависимости от номера цифрового ППМ m, выбранного направления фазирования θф, а также его девиации частоты ∆f и суммирование сигналов с выходов цифровых ППМ для каждого s-го отсчета. При этом формируется результирующая ДН (на передачу и прием) вида

F Σ ( s , θ ) = m = 0 M 1 y m ( s , θ ) ρ ˜ m ( s , θ ф ) = ( 22 ) F Σ ( s , θ ) = m = 0 M 1 b e j π Δ f τ ( s Δ T ) 2 e j π Δ f τ m d c sin θ ( m d c sin θ 2 s Δ T ) e j 2 π f 0 m d c sin θ e j [ 2 π f 0 m d c sin θ ф π Δ f τ m d c sin θ ф ( m d c sin θ ф 2 s Δ T ) ] .

Подтверждение возможности получения вышеуказанного технического результата при осуществлении предлагаемого способа проводилось по результатам имитационного моделирования. На фиг.2-7 представлены сравнительные характеристики 128-элементной АФАР для предлагаемого способа формирования ДН и способа-прототипа.

На фиг.2, а, б представлены сечения ДН при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0=2% и направлении фазирования θф=60° для предлагаемого способа (фиг.2, а) - Fп1(θ) и способа-прототипа - Fп2(θ) (фиг.2, б). На фиг.3, а, б представлены аналогичные сравнительные характеристики АФАР при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0=10%. Для удобства сравнения графических зависимостей по осям абсцисс на фиг.2, 3 отложены относительные значения углов θ-θф. На фиг.2, 3 показана динамика изменения ДН АФАР для двух характерных случаев ее формирования: в начале tн и конце tк интервала излучения импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала. Кроме того, на фиг.2, б и 3, б показаны значения ДН для способа-прототипа в начале - Fпн2ф) и конце - Fп2ф) интервала излучения импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала для направления фазирования θф=60°. Это позволяет оценить потери в усилении зондирующего сигнала ∆Ky=101g[Fпн2ф)/Fпк2ф)] для способа-прототипа в зависимости от относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0 и заданного направления фазирования θф. На фиг.2, 3 показаны также абсолютные максимальные значения ДН для предлагаемого способа - Fп1maxф) и способа-прототипа - Fп2maxф) при направлении фазирования θф=60°, используемые для получения нормированных значений ДН Fп(θ).

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.2, а и 3, а, показывает, что при использовании предлагаемого способа формирования ДН практически не наблюдается смещения максимума ДН (∆) и снижения коэффициента усиления антенны (Ky) в конце интервала tк излучения ЛЧМ сигнала. Однако для способа-прототипа в конце tк интервала излучения ЛЧМ сигнала и направлении фазирования θф=60° наблюдается существенное смещение максимума ДН ∆ и снижение Ky. Так, например, при изменении относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала в пять раз (с 2% до 10%) смещение максимума ДН составляет ∆>1,5°, а снижение Ky равно ∆Ky=13 дБ (см. фиг.2, б и 3, б).

На фиг.4, а, б представлены нормированные сечения ДН при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0=2% и направления фазирования θф=60° для предлагаемого способа - F∑1(θ) (фиг.4, а) и способа-прототипа - F∑2(θ) (фиг.4, б). На фиг.5, а, б представлены аналогичные сравнительные характеристики АФАР при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0=10%. Для удобства сравнения графических зависимостей по осям абсцисс на фиг.4, 5 отложены относительные значения углов θ-θф. Кроме того, на фиг.4, 5 показаны абсолютные максимальные значения ДН для направления фазирования θф=60° для предлагаемого способа - F∑1maxф) и способа-прототипа - F∑2maxф), используемые для получения нормированных значений ДН F(θ). Это позволяет оценить выигрыш ∆Kв=101g[F∑1maxф)/F∑2maxф)] в энергетике принятого сигнала для предлагаемого способа по сравнению со способом-прототипом в зависимости от относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0 и заданного направления фазирования θф.

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.4 и 5, позволяет заключить, что предлагаемый способ дает значительный выигрыш в энергии принятого сигнала, для выбранного направления фазирования при отсутствии смещения максимума ДН на интервале излучения (tк-tн) ЛЧМ сигнала (см. фиг.5, б). Напротив, в способе-прототипе это смещение составляет ∆=0,35° (см. фиг.5, а) при значительных потерях в энергетике. Так, например, для направления фазирования θф=60° при изменении относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала в пять раз (с 2% до 10%) выигрыш в энергетике принятого сигнала для предлагаемого способа достигает Kв≈10 дБ (см. фиг.4 и 5).

На фиг.6, а, б и 7, а, б приведены сечения сжатого ЛЧМ сигнала в максимуме ДН при относительной ширине его спектра ∆f/f0=2% и направления фазирования θф=60° для предлагаемого способа (фиг.6, а) и способа-прототипа (фиг.6, б). На фиг.7, а, б представлены аналогичные сравнительные характеристики АФАР при относительной ширине спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0=10%. Для удобства сравнения графических зависимостей на фиг.6 и 7 начало отсчета по оси времени совмещено с максимумом сжатого ЛЧМ сигнала. Кроме того, на фиг.6, 7 показаны абсолютные максимальные значения амплитуды сжатого ЛЧМ сигнала для предлагаемого способа - Y1max(s∆T) и способа-прототипа - Y2max(s∆T), используемые для получения нормированных значений сжатого ЛЧМ сигнала в максимуме ДН для заданного направления фазирования θф=60°. Это позволяет оценить выигрыш в энергии ЛЧМ сигнала при его сжатии Kс=101g[Y1max/Y2max] для предлагаемого способа по сравнению со способом-прототипом в зависимости от относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала ∆f/f0 и направления фазирования θф=60°.

Анализ графических зависимостей, приведенных на фиг.6, а и 7, а, показывает, что при использовании предлагаемого способа формирования ДН для выбранных диапазонов изменения спектра частот и направлений фазирования практически не отмечается уменьшения амплитуды сжатого ЛЧМ сигнала. Напротив, для способа-прототипа характерно снижение амплитуды сжатого ЛЧМ сигнала при расширении его частотного спектра и отклонении направления фазирования от нормали к решетки, что приводит к существенным энергетическим потерям. Таким образом, при выбранных параметрах предлагаемый способ дает значительный выигрыш и в энергии сжатого ЛЧМ сигнала. Например, для направления фазирования θф=60° при изменении относительной ширины спектра ЛЧМ сигнала в пять раз (с 2% до 10%) этот выигрыш составляет Kс≈10 дБ (см. фиг.7).

Полосу пропускания антенной решетки можно оценить соотношением [Воскресенский Д.И. Проектирование активных фазированных антенных решеток/Под ред. Д.И.Воскресенского М., Радиотехника, 2003, с.92, 93]: при сканировании в секторе ±60° и допустимом снижении коэффициента усиления не более чем на 1 дБ ширина полосы в процентах равна удвоенной ширине луча в градусах для направления фазирования θф=0°. Из фиг.2, б-7, б видно, что для способа-прототипа относительная полоса пропускания антенной решетки ограничивается величиной примерно в 2%. Анализ данных графических зависимостей показывает, что при использовании ЛЧМ сигнала с относительной шириной спектра ∆f/f0=2% и приближении сектора сканирования к величине ±60° в способе-прототипе при излучении ЛЧМ сигнала в выбранном направлении фазирования смещается максимум ДН, снижается коэффициент усиления антенной решетки, изменяется частотно-временная структура ЛЧМ сигнала при его приеме и обработке, значительно возрастают потери в энергетике. Вследствие этого нарушаются условия оптимального приема и задачи, стоящие перед РЛС, оказываются невыполнимыми.

При использовании ЛЧМ сигнала с относительной шириной спектра ∆f/f0=10% предлагаемый способ обеспечивает формирование ДН в секторе сканирования ±60° на передачу и прием без смещения ее максимума, снижения коэффициента усиления антенной решетки и потерь в энергетике, что подтверждается графиками на фиг.2, а-7, а. Последнее говорит о том, что относительная полоса пропускания АФАР для предлагаемого способа составляет величину не менее 10%, что в пять раз превышает относительную полосу пропускания антенной решетки, обеспечиваемую способом-прототипом.

Использование изобретения в РЛС с АФАР позволит обеспечить широкую полосу пропускания антенной решетки при цифровом формировании ДН как на передачу, так и на прием с использованием импульсного широкополосного ЛЧМ сигнала в широком секторе сканирования, что повысит дальность действия РЛС, ее разрешающую способность и точность измерения координат целей.

Способ цифрового формирования диаграммы направленности активной фазированной антенной решетки при излучении и приеме линейно-частотно-модулированного сигнала, заключающийся в том, что в цикле работы активной фазированной антенной решетки (АФАР) на передачу получают квадратурные составляющие комплексной огибающей ЛЧМ сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам, в каждом антенном элементе сигнал умножают на комплексный коэффициент , где φmф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при формировании ДН в направлении θф относительно нормали антенны, отличающийся тем, что сигнал в каждом m-ом антенном элементе дополнительно умножают на известный комплексный коэффициент , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, преобразуют полученный сигнал в аналоговую форму, осуществляют перенос его спектра в область несущих частот, усиливают и излучают антенным элементом, формируя тем самым суммарную ДН (на передачу)

где um(t, θ) - зондирующий сигнал с выхода m-го антенного элемента; θ - угол распространения фронта электромагнитной волны относительно нормали антенны; , М - количество антенных элементов; θф - угол формирования ДН относительно нормали антенны (направление фазирования), а в цикле работы АФАР на прием сигналы, принятые в каждом m-ом антенном элементе, усиливают, выделяют их комплексные огибающие, осуществляют преобразование полученных комплексных огибающих сигналов в цифровую форму, умножают сигналы от каждого антенного элемента на величину , где φmф) - требуемый фазовый сдвиг для m-го антенного элемента при приеме сигнала с направления θф относительно нормали антенны, дополнительно умножают сигналы от каждого m-го антенного элемента на известный комплексный коэффициент , зависящий от параметров ЛЧМ сигнала, получают результирующую ДН (на передачу и прием) путем суммирования полученных произведений для каждого цифрового отсчета комплексной огибающей принятого сигнала согласно выражению
,
где ym (s, θ) - s-й цифровой отсчет комплексной огибающей принятого сигнала на выходе m-го антенного элемента.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к антенной технике. Технический результат - уменьшение амплитудно-фазовых ошибок поля в раскрыве многолучевой антенной решетки.

Изобретение относится к радиотехнической промышленности и может использоваться в СВЧ антенной технике в составе фазированных антенных решеток, использующих моноимпульсный метод пеленгации.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в системах радиосвязи и радиоконтроля. Технический результат - повышение помехоустойчивости приема сообщений путем повышения чувствительности, динамического диапазона по интермодуляции и надежности.

Изобретение относится к антенной технике радиосистем навигации, посадки, управления воздушным движением. Технический результат - обеспечение устойчивой работы самолетного радиооборудования UHF частотного диапазона при круговом обзоре пространства в азимутальной плоскости, в том числе в интерференционных зонах и в L, S частотных диапазонах при значительных кренах летательного объекта.

Изобретение относится к области антенной техники. Технический результат - повышение эксплуатационных возможностей решетки.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к активным фазированным антенным решеткам (АФАР), которые предназначены для использования в РЛС. Техническим результатом является создание элемента АФАР отражательного типа с более высоким коэффициентом полезного действия и более низким уровнем шумов, способного работать в составе АФАР отражательного типа с двумя ортогональными круговыми поляризациями.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к спиральным антеннам диапазона ДКМВ. Техническим результатом является снижение трудоемкости установки антенны.

Изобретение относится к области гидроакустики и может быть применено для диагностики чувствительных элементов гидроакустических антенн. Технический результат - возможность оперативного контроля работоспособности чувствительных элементов антенны и построение амплитудно-частотных характеристик гидроакустических приемников.

Изобретение относится к антеннам, а именно к планарному излучающему элементу с дуальной поляризацией, в котором явление электростатических разрядов минимизировано, и к антенной решетке, содержащей такой излучающий элемент.

Изобретение относится к области радиоэлектроники. .

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано для обнаружения и измерения расстояний до неподвижных и подвижных объектов и для измерения радиальной скорости объектов.

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС), предназначенных для навигации и обнаружения целей. .

Изобретение относится к цифровой вычислительной технике и может быть использовано в радиолокационных системах (РЛС) в устройствах измерения радиальных скорости и дальности цели.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при разработке нелинейных радаров для обнаружения исполнительных радиоэлектронных устройств управления взрывом.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для радиотехнической навигации, в частности для судовождения. .

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для радиотехнической навигации, в частности для судовождения. .

Изобретение относится к радиотехнике и может использоваться в радионавигационных системах. .

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с линейными фазированными антенными решетками (ФАР). Достигаемый технический результат - расширение полосы пропускания линейной ФАР при цифровом формировании ДНА и излучении линейно-частотно-модулированного (ЛЧМ) сигнала. Указанный результат достигается за счет того, что формируют квадратурные составляющие комплексной огибающей сигнала, в каждой квадратурной составляющей осуществляют преобразование сигнала в цифровую форму, распределяют цифровой сигнал по антенным элементам ФАР, в каждом антенном элементе ФАР сигнал умножают на соответствующий первый комплексный коэффициент, дополнительно умножают на соответствующий второй комплексный коэффициент, осуществляют квадратурную модуляцию сигнала, преобразуют в аналоговую форму, усиливают и излучают антенным элементом ФАР. 7 ил.

Изобретение относится к системам, использующим отражение или вторичное излучение радиоволн. Достигаемый технический результат изобретения - повышение разрешающей способности радиолокационных систем. Указанный результат достигается тем, что в нем производят излучение импульсных фазокодоманипулированиых (ФКМ) сигналов с изменением кода фазовой манипуляции от периода к периоду зондирования, выполняют прием отраженных сигналов и их обработку, при этом в каждом периоде зондирования излучают один из двух согласованных друг с другом ФКМ сигналов, у которых амплитуды боковых лепестков автокорреляционных функций равны по модулю, но имеют противоположные знаки, а основные пики автокорреляционных функций равны. При приеме отраженных сигналов производят их сжатие отдельно для каждого периода зондирования с получением отсчетов результатов сжатия. Излучение, прием и обработку ФКМ сигналов осуществляют за два тактовых интервала, в одном из которых в каждом периоде зондирования излучают один и тот же ФКМ сигнал, а в другом тактовом интервале используют два ФКМ сигнала, излучение которых производят поочередно последовательно от периода к периоду зондирования. После получения отсчетов результатов сжатия в обоих тактовых интервалах для каждого полученного элемента дальности выполняют N-точечное дискретное преобразование Фурье с получением спектральных отсчетов (дискретного спектра). Полученные для каждого тактового интервала дискретные спектры сравнивают, в результате чего выделяют составляющие, относящиеся к основным пикам (полезному сигналу). 8 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, а именно к мобильной радиосвязи сотовой структуры. Технический результат - улучшение равномерности распределения токов и расширение рабочей полосы частот. Синфазная антенная решетка с круговой поляризацией содержит, по меньшей мере, три идентичных антенных элемента, каждый из которых включает расположенные в одной плоскости две петли прямоугольной формы с разрывом каждая, разрывы включены в петли антенного элемента симметрично относительно точки геометрического центра антенного элемента вблизи точек его питания, расположенных в серединах смежных сторон прямоугольных петель, причем положение включения разрывов петель антенных элементов относительно точек питания антенного элемента определяет направление вращения круговой поляризации. Длина сторон прямоугольных петель антенных элементов выбрана в пределах 0.2λ…0.24λ, где λ - средняя длина волны рабочего диапазона, к концу проводника каждой петли антенного элемента, противоположному точке его питания, подключен перпендикулярный смежным сторонам прямоугольных петель антенного элемента отрезок проводника длиной в пределах 0.01λ…0.04λ, изменением длины которого корректируется входное сопротивление антенного элемента, при этом периметр петли антенного элемента выбран в пределах (0.9…1)λ, что при наличии разрыва приведет к образованию в петле антенного элемента бегущей волны распределения тока, обеспечивающего формирование круговой поляризации. 2 н. и 1 з.п. ф-лы, 6 ил.

Изобретение относится к отражающей решетке для отражающей решеточной антенны. Технический результат состоит в устранении явления дифракции. Для этого отражающая решетка содержит множество элементарных излучающих элементов, образующих отражающую поверхность без резкого перехода, и характеризуется тем, что каждый излучающий элемент отражающей поверхности выбран из совокупности заранее определенных последовательных излучающих элементов, называемой рисунком, при этом первый элемент (1) и последний элемент (9) рисунка соответствуют одной фазе по модулю 360° и являются идентичными, а излучающие элементы (1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 9) рисунка имеют излучающую структуру типа металлического пятна и/или типа излучающего отверстия, постепенно меняющуюся от одного излучающего элемента к другому соседнему излучающему элементу, при этом изменение излучающей структуры содержит последовательность постепенных увеличений, по меньшей мере, одного металлического пятна (25) и/или, по меньшей мере, одного отверстия (27) и появлений, по меньшей мере, одного металлического пятна (25) в отверстии (27) и/или, по меньшей мере, одного отверстия (27) в металлическом пятне (25). 2 н. и 13 з.п. ф-лы, 13 ил.
Наверх