Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты



Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты
Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты

 


Владельцы патента RU 2525829:

Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военная академия войсковой противовоздушной обороны Вооруженных Сил Российской Федерации имени Маршала Советского Союза А.М. Василевского" (RU)
Министерство обороны Российской Федерации (RU)

Изобретение может быть использовано в системах классификации и идентификации воздушных объектов (ВО), использующих принцип усреднения признака принадлежности при изменении ракурса объекта, а также в системах построения радиолокационных изображений объектов методом инверсного синтезирования апертуры. Достигаемый технический результат - повышение помехоустойчивости перспективного многочастотного режима радиолокационного сопровождения и формирования радиолокационных изображений объектов. Указанный результат достигается за счет того, что формируют и используют траекторную характеристику, которая представляет собой зависимость, показывающую изменение суммы разностей комплексных амплитуд смежных дальностных портретов от номера портрета, то есть от времени приема очередной фракции сигналов с перестройкой несущей частоты, при этом для построения более качественной траекторной характеристики воздушного объекта предлагается пятикратно сглаживать исходную характеристику методом скользящего среднего. 3 ил.

 

Изобретение относится к радиолокационным методам и может быть использовано в системах классификации и идентификации воздушных объектов, использующих принцип усреднения признака принадлежности при изменении ракурса объекта, а также в системах построения радиолокационных изображений (РЛИ) объектов методом инверсного синтезирования апертуры.

В первых из указанных систем необходимо использовать интервал, в пределах которого сопровождаемый объект максимально изменяет свою ориентацию относительно линии визирования, а в системах построения РЛИ - интервал, на котором угловая скорость поворота объекта является следствием только (исключительно) перемещения центра масс по прямолинейной траектории и не связана с проявлением траекторных нестабильностей полета, т.е. рысканий, кренов и тангажных флюктуации планера.

Известен радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота F ( γ ˙ ) сопровождаемого воздушного объекта (летательного аппарата) по последовательно принятым отражениям одночастотных сигналов, входящий в структуру способа формирования двумерного радиолокационного изображения [1].

Сущность этого способа выявления закона F ( γ ˙ ) заключается в том, что в направлении воздушного объекта излучают последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты из 2N импульсов (N=8,9) каждая, частоту этих импульсов изменяют от импульса к импульсу в диапазоне от f0 до (f0+Fпер), где f0 - основная (начальная) несущая частота квазиоптической области отражения сантиметрового диапазона, Fпер - диапазон, в котором осуществляется перестройка частоты от импульса к импульсу с интервалом Δf=Fпер/(2N-1). Затем принимают отраженные от летательного аппарата (ЛА) сигналы. По принятым отраженным сигналам сопровождают ЛА по угловым координатам и дальности, записывают в оперативное запоминающее устройство (ОЗУ) амплитуды и фазы, а также номер и время приема отраженных сигналов с перестройкой несущей частоты (СПНЧ), причем регистрацию или запись этих данных проводят на интервале времени Т3, на порядок превышающем величину 22NTи, где Tи - период повторения импульсов, а излучение каждой последовательности с перестройкой частоты из 2N импульсов проводят в течение интервала времени Тпосл, не превышающего 5 мс, т.е. в течение времени, практически на порядок меньшего продолжительности интервала корреляции траекторных нестабильностей полета ЛА. При этом в целях обеспечения помехозащищенности частоту импульсов каждой последовательности из 2N импульсов изменяют по уникальному случайному закону, выполняя, однако, условие, чтобы в пределах каждой 2N-импульсной последовательности частота каждого импульса повторялась только один раз.

Первым импульсом в каждой последовательности с перестройкой частоты является импульс на частоте f0. После приема, перевода из аналоговой в цифровую форму и записи в ОЗУ параметров отраженных сигналов осуществляют формирование прямоугольного двумерного массива данных, именуемого матрицей многочастотно-синтезированного рассеяния (ММСР), для чего предварительно в пределах каждой последовательности СПНЧ осуществляют в ОЗУ перестановку зарегистрированных данных, обеспечивая их последовательное расположение в столбцах ММСР в порядке монотонного возрастания частоты от f0 до (f0+Fпер). В результате получают двумерный массив данных, столбцы которого расположены в соответствии с номерами излучаемых (и соответственно принимаемых) последовательностей СПНЧ, а данные в столбцах расположены не в порядке излучения по случайному закону, а в порядке монотонного изменения частоты излучения от f0 до (f0+Fпер). Таким образом, в каждой строке массива располагают амплитуды и фазы сигналов одинаковой частоты.

Данные об отраженных сигналах записывают в элементы ММСР в комплексном виде, а именно после приема каждой m-й пачки СПНЧ из амплитуды Δk и фазы φk k-го отраженного импульса формируют комплексное значение этого отраженного импульса в виде A ˙ k = A k e j ϕ k . Далее в отдельный массив M12 записывают параметры отражений на первой частоте f0, формируя таким образом цифровую отражательную характеристику ЛА из M элементов M=Tз/Tи. Выборку эквидистантных значений отраженных сигналов на частоте f0 на интервале запоминания Tз называют генеральной, а любую выборку из взятых подряд по времени приема 2N значений в пределах генеральной выборки называют частной выборкой, при этом i-й частной выборкой (ЧВ) называют выборку, первый элемент которой соответствует i-му элементу массива M12, т.е. i-му элементу генеральной выборки (ГВ). Вычисляют коэффициенты корреляции между смежными по номерам ЧВ, т.е. между 1-й и 2-й, между 2-й и 3-й, между 3-й и 4-й и т.д. Каждому i-му коэффициенту корреляции ρi ставят в соответствие момент времени, соответствующий середине интервала, на котором получены отражения для i-й ЧВ.

В результате получают (M-2N-1) коэффициентов корреляции (КК) ρ и соответствующих им моментов времени, которые запоминают в соответствующих элементах массива D1 ОЗУ. Анализируют информацию, записанную в массив D1, и находят в них момент времени, соответствующий минимальному КК или максимальному КК. В соответствии с физическим смыслом КК считают, что в момент времени, когда КК минимален, угловая скорость поворота ЛА γ ˙ максимальна, и наоборот. Зависимость КК от времени t считают косвенной (т.е. не имеющей строгой аналитической связи с γ ˙ ) зависимостью угловой скорости γ ˙ от времени t, которую и воспринимают в качестве закона F [ γ ˙ ( t ) ] изменения γ ˙ с течением времени.

Предложенный в [1] способ выявления закона F [ γ ˙ ( t ) ] изменения угловой скорости γ ˙ не может быть признан эффективным и надежным, т.к. время между одночастотными излучаемыми сигналами имеет согласно способу жесткую зависимость от длительности Тпосл последовательности (пачки) СПНЧ. В работе [2] для получения правдоподобных значений оценочного КК (по которым в ходе обработки данных натурных экспериментов были получены пригодные для использования корреляционные характеристики P ( γ ˙ ) разных ЛА) рекомендовано использовать период повторения одночастотных сигналов, не превосходящий 1 мс. Это сильно усложняет способ формирования РЛИ, в интересах которого производится извлечение закона F [ γ ˙ ( t ) ] . Причина в том, что последовательности СПНЧ, как правило, по длительности превосходят 1 мс. Например, для пачек из 128 сигналов при Tи=30 мкс периодичность повторения сигналов первой частоты f0 составляет 7,7 мс. А если применять перестройку частоты от пачки к пачке (вместо перестройки от импульса к импульсу) и использовать накопление в коротких одночастотных пачках, то длительность последовательности пачек с перестройкой частоты еще более возрастает. Значит, для реализации корреляционного алгоритма выявления закона F [ γ ˙ ( t ) ] [1] придется дополнительно излучать сигналы основной частоты f0 внутри (в пределах) последовательности сигналов N частот. Это, во-первых, нарушит эквидистантность СПНЧ, а во-вторых, снизит помехоустойчивость режима сопровождения, т.к. сигналы с частотой f0 будут использоваться чаще и возникнет угроза постановки прицельной помехи на первой частоте f0.

Другим существенным недостатком способа-прототипа [1] является невозможность повышения отношения сигнал/шум за счет когерентного сложения сигналов перед формированием одночастотной отражательной характеристики ЛА в виде массива M12. Использование же часто повторяющихся пачек сигналов на частоте f0 еще больше снизит помехоустойчивость и увеличит длительность последовательности СПНЧ Тпосл, чем существенно усложнит обработку сигналов. В помехах и шумах отражательная характеристика ЛА на частоте f0 не сможет с выразительностью показывать моменты максимизации и минимизации γ ˙ . Собственно говоря, известный способ выявления угловой скорости γ ˙ [1] и был предложен в виду отсутствия возможности получения закона F ( γ ˙ ) по отраженным СПНЧ. И наконец, эквидистантность сигналов на частоте f0 в [1], снижающая помехоустойчивость, также обусловлена необходимостью получения одночастотной отражательной характеристики. Отсутствие такой необходимости позволяет осуществлять перестройку частоты в пределах последовательности по случайному закону для всех без исключения сигналов, а не для (2N-1) сигналов, кроме сигналов на частоте f0, которые предложено всегда в каждой пачке СПНЧ использовать первыми.

Задачей изобретения является разработка способа выявления закона изменения угловой скорости поворота ЛА относительно линии визирования при последовательном излучении фракций СПНЧ без организации более частого излучения одночастотных сигналов, так как такое излучение снижает помехоустойчивость перспективного многочастотного режима радиолокационного сопровождения и формирования РЛИ ЛА.

Для решения поставленной задачи предлагается использовать тот факт, что амплитудно-фазовые флюктуации сигналов, отраженных ЛА, становятся интенсивнее при увеличении угловой скорости поворота сопровождаемого ЛА. При этом другие факторы, влияющие на степень флюктуации радиолокационных отражений, должны быть нейтрализованы. К этим факторам относятся радиальное приближение (удаление) ЛА к радиолокационной станции (РЛС), турбовинтовая модуляция отраженных сигналов и наличие шумов (помех) произвольного происхождения. Следовательно, необходимо построить систему обработки отраженных сигналов так, чтобы максимально снизить влияние негативных факторов и эффективно выделить полезные флюктуации, связанные исключительно с поворотами ЛА относительно линии визирования РЛС.

В первую очередь, рассмотрим порядок устранения негативных факторов, а затем проверим возможность выделения интенсивности поворотов ЛА по соответствующей интенсивности амплитудно-фазовых флюктуации отраженных сигналов.

Известно [3, 4], что приближение или удаление объектов отражения радиоволн не влияет на амплитуду отраженных сигналов, но вносит фазовые добавки, кратные дробной части волнового числа 2π/λ, где λ - длина волны (для совмещенной РЛС за счет двойного хода электромагнитной волны речь должна идти о дробной части числа 4π/λ). Следовательно, на первом шаге необходимо вычислить радиальную скорость ЛА и устранить изменения фаз в принимаемых сигналах, связанные с изменением расстояния до ЛА.

Негативное влияние шумов и распределенных заградительных помех традиционно устраняется в современных РЛС на основе когерентного сложения принимаемых сигналов [3, 4]. В данном случае когерентное сложение (накопление) полезных сигналов и сопутствующее автоматическое повышение разрешающей способности по дальности предлагается осуществить методом проведения обратного быстрого преобразования Фурье (БПФ) с фракцией принятых отраженных от ЛА реализаций в пределах каждой последовательности СПНЧ. Перестановка сигналов в порядке монотонного увеличения несущей частоты (в пределах пачки СПНЧ со случайным законом изменения несущей частоты) позволяет сформировать в ОЗУ частотную характеристику ЛА, т.е. зависимость величины амплитуды и фазы отраженных сигналов от изменения частоты. Если объект на интервале облучения его последовательностью СПНЧ сохраняет относительное постоянство пространственного положения, то методом обратного БПФ из вектора частотной характеристики можно получить импульсную характеристику ЛА, как зависимость его отражательных свойств от изменения времени контакта радиолокационного сигнала сверхкороткой длительности (порядка наносекунд) постоянной амплитуды с элементами поверхности ЛА [5]. Импульсная характеристика ЛА с учетом скорости распределения волн (скорости света с) может быть пересчитана в дальностный портрет объекта, т.е. в зависимость отражательных свойств объекта от координаты радиальной дальности (вдоль линии визирования). При неизменности положения ЛА в течение Тпосл в дальностном портрете (ДлП) обеспечивается когерентное сложение отражений на разных частотах и повышается результирующее отношение сигнал-шум. То есть для обеспечения помехоустойчивости целесообразно выделять информацию об угловой скорости поворота γ ˙ после получения ДлП ЛА.

Для устранения фазовых сдвигов, связанных с радиальным движением ЛА, может использоваться рекуррентный алгоритм вычитания из фазы принятого сигнала фазового компонента, обусловленного исключительно изменением расстояния до ЛА. Рекуррентность нужна в случае использования вобуляции частоты повторения импульсов. Если же период повторения постоянен, то компенсацию можно проводить по универсальной формуле, приведенной в [6-8]. Однако оба эти подхода предполагают знание радиальной скорости движения ЛА, вычисляемой на предварительном этапе стандартным методом в режиме одночастотного зондирования [7].

В данном же случае применение излучения одночастотных сигналов предложено исключить из соображений повышения помехоустойчивости режима сопровождения. Поэтому для устранения фазовых набегов радиального характера в данном случае уместно использование способа, описанного в [8, 9]. Этот способ построения информативного дальностного портрета и оценки радиальной скорости ЛА сам основан на компенсации рассматриваемых фазовых сдвигов, обусловленных его радиальным движением. Поскольку данный способ достаточно подробно описан в [9], то нет необходимости подробно излагать его сущность. Предлагается в рамках данного изобретения считать применение способа [9] целесообразным, эффективным, доказанным и называть его способом компенсации «дальностных» фазовых набегов (т.е. связанных с изменением дальности до ЛА) методом минимума энтропии.

Третий негативный фактор, связанный с проявлением турбовинтового эффекта (ТВЭ), устраняется за счет использования предлагаемого способа изменения частоты зондирования в пределах каждой последовательности СПНЧ по случайному закону. Случайное изменение частоты зондирующих сигналов в пачках нарушает закономерный характер проявления в параметрах отражений турбовинтовой модуляции и как следствие ведет к «размазыванию» потенциально возможных ложных турбовинтовых составляющих в структуре формируемых дальностных портретов.

Таким образом, устранение негативных для выявления закона F [ γ ˙ ( t ) ] факторов предлагается осуществлять на основе:

1) применения в пачках СПНЧ случайного закона перестройки;

2) когерентного сложения отражений от элементов конструкции ЛА методом обратного БПФ с его частотной характеристикой;

3) устранения дальностных фазовых набегов в процессе формирования ДлП объекта методом минимума энтропии в соответствии со способом [9].

Для выявления (выделения) закона изменения угловой скорости γ ˙ предлагается формировать и использовать траекторную характеристику ЛА. Траекторная характеристика (ТХ) - это зависимость, показывающая изменение суммы разностей комплексных амплитуд смежных дальностных портретов от номера портрета, т.е. от времени приема очередной пачки СПНЧ.

Предшествующее построению траекторной характеристики формирование ДлП ЛА предлагается осуществить после излучения и приема отраженных от ЛА пачек СПНЧ. В излучаемых пачках используемые частоты зондирующих сигналов должны подчиняться случайному закону, не повторяющемуся от пачки к пачке. Причем в данном случае сигналы на частоте f0 не являются исключением.

При линейном изменении несущей частоты в пачке СПНЧ частота первого импульса (первая частота) равна f1=f0, частота второго импульса (вторая частота) равна f2=f0+Δf, частота третьего импульса (третья частота) равна f3=f0+2Δf и так далее, так что частота K-го импульса (K-я частота) равна fK=f0+(K-1)Δf, где Δf - щаг перестройки (интервал изменения) частоты между смежными по номеру импульсами. Если все К частот являются априори известными, то можно расположить импульсы разных частот в пачке хаотично, по случайному закону, причем закон должен обязательно изменяться от пачки к пачке [1].

Длительность пачек Тпосл не должна превышать 5 мс. В этом случае перемещением ЛА на интервале излучения всех импульсов пачки можно пренебречь. Величину 5 мс принято называть интервалом истинной когерентности, т.е. интервалом, на котором полученные от объекта отраженные сигналы являются когерентными вследствие неподвижности объекта.

После приема каждой m-й пачки СПНЧ из амплитуды Ak и фазы φk k-го отраженного импульса формируют комплексное значение этого отраженного сигнала A ˙ k = A k e j ϕ k аналогично [1], а затем формируют в ОЗУ РЛС вектор-столбец зарегистрированных данных, обеспечивая их последовательное расположение в этом m-м векторе-столбце в порядке монотонного возрастания частоты от f0 до (f0+Fпер). Из M столбцов (M>>22N) формируют избыточную ММСР (ИММСР), располагая столбцы в порядке приема отражений по времени. В результате получают ИММСР, изображенную на фиг.1.

В целях снижения степени влияния вредных шумов и устранения фазовых искажений, связанных с радиальным движением ЛА, с каждым вектором-столбцом ИММСР проводят операцию обратного БПФ в сочетании с компенсацией «дальностных» фазовых набегов методом минимума энтропии [9]. За счет когерентного сложения отражений на разных частотах повышается результирующее отношение сигнал-шум и формируется ДлП ЛА, соответствующий варианту гипотетической остановки ЛА в пространстве, иначе говоря, - варианту отсутствия радиального перемещения ЛА. Сформированный в m-м столбце ДлП H ˙ m объекта можно представить массивом (матрицей) комплексных данных H ˙ m = H ˙ 1 m H ˙ 2 m H ˙ 3 m H ˙ K m .

Из векторов дальностных портретов ЛА в ОЗУ РЛС формируют двумерную избыточную дальностно-временную матрицу рассеяния (ИДВМР), заменяя в ИММСР каждый m-й столбец отражений на разных частотах на соответствующий m-й вектор дальностного портрета. Аналитически ИДВМР H ˙ и можно представить в виде объединения комплексных данных отражений от ЛА по K строкам и M столбцам

H ˙ и = m = 1 M k = 1 K H ˙ k m = m = 1 M k = 1 K H k m exp ( j ξ k m ) ,                                      ( 1 )

где Hm - амплитуда импульсного отклика в m-м дальностном портрете в k-м элементе разрешения по дальности [5-7], ξkm - фаза импульсного отклика в m-м дальностном портрете в k-м элементе разрешения по дальности, полученная после проведения обратного БПФ с вектором отражений от воздушного объекта m-й пачки СПНЧ.

В k-й строке ИДВМР H ˙ и амплитуды реальных отражений будут присутствовать лишь в том случае, если в k-м элементе дальности просматриваемого по радиальной координате окна будет расположен рассеивающий центр (РЦ) поверхности ЛА. Таких РЦ на планере ЛА конечное число. Поэтому многие элементы ИДВМР будут содержать только шумовые составляющие, не несущие полезной информации. Для исключения этих строк из дальнейших операций определяется пороговый уровень Нп, рассчитываемый по формуле

H п = 1 K M m = 1 M k = 1 K | H ˙ k m | .                                                        ( 2 )

В первом по счету дальностном портрете ЛА путем сравнения модулей его элементов | H ˙ 11 | , | H ˙ 21 | , | H ˙ 31 | , …, | H ˙ K 1 | с порогом Hп определяются номера строк ИДВМР, которые (строки) впоследствии будут использованы в способе выявления закона F [ γ ˙ ( t ) ] . Критерием использования k-й строки в дальнейших операциях является выполнение условия

| H ˙ k 1 | > H п .                                                                    ( 3 )

В ИДВМР H ˙ и все k-е строки, не соответствующие критерию (3), обнуляются, что аналогично исключению их из дальнейшего рассмотрения.

Следующим (основным) этапом выявления закона F [ γ ˙ ( t ) ] является построение ТХ объекта. Для получения величины m-го значения ТХ предлагается использовать выражение

u m = 1 K k = 1 K { [ | H ˙ k m | cos ξ k m | H ˙ k ( m + 1 ) | cos ξ k ( m + 1 ) ] +          + [ | H ˙ k m | sin ξ k m | H ˙ k ( m + 1 ) | sin ξ k ( m + 1 ) ] } ,                                           ( 4 )

где | H ˙ k m | cos ξ k m и | H ˙ k m | sin ξ k m - соответственно косинусная ( R k m cos ) и синусная ( I k m sin ) квадратурные составляющие k-го элемента разрешения по дальности в m-м ДлП; m = 1, ( M 1 ) ¯ - порядковый номер ДлП или вектора-столбца в ИДВМР.

Тем самым вычисляется усредненное по всем значащим информативным элементам дальности значение разности между косинусными составляющими смежных дальностных портретов и синусными составляющими смежных ДлП, в данном случае смежными считаются m-й и (m+1)-й ДлП.

Из m-х значений, вычисленных но формуле (4), формируется полная ТХ ЛА, включающая (M-1) элементов.

Графическая интерпретация траекторной характеристики ЛА, полученной методом математического моделирования, представлена на фиг.2. Пунктиром на фиг.2 обозначен истинный закон изменения угловой скорости (ЗИУС) ЛА, находящегося на дальности 30 км, высоте 1 км, движущегося со скоростью 100 м/с под курсовым углом 30° с рысканиями планера амплитудой 2° и средней угловой скоростью рыскания γ ˙ = 1,5 ° / c .

Как видно из фиг.2, изрезанность сформированной изначально ТХ слишком сильна, что не позволяет проводить ее автоматизированный анализ. Для сглаживания ТХ предлагается использовать метод скользящего среднего на основе расчетов каждого m-го сглаженного значения ТХ по формуле

u с г л m = 1 M ч в s = 1 M ч в u m + s M ч в / 2 ,                                                    ( 5 )

где число отсчетов Mчв частной выборки, выделенной из генеральной выборки, определяется по формуле

M ч в = T T H min 5 T п о с л ,                                                                      ( 6 )

исходя из того, что время набора отсчетов в частную выборку не должно превышать четверти минимального периода TTH min рысканий при траекторных нестабильностях полета ЛА в турбулентной атмосфере, а также из того, что отсчеты в ТХ следуют через период времени, равный длительности пачки СПНС Tпосл. В данном случае предлагается использовать пятую часть минимального периода рысканий планера TTH min, составляющего величину порядка 1 с.

Для формирования более качественной, ровной, пригодной для автоматизированного анализа сглаженной ТХ предлагается повторять процесс сглаживания исходной ТХ воздушного объекта 5 раз.

Графический вид сглаженной траекторной характеристики, соответствующей исходной ТХ (фиг.2), показан на фиг.3. Как видно, эта ТХ вполне пригодна для определения интервалов с максимальной, минимальной и средней угловой скоростью поворота ЛА относительно линии визирования. Аналитически сглаженную ТХ можно выразить объединением ее элементов Z ( m ) = m = 1 M p u с г л m , Mp=M-Mчв/2-1 - рабочая длина сглаженной ТХ в пикселях (элементах, точках).

Для выявления закона F [ γ ˙ ( t ) ] изменения угловой скорости поворота ЛА во времени предлагается использовать правило: более высокому значению ТХ соответствует более высокая угловая скорость поворота ЛА при ТН, и наоборот. Таким образом, поведение сформированной ТХ предлагается (что целесообразно) считать косвенным законом изменения угловой скорости γ ˙ поворота ЛА с течением времени F [ γ ˙ ( t ) ] , выявление которого и является задачей изобретения. Иными словами сформированную сглаженную ТХ воздушного объекта Z(m) предлагается использовать в качестве закона F [ γ ˙ ( t ) ] его поворота относительно линии визирования (относительно РЛС). При этом следует учитывать тот факт, что время излучения Tизл m m-й последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты связано с соответствующим номером uсгл m сглаженной траекторной характеристики воздушного объекта следующим выражением Tизл m≈Tпосл(m+Мчв/2).

Предложенный способ является более эффективным по сравнению с прототипом [1], так как он не требует более частого излучения сигналов на основной частоте f0, а также анализирует информацию о сопровождаемом ВО лишь после когерентного суммирования сигналов в ДлП, т.е. менее чувствителен к помехам и шумам приемника. Способ рекомендуется к использованию в радиолокационных системах классификации ВО, требующих усреднения признаков классификации по ракурсу, а также в системах формирования РЛИ ВО для определения наиболее информативных интервалов инверсного синтезирования.

Источники информации

1. Патент РФ №2234110. Способ построения двумерного радиолокационного изображения воздушной цели. Митрофанов Д.Г., Бортовик В.В. и др. Заявка №2003100255. БИПМ №22 от 10.08.2004. С.546-548 (прототип).

2. Митрофанов Д.Г., Прохоркин А.Г., Нефедов С.И. Измерение поперечных размеров летательных аппаратов по частотной протяженности доплеровского портрета // Радиотехника. 2008 №1. С.84-90.

3. Теоретические основы радиолокации / Под ред. Я.Д. Ширмана. - М.: Сов. радио, 1970. - 560 с.

4. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. Учебник для вузов. - М.: Сов. радио, 1973. - 496 с.

5. Митрофанов Д.Г. Формирование двумерного радиолокационного изображения цели с траекторными нестабильностями полета // Радиотехника и электроника. РАН, 2002. №7. С.852-859.

6. Митрофанов Д.Г. Комплексный адаптивный метод построения радиолокационных изображений в системах управления двойного назначения // Теория и системы управления. Известия РАН. 2006. №1-2. С.101-118.

7. Митрофанов Д.Г. Метод построения радиолокационных изображений аэродинамических летательных аппаратов // Полет. 2006. №11. С 52-60.

8. Майоров Д.А., Савостьянов В.Ю., Митрофанов Д.Г. Измерение радиальной скорости воздушных объектов в режиме перестройки частоты // Измерительная техника. 2008. №2. С 43-47.

9. Патент №2326402 от 10.06.2008. Способ измерения радиальной скорости воздушной цели в режиме перестройки частоты от импульса к импульсу. Савостьянов В.Ю., Майоров Д.А., Прохоркин А.Г., Митрофанов Д.Г. Опубл. 10.06.2008. БИПМ №16. Часть III. С.752.

Радиолокационный способ выявления закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта по последовательно принятым отражениям сигналов с перестройкой несущей частоты, заключающийся в том, что в направлении воздушного объекта излучают последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты из 2N импульсов (N=8,9) каждая, частоту этих импульсов изменяют от импульса к импульсу в диапазоне от f0 до (f0+Fпер), где f0 - начальная несущая частота квазиоптической области отражения сантиметрового диапазона, Fпер - диапазон, в котором осуществляется перестройка частоты от импульса к импульсу с интервалом Δf=Fпер/(2N-1), принимают отраженные от воздушного объекта сигналы, по принятым отраженным сигналам сопровождают воздушный объект по угловым координатам и дальности, записывают в оперативное запоминающее устройство амплитуды и фазы, а также номер и время приема отраженных сигналов с перестройкой несущей частоты, причем запись этих данных проводят на интервале времени Т3, на порядок превышающем величину 22NTи, где Ти - период повторения импульсов, а излучение каждой последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты из 2N импульсов проводят в течение интервала времени Тпосл, не превышающего 5 мс, т.е. в течение времени, на порядок меньшего продолжительности интервала корреляции траекторных нестабильностей полета воздушного объекта, при этом частоту импульсов каждой последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты из 2N импульсов изменяют исходя из условия, чтобы в пределах каждой 2N-импульсной последовательности частота каждого импульса повторялась только один раз, после приема, перевода из аналоговой в цифровую форму и записи в оперативное запоминающее устройство параметров отраженных сигналов осуществляют формирование прямоугольного двумерного массива данных, именуемого матрицей многочастотно-синтезированного рассеяния, для чего предварительно в пределах каждой последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты осуществляют в оперативном запоминающем устройстве перестановку зарегистрированных данных, обеспечивая их последовательное расположение в столбцах матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния в порядке монотонного возрастания частоты от f0 до (f0+Fпер), в результате получают двумерный массив данных, столбцы которого расположены в соответствии с номерами излучаемых и соответственно принимаемых последовательностей сигналов с перестройкой несущей частоты, а данные в столбцах расположены в порядке монотонного изменения частоты излучения от f0 до (f0+Fпер), таким образом, в каждой строке массива располагают амплитуды и фазы отраженных сигналов одинаковой частоты, данные о параметрах отраженных сигналов записывают в элементы матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния в комплексном виде, а именно после приема каждой m-й пачки сигналов с перестройкой несущей частоты из амплитуды Аk и фазы φk k-го отраженного импульса формируют для записи комплексное значение этого отраженного импульса в виде ,
отличающийся тем, что при формировании матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния используют число М столбцов в ней, подчиненное неравенству M>>22N, а число строк К оставляют равным K=2N, сформированную при таких условиях матрицу многочастотно-синтезированного рассеяния именуют избыточной матрицей многочастотно-синтезированного рассеяния, каждому элементу сформированной избыточной матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния присваивают индексы k и m, где k - номер строки, a m - номер столбца избыточной матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния, таким образом комплексное значение отраженного сигнала в m-м столбце k-й строки избыточной матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния получает обозначение , где Аkm и φkm - соответственно амплитуда и фаза отраженного сигнала, принятого в m-й последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты на k-й частоте, после перестановки данных в каждом m-м столбце в порядке монотонного возрастания несущей частоты проводят с вектором комплексных данных этого столбца избыточной матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния операцию обратного быстрого преобразования Фурье в сочетании с компенсацией дальностных фазовых набегов методом минимума энтропии, в результате из каждого m-го столбца избыточной матрицы многочастотно-синтезированного рассеяния получают m-й вектор комплексных чисел , называемый иными словами m-м дальностным портретом воздушного объекта или вектором m-го дальностного портрета, из векторов полученных дальностных портретов в порядке возрастания их номеров формируют избыточную дальностно-временную матрицу рассеяния с М столбцами и К строками, имеющую аналитическую запись вида
,
где Нkm - амплитуда импульсного отклика в m-м дальностном портрете в k-м элементе разрешения по дальности, ξkm - фаза импульсного отклика в m-м дальностном портрете в k-м элементе разрешения по дальности, полученная после проведения обратного быстрого преобразования Фурье с вектором отражений от воздушного объекта m-й пачки сигналов с перестройкой несущей частоты, определяют величину порогового уровня Нп путем нахождения среднего, по всей избыточной дальностно-временной матрице рассеяния, значения модуля элемента матрицы по формуле
,
сравнивают величины модулей элементов первого столбца избыточной дальностно-временной матрицы рассеяния с величиной Нп и в случае выполнения условия элементы k-й строки избыточной дальностно-временной матрицы рассеяния оставляют без изменения, в противном же случае обнуляют все элементы k-й строки этой матрицы, формируют траекторную характеристику воздушного объекта как зависимость, показывающую изменение суммы разностей комплексных амплитуд смежных дальностных портретов в соответствии с изменением номера дальностного портрета, для этого рассчитывают m-е значение траекторной характеристики воздушного объекта по формуле где и - соответственно косинусная и синусная квадратурные составляющие k-го элемента разрешения по дальности в m-м дальностном портрете, - порядковый номер дальностного портрета или вектора-столбца в избыточной дальностно-временной матрице рассеяния, пять раз подряд проводят процедуру сглаживания траекторной характеристики воздушного объекта, для чего предварительно определяют число элементов Мчв частной выборки, представляющей собой взятые подряд элементы траекторной характеристики воздушного объекта, по формуле , где TTHmin - минимальный период рысканий планера воздушного объекта при траекторных нестабильностях полета в турбулентной атмосфере, составляющий величину порядка 1 с, а затем определяют m-е значение сглаженной траекторной характеристики воздушного объекта по формуле
,
пятикратно сглаженную траекторную характеристику воздушного объекта используют в качестве закона изменения угловой скорости поворота сопровождаемого воздушного объекта с течением времени с учетом того, что время излучения Тизл m m-й последовательности сигналов с перестройкой несущей частоты связано с соответствующим номером uсгл m сглаженной траекторной характеристики воздушного объекта выражением Тизл m≈Тпосл(m+Мчв/2).



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения.

Изобретение относится к радиоэлектронике. Технический результат - обеспечение доступа к узкополосным сигналам в отложенном режиме и повышение числа одновременно функционирующих каналов приема.

Изобретение может быть использовано в импульсно-доплеровских радиовысотомерах (РВ). Достигаемый технический результат - расширение функциональных возможностей, повышение скрытности излучения и максимальной измеряемой высоты без увеличения излучаемой мощности.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля воздушного, наземного и морского пространства с использованием прямых и рассеянных подвижными объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения.

Изобретение относится к областям гидроакустики и радиолокации и может быть применено в автоматических системах вторичной обработки радиолокационных и гидроакустических станций, установленных на подвижном носителе.

Изобретение относится к методам и средствам радиолокации нелинейно-рассеивающих объектов. В качестве зондирующего сигнала используются три гармоники с соответствующими частотами.
Изобретение относится к области активной радиолокации и касается обнаружения объектов, покрытых радиопоглощающим материалом, в частности самолетов типа «стелс».

Изобретение относится к радиотехнике, преимущественно к радиолокации, в частности, может быть использовано для зондирования квазимонохроматическими и дискретно-частотными сигналами стационарных, линейно рассеивающих электромагнитные волны объектов.

Изобретение относится к радиолокации пассивных космических объектов (КО), например крупных метеоритов и астероидов (размерами более десяти метров), которые могут представлять опасность при столкновении с Землей. Способ включает радиолокационное зондирование КО, вращающегося в процессе полета, периодической последовательностью высокоразрешающих радиосигналов наносекундной длительности. Число этих импульсов соответствует числу ракурсов КО за период его вращения, максимальный из всех периодов вращения КО вокруг его осей. Этот период определяется по повторяемости радиолокационных портретов (РЛП), дающих разрешение по дальности, равное одной десятой минимального размера КО. При этом производят многократное измерение длительности РЛП освещенной части КО. По этой длительности далее производят оценку среднего радиуса КО по половине усредненной пространственной длины сигнала РЛП и линейного размера по удвоенной величине среднего радиуса. Технический результат изобретения состоит в обеспечении достаточной точности оценки размеров пассивных КО для того, чтобы при необходимости активировать орбитальные средства космической защиты. 1 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемый технический результат - повышение эффективности поиска малозаметных подвижных объектов. Повышение эффективности поиска малозаметных подвижных объектов достигается за счет применения новых операций, обеспечивающих максимизацию выходного отношения сигнал/шум и основанных на нахождении наибольших собственных значений корреляционных матриц, используемых при компенсации когерентной помехи в виде прямого сигнала передатчика подсвета, а также при обнаружении полезных сигналов, полученных после компенсации помехи и откорректированных на заданном множестве гипотетических пространственных координат, направлений и скоростей движения объектов. 3 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемый технический результат - повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов. Указанный результат достигается за счет применения новых операций адаптивной и нелинейной обработки радиосигналов, адаптивно выделенных на множестве азимутально-угломестных направлений возможных положений контролируемых объектов. 1 ил.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности к РЛС ближней радиолокации, в которые входят обзорные нелинейные радиолокаторы (НРЛ), осуществляющие поиск объектов, содержащих активные радиоэлементы. Достигаемый технический результат изобретения - измерение угловой высоты обнаруживаемого объекта в обзорных НРЛ ближнего действия с малогабаритной движущейся антенной системой. Указанный технический результат достигается тем, что способ заключается в анализе амплитуды отраженных сигналов от объектов поиска после обработки их на основе корреляционного интеграла-свертки, при этом измерение угла места осуществляют путем выбора номера параллельного канала, соответствующего высоте подъема объекта поиска, по оценке максимума множителя ослабления, который существенно зависит от высоты подъема объекта поиска, на основе применения в каналах до корреляторов полосовых фильтров, характеристики которых соответствуют высотам поднятия обнаруживаемых объектов в соответствии с рассчитанным множителем ослабления для выбранных высот, с последующим объединением всех каналов схемой отбора по максимуму, на выходе которой определяют номер канала с ожидаемой высотой поднятия объекта поиска. Предлагается также устройство, реализующее заявленный способ. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемый технический результат - повышение дальности обнаружения малозаметных подвижных объектов. Указанный результат достигается за счет применения операций, обеспечивающих максимизацию выходного отношения сигнал/шум и основанных на нахождении наибольших собственных значений корреляционных матриц, используемых при формировании и компенсации являющегося когерентной помехой прямого сигнала передатчика подсвета, а также при выделении и оптимальном когерентном обнаружении полезных сигналов, полученных после компенсации помехи и откорректированных на заданном множестве гипотетических значений пространственных координат, направлений и скоростей движения объектов. 1 ил.

Изобретение предназначено для обеспечения первичной цифровой обработки сигналов в реальном масштабе времени во всех режимах работы бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Достигаемый технический результат - формирование управляющих сигналов, синхронизирующих работу блоков, входящих в состав БРЛС. Указанный результат достигается тем, что в радиолокационный приемник, содержащий n (n - целое число) приемных каналов и формирователь опорных частот, введено устройство управления. Каждый приемный канал включает усилитель промежуточной частоты, аналого-цифровой преобразователь, цифровой формирователь квадратур, постоянное запоминающее устройство, устройство цифрового гетеродинирования, адаптер, цифровой сумматор и передатчик данных. Устройство управления содержит два приемопередатчика SMI, два формирователя сигналов, семь буферов, два драйвера сигналов и преобразователь уровней. 1 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемый технический результат - повышение вероятности поиска малоразмерных подвижных объектов. Указанный результат достигается за счет выбора передатчиков, совмещенных в пространстве и излучающих на множестве частот узкополосные и широкополосные радиосигналы, а также применения новой совокупности операций адаптивной и комбинированной обработки прямых и рассеянных объектами радиосигналов выбранных передатчиков. 1 ил.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности бортовым измерителям высоты полета, и может быть использовано в импульсно-доплеровских радиовысотомерах для систем управления полетом летательных аппаратов. Достигаемый технический результат изобретения - повышение скрытности излучения. Сущность изобретения состоит в том, что в радиомолчании (до излучения коротких пакетов радиоимпульсов) вычислительное устройство импульсно-доплеровского радиовысотомера проводит анализ уровня помех с выхода датчика помех и при превышении некоторого порогового уровня помех изменяет несущую частоту сверхвысокочастотного генератора таким образом, чтобы уровень помех стал ниже порогового, что позволяет адаптировать работу радиовысотомера к изменяющейся помеховой обстановке, снизить вероятность обнаружения летательного аппарата по излучению радиосредств, затруднить целеуказание. 5 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля наземного, морского и воздушного пространства с использованием прямых и рассеянных объектами радиосигналов, излучаемых множеством неконтролируемых и контролируемых передатчиков радиоэлектронных систем различного назначения. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов. Повышение эффективности обнаружения и пространственной локализации широкого класса объектов достигается за счет применения новых операций нелинейной итерационной обработки радиосигналов. 1 ил.

Изобретение относится к радиотехнике, преимущественно к радиолокации, в частности может быть использовано для зондирования квазимонохроматическими и дискретно-частотными сигналами стационарных, линейно рассеивающих электромагнитные волны объектов. Достигаемый технический результат - повышение разрешающей способности радиолокационной станции (РЛС) по дальности за счет когерентной обработки сигналов разной частоты при сохранении потребляемой энергии, энергопотенциала и простоты конструкции РЛС. Указанный результат достигается за счет того, что способ радиолокационного зондирования пространства заключается в излучении N элементами передающей решетки сигналов с произвольными амплитудой A0n и фазой φ0n, их приеме М элементами приемной решетки, при этом М=N, и когерентном их сложении, причем излучают сигнал n-м элементам передающей решетки на частоте fn=f0+nΔf, где n=1, …, N; f0 - минимальная частота; Δf - шаг по частоте, а когерентное сложение осуществляют в соответствии с формулой где Sm - результат когерентного сложения выходных сигналов элементов приемной решетки; A0nm, φ0nm - зарегистрированные амплитуда и фаза сигнала на выходе m-го элемента приемной решетки; kn - волновое число; c - скорость света. 1 ил.
Наверх