Способ измерения угла тангажа летательного аппарата и радионавигационная система для его реализации



Способ измерения угла тангажа летательного аппарата и радионавигационная система для его реализации
Способ измерения угла тангажа летательного аппарата и радионавигационная система для его реализации
Способ измерения угла тангажа летательного аппарата и радионавигационная система для его реализации

 


Владельцы патента RU 2528170:

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники" (RU)

Изобретение предназначено для использования в пилотажно-навигационных системах ориентации летательного аппарата при заходе на посадку по приборам. Способ измерения угла тангажа и радионавигационная система для его реализации заключаются в том, что из точки с известными координатами излучают горизонтально линейно-поляризованные электромагнитные волны, вектор напряженности электрического поля которых находится в горизонтальной плоскости. На борту летательного аппарата осуществляют боковой, по отношению к направлению движения летательного аппарата, прием электромагнитных волн в круговом поляризационном базисе, измеряют разность фаз между ортогонально-поляризованными по кругу составляющими левого и правого направлений вращения вектора электрического поля и по измеренной разности фаз определяют угол тангажа между продольной осью летательного аппарата и горизонтальной плоскостью. Достигаемым техническим результатом является исключение постоянного накапливания с течением времени ошибки измерения и нечувствительность к перегрузкам, которые возникают в случае нестационарного режима полета. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

 

Изобретение относится к радионавигации и может использоваться в пилотажно-навигационных системах ориентации летательного аппарата (ЛА) при заходе на посадку по приборам.

Известные способы и устройства измерения угла тангажа ЛА основаны на использовании инерциальных систем навигации, в частности гироскопических систем ориентации [1-4]. Таким способам измерения и устройствам их реализующим присущ ряд недостатков. Во-первых, с течением времени происходит постоянное накапливание ошибки измерений и за один час полета она составляет величину единицы градусов [2, 3]. Во-вторых, если ЛА развивает значительные перегрузки, то происходит увеличение собственной скорости прецессии гироскопа, что в ряде случаев может привести к полной потере его работоспособности [2].

Поскольку известные способы измерения угла тангажа ЛА и устройства их реализующие основаны на другом физическом принципе, по сравнению с заявляемым, то они не могут рассматриваться в качестве аналогов, так как не имеют общих признаков.

Сущность заявляемого способа измерения угла тангажа ЛА заключается в следующем.

Из точки с известными координатами излучают горизонтально линейно-поляризованные электромагнитные волны, вектор напряженности электрического поля E ˙ которых совпадает с горизонтальной плоскостью (плоскостью горизонта) и совпадает также с положительным направлением оси ОХ, лежащей в этой плоскости, и совместно с осью OY, перпендикулярной к горизонтальной плоскости, образуют неподвижную прямоугольную систему координат YOX.

На борту ЛА приемная антенна, ось симметрии диаграммы направленности которой перпендикулярна направлению движения ЛА, осуществляет боковой прием электромагнитных волн в круговом ортогональном синфазном поляризационном базисе, где происходит разделение (разложение) принятых электромагнитных волн на две ортогонально-поляризованные по кругу составляющие левого E ˙ L и правого E ˙ R направлений вращения вектора напряженности электрического поля E ˙ . После чего измеряют разность фаз между ними ΔφLRLR и по измеренной разности фаз ΔφLR рассчитывают угол тангажа ξ ЛА между продольной осью ЛА и горизонтальной плоскостью (плоскостью горизонта).

Установим связь между разностью фаз ΔφLR ортогонально-поляризованных по кругу волн левого E ˙ L и правого E ˙ R направлений вращения составляющих вектора электрического поля E ˙ и углом тангажа ξ ЛА.

Для установления этой связи воспользуемся известным [5-7] формализмом векторов и матриц Джонса.

Поскольку прием электромагнитных волн на борту ЛА производится в собственном круговом поляризационном базисе, где происходит разделение принятых электромагнитных волн на две волны круговой поляризации с противоположным направлением вращения, представим для наглядности излучаемую горизонтально линейно-поляризованную электромагнитную волну в линейном ортогональном поляризационном базисе, единичные орты (векторы) [ e x , e y ] которого совпадают соответственно с осями ОХ и OY неподвижной декартовой прямоугольной системы координат YOX, в виде суммы таких волн. Тогда получим:

E ˙ = [ E ˙ x E ˙ y ] e j ϖ t = [ E m x 2 e j ϖ t E m x 2 e j ( ϖ t π 2 ) ] + [ E m x 2 e j ϖ t E m x 2 e j ( ϖ t + π 2 ) ] , ( 1 )

где E ˙ x , E ˙ y - комплексные амплитуды двух проекций электрического поля E на оси декартовой прямоугольной системы координат YOX,

ω - круговая частота,

t - время.

Анализируя (1), видим, что первая группа составляющих представляет собой электромагнитную волну, поляризованную по кругу с левым направлением вращения E ˙ L вектора электрического поля, в то время как вторая группа составляющих представляет волну, поляризованную по кругу с правым E ˙ R направлением вращения вектора электрического поля. При этом необходимо отметить, что направление вращения вектора электрического поля определено с точки зрения наблюдателя, рассматривающего волну против ее распространения. Подставляя в (1) t=0 и E m x =1, а также используя формализм векторов Джонса [5-7], получим выражение для вектора Джонса E ˙ излучаемых электромагнитных волн в линейном ортогональном поляризационном базисе в виде:

E ˙ = [ 1 0 ] = 1 2 { [ 1 j ] + [ 1 j ] } . ( 2 )

Тогда вектор Джонса принимаемой горизонтально линейно-поляризованной электромагнитной волны (2), заданной своими проекциями в линейном поляризационном базисе суммой двух волн, поляризованных по кругу с противоположным направлением вращения вектора электрического поля, может быть определен на борту ЛА, имеющего отрицательный -ξ или положительный +ξ тангаж, при переходе в круговой синфазный ортогональный поляризационный базис, на входе приемника в виде:

E ˙ R L = [ E ˙ L E ˙ R ] = 1 2 [ 1 j 1 j ] [ cos ξ ± sin ξ sin ξ cos ξ ] E ˙ , ( 3 )

где E ˙ = 1 2 { [ 1 j ] + [ 1 j ] } - вектор Джонса E ˙ излучаемых горизонтально линейно-поляризованных электромагнитных волн, заданный своими проекциями в линейном ортогональном поляризационном базисе в виде суммы двух волн, поляризованных по кругу с противоположным направлением вращения E ˙ L и E ˙ R ,

[ cos ξ ± sin ξ sin cos ξ ] - оператор поворота на произвольный угол тангажа ξ ,

-ξ соответствует отрицательному углу тангажа ЛА, когда продольная ось находится ниже горизонтальной плоскости (плоскости горизонта),

+ξ соответствует положительному углу тангажа ЛА, когда продольная ось находится выше горизонтальной плоскости (плоскости горизонта),

[ 1 j 1 j ] - оператор перехода из линейного поляризационного базиса в круговой синфазный поляризационный базис, в котором базисные единичные векторы соответствуют волнам с левой и правой круговыми поляризациями, электрические векторы которых в момент времени t=0 совпадают с направлением вектора напряженности электрического поля E ˙ .

После преобразований получим аналитические выражения для ортогонально-поляризованных по кругу составляющих левого E ˙ L и правого E ˙ R направлений вращения вектора электрического поля E на входе приемника в виде:

E ˙ L = 1 2 2 [ 1 j 1 j ] [ cos ξ ± sin ξ sin ξ cos ξ ] [ 1 j ] , ( 4 )

E ˙ R = 1 2 2 [ 1 j 1 j ] [ cos ξ ± sin ξ sin ξ cos ξ ] [ 1 j ] . ( 5 )

Подставляя в (4) и (5) значения -ξ, получим соответственно выражения для E ˙ L и E ˙ R на входе приемника в виде:

E ˙ L = 1 2 ( cos ξ j sin ξ ) , ( 6 )

E ˙ R = 1 2 ( cos ξ + j sin ξ ) . ( 7 )

Используя известные соотношения [7], амплитуды AL и AR ортогонально-поляризованных по кругу составляющих левого E ˙ L и правого E ˙ R исправлений вращения, а также их фазы φL и φR на входе приемника имеют вид:

A L = 1 2 , ( 8 )

ϕ L = a r c t g sin ξ cos ξ , ( 9 )

A R = 1 2 , ( 10 )

ϕ R = a r c t g sin ξ cos ξ , ( 11 )

а их разность фаз ΔφLR после преобразований имеет вид:

Δ ϕ L R = ϕ L ϕ R = 2 ξ , ( 12 )

откуда следует, что

ξ = Δ ϕ L R 2 . ( 13 )

Из анализа (8) и (10) следует, что амплитуды AL и AR составляющих E ˙ L и E ˙ R на входе приемника равны между собой AL=AR и не зависят от угла тангажа ξ ЛА. В то же время из анализа (12) видно, что наличие фазового сдвига ΔφLR между ортогонально-поляризованными по кругу составляющими левого E ˙ L и правого E ˙ R направлений вращения обусловлено углом тангажа ξ ЛА.

Аналогично, подставляя в (4) и (5) значения +ξ, получим выражения для E ˙ L и E ˙ R на входе приемника в виде:

E ˙ L = 1 2 ( cos ξ + j sin ξ ) , ( 14 )

E ˙ R = 1 2 ( cos ξ j sin ξ ) . ( 15 )

Соответственно амплитуды AL и AR, а также фазы φL и φR составляющих E ˙ L и E ˙ R на входе приемника имеют вид:

A L = 1 2 , ( 16 )

ϕ L = a r c t g sin ξ cos ξ , ( 17 )

A R = 1 2 , ( 18 )

ϕ R = a r c t g sin ξ cos ξ , ( 19 )

а их разность фаз ΔφLR имеет вид:

Δ ϕ L R = ϕ L ϕ R = 2 ξ , ( 20 )

откуда следует, что

ξ = Δ ϕ L R 2 . ( 21 )

Из анализа (6) и (18) следует, что амплитуды AL и AR составляющих E ˙ L и E ˙ R для положительных углов тангажа +ξ также равны между собой AL=AR и не зависят от угла тангажа ξ ЛА. В то же время разность фаз ΔφLR (20) определяется углом тангажа ξ ЛА. Сравнивая (13) и (21), окончательно имеем выражение для определения угла тангажа ξ ЛА в виде:

ξ [ г р а д ] = ± Δ ϕ L R 2 [ г р а д ] , ( 22 )

где «+» соответствует положительному углу тангажа ξ, когда продольная ось ЛА находится выше горизонтальной плоскости,

«-» соответствует отрицательному углу тангажа ξ, когда продольная ось ЛА находится ниже горизонтальной плоскости,

ΔφLRLR - разность фаз между ортогонально-поляризованными по кругу составляющими E ˙ L и E ˙ R .

Проводя сравнительный анализ (12) и (20), видим, что при появлении угла тангажа ЛА возникает одновременно фазовый сдвиг ΔφLR между ортогонально-поляризованными по кругу составляющими левого E ˙ L и правого E ˙ R направлений вращения на входе приемной антенны, что неизменно приводит к изменению угла ориентации вектора напряженности электрического поля E принимаемых на борту ЛА электромагнитных волн или, иначе говоря, одновременно изменяется ориентация плоскости поляризации принимаемых электромагнитных волн. Последнее обуславливает физическую основу определения угла тангажа ЛА по измеренной на выходе приемника разности фаз ΔφLR между ортогонально-поляризованными по кругу составляющими E ˙ L и E ˙ R .

Использование заявляемой совокупности признаков для измерения угла тангажа ЛА в известных решениях автором не обнаружено.

На фиг.1 представлена структурная электрическая схема радионавигационной системы, реализующей предложенный способ измерения угла тангажа ЛА.

Радионавигационная система содержит передатчик 1 и передающую антенну 2, расположенные в точке с известными координатами. На борту ЛА радионавигационная система содержит приемную антенну 3, секцию круглого волновода с встроенной внутрь четвертьволновой фазовой пластиной 4, линейный поляризационный разделитель 5, фазовый угловой дискриминатор 6 и индикатор 7.

На фиг.2 представлена структурная электрическая схема фазового углового дискриминатора 6, включающего в себя первый и второй смесители частоты 8 и 12, первый усилитель промежуточной частоты (УПЧ) с ограничением по амплитуде 9, гетеродин 10, фазовращатель на 90° 13, второй усилитель промежуточной частоты (УПЧ) с ограничением по амплитуде 14 и фазовый детектор 11.

Радионавигационная система работает следующим образом.

Передатчик 1 через передающую антенну 2 с горизонтальной собственной поляризацией излучает в направлении ЛА горизонтально линейно-поляризованные электромагнитные волны, вектор напряженности электрического поля E которых совпадает с горизонтальной плоскостью (плоскостью горизонта) и задан своими проекциями в линейном ортогональном поляризационном базисе суммой двух волн, ортогонально-поляризованных по кругу, в виде (2). При этом единичные орты (векторы) [ e x , e y ] линейного ортогонального поляризационного базиса совпадают с горизонтальной плоскостью и перпендикуляром к этой плоскости соответственно.

На борту ЛА приемная антенна 3, ось симметрии диаграммы направленности которой перпендикулярна направлению движения ЛА, принимает электромагнитные волны, вектор Джонса которых имеет вид (2), после чего сигнал поступает на последовательно соединенные секцию круглого волновода с встроенной внутрь четвертьволновой фазовой пластиной 4 и линейный поляризационный разделитель 5, выполненный в виде перехода с круглого волновода на два ортогонально расположенных по отношению друг к другу прямоугольных волноводов, орты собственной системы координат которого совпадают с осями плеч прямоугольных волноводов и совпадают также с вертикальной и продольной осями ЛА соответственно. Причем четвертьволновая фазовая пластина ориентирована под углом θ=-45° к одной из стенок прямоугольного волновода линейного поляризационного разделителя 5. Сочетание секции круглого волновода с встроенной внутрь четвертьволновой фазовой пластиной 4 и линейного поляризационного разделителя 5 позволяет, как известно [7, 8], осуществить на борту ЛА прием электромагнитных волн в круговом поляризационном базисе и, таким образом, разделить поступающие на вход электромагнитные волны, вектор Джонса которых задан в виде (2), на две ортогонально-поляризованные по кругу составляющие левого E L и правого E R направлений вращения вектора электрического поля E ˙ и преобразовать их на выходах линейного поляризационного разделителя 5 со стороны ортогонально расположенных прямоугольных волноводов в ортогонально линейно-поляризованные сигналы E ˙ x и E ˙ y соответственно. В этом случае сигналы на выходах плеч линейного поляризационного разделителя 5 определяются с помощью преобразований вида:

E ˙ x = [ 1 0 0 0 ] [ cos θ sin θ sin θ cos θ ] [ 1 0 0 j ] [ cos θ sin θ sin θ cos θ ] [ cos ξ ± sin ξ sin ξ cos ξ ] E , ( 23 )

E ˙ y = [ 0 0 0 1 ] [ cos θ sin θ sin θ cos θ ] [ 1 0 0 j ] [ cos θ sin θ sin θ cos θ ] [ cos ξ ± sin ξ sin ξ cos ξ ] E , ( 24 )

где E ˙ = 1 2 { [ 1 j ] + [ 1 j ] } - вектор Джонса E ˙ излучаемых горизонтально линейно-поляризованных электромагнитных волн, заданный своими проекциями в линейном ортогональном поляризационном базисе [ e x , e y ] в виде суммы двух волн, ортогонально-поляризованных по кругу составляющих левого E ˙ L и правого E ˙ R направлений вращения,

[ cos ξ ± sin ξ sin ξ cos ξ ] - оператор поворота на произвольный угол тангажа ξ ,

[ cos θ sin θ sin θ cos θ ] - оператор прямого перехода из опорной неподвижной прямоугольной системы координат YOX, в котором записан вектор Джонса E излучаемых горизонтально линейно-поляризованных электромагнитных волн в собственную систему координат четвертьволновой фазовой пластины λ/4 (θ - угол ориентации четвертьволновой фазовой пластины, λ - длина волны),

[ 1 0 0 j ] - оператор Джонса четвертьволновой фазовой пластины, записанный в собственной системе координат, в которой он имеет диагональный вид,

[ cos θ sin θ sin θ cos θ ] - оператор обратного перехода из собственной системы координат четвертьволновой фазовой пластины λ/4 в опорную неподвижную прямоугольную систему координат YOX, в которой представлен вектор Джонса E излучаемых электромагнитных волн,

[ 1 0 0 0 ] - оператор первого плеча линейного поляризационного разделителя, собственный орт которого совпадает с продольной осью ЛА,

[ 0 0 0 1 ] - оператор второго плеча линейного поляризационного разделителя, собственный орт которого совпадает с вертикальной осью ЛА.

Подставляя в (23) и (24) значения -ξ и θ=-45° и проделав необходимые матричные преобразования, получим аналитические выражения для ортогонально линейно-поляризованных сигналов E ˙ x и E ˙ y на выходах линейного поляризационного разделителя 5 вида:

E ˙ x = 1 2 { ( cos ξ + sin ξ ) + j ( cos ξ sin ξ ) } , ( 25 )

E ˙ y = 1 2 { ( cos ξ + sin ξ ) + j ( cos ξ sin ξ ) } . ( 26 )

Уместно пояснить суть полученных выражений (25) и (26). Для этого обратимся к соотношению (2), из которого следует, что вектор Джонса E ˙ излучаемых горизонтально линейно-поляризованных электромагнитных волн, представленный своими проекциями в линейном ортогональном поляризационном базисе в виде суммы двух волн, ортогонально поляризованных по кругу с левым E ˙ L и правым E ˙ R направлениями вращения вектора электрического поля, принимается на борту ЛА приемной антенной 2 и поступает на вход секции круглого волновода с встроенной внутрь четвертьволновой фазовой пластиной. При прохождении этой секции ортогонально-поляризованные по кругу электромагнитные волны E ˙ L и E ˙ R на выходе секции преобразуются, как известно [7, 8], в линейно ортогонально-поляризованные волны E ˙ x и E ˙ y с горизонтальной и вертикальной поляризациями соответственно и имеют, с учетом (23) и (24), в векторной форме вид:

E ˙ x = 1 2 [ ( cos ξ + sin ξ ) + j ( cos ξ sin ξ ) 0 ] , ( 27 )

E ˙ y = 1 2 [ 0 ( cos ξ + sin ξ ) + j ( cos ξ sin ξ ) ] . ( 28 )

Таким образом, на выходах линейного поляризационного разделителя 5 формируются ортогонально линейно-поляризованные сигналы, имеющие вид (25) и (26). Причем, как известно [7, 8], амплитуды Ax и Ay, а также фазы φx и φy этих ортогонально линейно-поляризованных составляющих E ˙ x и E ˙ y будут характеризовать собой амплитуды AL и AR, а также фазы φL и φR ортогонально-поляризованных по кругу составляющих E ˙ L и E ˙ R соответственно.

Тогда используя известные соотношения [7, 8], найдем амплитуды Ax и Ay, а также фазы φx и φy ортогонально линейно-поляризованных сигналов E ˙ x и E ˙ y на выходе линейного поляризационного разделителя 5:

A x = 2 2 , ( 29 )

ϕ x = 45 ξ , ( 30 )

A y = 2 2 , ( 31 )

ϕ y = ( 45 ξ ) , ( 32 )

а их разность фаз:

Δ ϕ x y = ϕ x ϕ y = 90 2 ξ , ( 33 )

или с учетом ввода в приемный канал E ˙ y постоянного фазового сдвига на 90° окончательно имеем

ξ = Δ ϕ x y 2 . ( 34 )

Из анализа (29) и (31) следует, что амплитуды Ax и Ay ортогонально линейно-поляризованных составляющих E ˙ x и E ˙ y на выходах линейного поляризационного разделителя 5 постоянны и равны между собой Ax=Ay и не зависят от угла тангажа ξ ЛА. В то же время, как следует из (33), разность фаз Δφxy между сигналами E ˙ x и E ˙ y на выходах линейного поляризационного разделителя 5 определяется углом тангажа ξ ЛА.

Подставляя в (23) и (24) значения +ξ и θ=-45°, получим выражения для ортогонально линейно-поляризованных сигналов E ˙ x и E ˙ y на выходах линейного поляризационного разделителя 5 в виде:

E ˙ x = 1 2 [ ( cos ξ sin ξ ) + j ( cos ξ + sin ξ ) ] , ( 35 )

E ˙ y = 1 2 [ ( cos ξ sin ξ ) + j ( cos ξ + sin ξ ) ] . ( 36 )

Соответственно амплитуды Ax и Ay, а также фазы φx и φy ортогонально-поляризованных сигналов E ˙ x и E ˙ y на выходах линейного поляризационного разделителя 5 имеют вид:

A x = 2 2 , ( 37 )

ϕ x = 45 + ξ , ( 38 )

A y = 2 2 , ( 39 )

ϕ y = ( 45 + ξ ) , ( 40 )

а их разность фаз:

Δ ϕ x y = ϕ x ϕ y = 90 + 2 ξ , ( 41 )

или с учетом постоянного фазового сдвига на 90° в приемном канале E ˙ y окончательно получим:

ξ = Δ ϕ x y 2 . ( 42 )

Из анализа (37) и (39) следует, что амплитуды Ax и Ay ортогонально линейно-поляризованных сигналов E ˙ x и E ˙ y на выходах линейного поляризационного разделителя 5 для положительных углов тангажа +ξ так же как и для отрицательных -ξ, соотношения (29) и (31), равны между собой и не зависят от угла тангажа ξ ЛА. В то же время разность фаз Δφxy (41) определяется только углом тангажа ξ ЛА. Сравнивая (34) и (42), окончательно получим выражение для определения угла тангажа ξ ЛА в виде:

ξ [ г р а д ] = ± Δ ϕ x y 2 [ г р а д ] , ( 43 )

где +ξ соответствует положительному углу тангажа ЛА, когда продольная ось ЛА находится выше горизонтальной плоскости, [град],

-ξ соответствует отрицательному углу тангажа ЛА, когда продольная ось ЛА находится ниже горизонтальной плоскости, [град],

Δφxyxy - разность фаз между ортогонально линейно-поляризованными сигналами E ˙ x и E ˙ y на выходе линейного поляризационного разделителя, [град].

С выходов плеч линейного поляризационного разделителя 5 сигналы E ˙ x и E ˙ y поступают на входы фазового углового дискриминатора 6 (см. фиг.2), т.е. поступают соответственно на первые входы смесителей 8 и 12, а на их вторые входы поступает сигнал с выхода гетеродина 10. После чего сигнал E ˙ x с выхода первого смесителя частоты 8 поступает на вход первого УПЧ с ограничением по амплитуде 9, а сигнал E ˙ y с выхода второго смесителя частоты 12 через фазосдвигающую цепь на 90° 13 поступает на вход второго УПЧ с ограничением по амплитуде 14. В УПЧ 9 и 14, имеющих идентичные амплитудно-фазочастотные характеристики, осуществляется усиление сигналов промежуточной частоты, а также производится их нормировка за счет амплитудного ограничения усиливаемых сигналов промежуточной частоты с порогом ограничения U0. Затем выходной сигнал УПЧ 9 поступает на первый вход фазового детектора 11, а выходной сигнал УПЧ 14 поступает на второй вход фазового детектора 11. На выходе фазового детектора 11 формируется сигнал, пропорциональный синусу разности фаз Δφxyxy входных сигналов, и имеет вид:

S ( ξ ) = U 0 sin ( ϕ x ϕ y ) , ( 44 )

или с учетом (43) имеет вид:

S ( ξ ) = U 0 sin ( ± 2 ξ ) , ( 45 )

где U0=const.

С выхода фазового детектора 11 сигнал поступает на вход индикатора 7 (см. фиг.1), шкала которого проградуирована с учетом (45) в градусах угла тангажа ξ ЛА.

В 3-см диапазоне волн заявляемая радионавигационная система измерения угла тангажа ЛА может быть выполнена следующим образом.

В качестве передатчика 1 может использоваться, например, стандартный генератор высокочастотных колебаний типа ГЧ-83.

В качестве передающей антенны 2 может быть использована слабонаправленная в горизонтальной плоскости рупорная антенна [9] с горизонтальной собственной поляризацией.

Приемная антенна 3 может быть выполнена в виде слабонаправленного в горизонтальной и вертикальной плоскостях симметричного круглого рупора [10].

Линейный поляризационный разделитель 5 выполнен в виде волновода круглого сечения с переходом на два ортогонально расположенных волновода прямоугольного сечения [7].

Фазовый угловой дискриминатор может быть выполнен по известной схеме [11] фазофазовой моноимпульсной системы.

Индикатор 7 может быть выполнен в виде стрелочного прибора, шкала которого прокалибрована в градусах угла тангажа ЛА.

По сравнению с широко используемыми средствами измерения угла тангажа ЛА, основанными на использовании гироскопических систем ориентации, заявляемые способ и радионавигационная система измерения угла тангажа ЛА позволяют исключить постоянное накапливание с течением времени ошибки измерения.

Источники информации, использованные при составлении описания изобретения

1. Александров А.С., Арно Г.Р. и др. Современное состояние и тенденции развития зарубежных средств и систем навигации подвижных объектов военного и гражданского назначения. - Санкт-Петербург, 1994. - 119 с.

2. Пельпор Д.С., Ягодкин В.В. Гироскопические системы. - М., Высшая школа, 1977. - 216 с.

3. Агаджапов П.А., Воробьев В.Г. и др. Автоматизация самолетовождения и управления воздушным движением. - М.: Транспорт, 1980. - 357 с.

4. Ярлыков М.С. Статистическая теория радионавигации. - М.: Радио и связь, 1985. - 344 с.

5. Корнблит С. СВЧ-оптика. Пер. с англ. Под ред. Фролова О.П. - М.: Связь, 1980. - 360 с.

6. Аззам Р., Башара П. Эллипсометрия и поляризованный свет. - М.: Мир, 1981. - 588 с.

7. Канарейкин Д.Б., Потехин В.А. Поляризация радиолокационных сигналов. - М.: «Советское радио», 1966. - 440 с.

8. Канарейкин Д.Б., Потехин В.А., Шишкин Н.Ф. Морская поляриметрия. - Л.: Судостроение, 1968. - 327 с.

9. Драбкин А.Л. и др. Антенно-фидерные устройства. - М.: «Советское радио», 1974. - 535 с.

10. Жук М.С., Молочков Ю.Б. Проектирование антенно-фидерных устройств. - М.: «Энергия», 1966.

11. Леонов А.И., Фомичев К.И. Моноимпульсная радиолокация. - М.: Радио и связь, 1984. - 312 с.

1. Способ измерения угла тангажа летательного аппарата при его движении в известном направлении, отличающийся тем, что из точки с известными координатами излучают горизонтально линейно-поляризованные электромагнитные волны, вектор напряженности электрического поля E ˙ которых совпадает с горизонтальной плоскостью, на борту летательного аппарата приемная антенна, ось симметрии которой перпендикулярна направлению движения летательного аппарата, принимает электромагнитные волны в собственном синфазном круговом поляризационном базисе, единичные орты которого соответствуют волнам с левой и правой круговыми поляризациями, электрические векторы которых в момент времени t=0 совпадают с направлением вектора напряженности электрического поля E , разделяют принятые электромагнитные волны на две ортогонально-поляризованные по кругу составляющие левого E L и правого E R направлений вращения вектора напряженности электрического поля E , измеряют разность фаз между ними ΔφLR, рассчитывают угол тангажа ξ между продольной осью летательного аппарата и горизонтальной плоскостью по формуле:
ξ [ г р а д ] = ± Δ ϕ L R 2 [ г р а д ] ,
где ΔφLRLR - разность фаз между ортогонально-поляризованными по кругу составляющими левого E L и правого E R направлений вращения (в градусах),
+ξ - положительный угол тангажа, когда продольная ось летательного аппарата находится выше горизонтальной плоскости,
-ξ - отрицательный угол тангажа, когда продольная ось летательного аппарата находится ниже горизонтальной плоскости.

2. Радионавигационная система для измерения угла тангажа летательного аппарата, отличающаяся тем, что в точке с известными координатами располагается передатчик, выход которого подключен к входу передающей антенны, и расположенная на борту летательного аппарата приемная антенна, выход которой подключен к входу секции круглого волновода с встроенной внутрь четвертьволновой фазовой пластиной, выход которой подключен к входу линейного поляризационного разделителя, два выхода которого подключены к соответствующим двум входам фазового углового дискриминатора, выход которого подключен к входу индикатора, шкала которого прокалибрована в градусах угла тангажа летательного аппарата, причем передающая антенна выполнена в виде слабонаправленного в горизонтальной плоскости рупора с горизонтальной собственной поляризацией, вектор напряженности электрического поля излучаемых горизонтально линейно-поляризованных электромагнитных волн совпадает с горизонтальной плоскостью, приемная антенна выполнена в виде круглого рупора, ось симметрии которого перпендикулярна направлению движения летательного аппарата, четвертьволновая фазовая пластина ориентирована под углом -45° к широкой стенке прямоугольного волновода одного из плеч линейного поляризационного разделителя, а линейный поляризационный разделитель ориентирован так, что его собственные орты совпадают с вертикальной и продольной осями летательного аппарата соответственно.



 

Похожие патенты:

Группа изобретений относится к радиопеленгации и может использоваться для определения пеленга источника (источников) радиоизлучения (ИРИ). Достигаемый технический результат - повышение точности определения пеленга за счет уменьшения влияния импульсных помех и моментов переключения абонентов.

Изобретение может быть использовано в комплексах определения местоположения источников радиоизлучения. Достигаемый технический результат - обеспечение возможности пеленгования слабых сигналов.

Изобретение относится к радионавигации и может использоваться в радионавигационных системах для измерения угловых координат подвижных объектов в азимутальной или угломестной плоскостях относительно задаваемого наземным радиомаяком направления.

Изобретение может быть использовано в системах наблюдения за радиотехнической обстановкой в составе комплекса или как самостоятельное устройство. Заявленный радиопеленгатор содержит пять антенн, усилитель высокой частоты, два перестраиваемых гетеродина, направленный ответвитель, контрольный генератор, пять смесителей высокой частоты, пять предварительных усилителей промежуточной частоты, шесть полосно-пропускающих фильтров промежуточной частоты, четыре смесителя промежуточной частоты, четыре полосовых фильтра второй промежуточной частоты, четыре усилителя промежуточной частоты с ограничением по радиовходу и с логарифмической характеристикой по видеовыходу, два квадратурных фазовых детектора, частотный дискриминатор, цифровую схему управления, электрически программируемое постоянное запоминающее устройство, аналоговый сумматор, блок аналого-цифровых преобразователей, пороговое устройство и вычислитель пеленгов, определенным образом соединенные между собой.

Триангуляционно-гиперболический способ определения координат радиоизлучающих воздушных объектов (РВО) в пространстве относится к области пассивной локации и может быть использован для решения задач определения координат РВО и траекторий их движения в пространстве при использовании базово-корреляционного метода.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к пеленгаторам, и предназначено для обеспечения возможности сканирования диапазона частот, селекции мешающих источников сигналов по амплитуде и ширине излучаемого спектра, режекции мешающих сигналов и определения направления на полезный сигнал в диапазоне частот с удаленными частотами мешающих сигналов.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к пеленгаторам. .

Изобретение относится к сфере научных и технических проблем, изучаемых в радиоастрономии, астрофизике, астрометрии, геодезии и навигации, для привязки радионеба к оптическому небу для создания фундаментального каталога опорных радиоисточников высокой плотности, имеющих оптические отождествления, для целей космической навигации, для исследования природы небесных объектов в широком диапазоне длин волн, для изучения радиорефракции в космическом пространстве и уточнения ранее полученных сведений о космических объектах в радиодиапазоне для исследования характеристик Межзвездной и Межгалактической сред (МЗС, МГС).

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в комплексах определения местоположения источников радиоизлучения (ИРИ). .

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для определения пеленга и частоты источника импульсных радиоизлучений. .

Изобретения относятся к области гидроакустики и могут быть использованы для оперативного контроля подводного шума плавсредства в натурных условиях. Техническим результатом, получаемым от внедрения изобретений, является получение возможности контроля с помощью выбрасываемого забортного гидроакустического средства измерений (РСИ) параметров шума в режиме стабилизации плавсредства без его хода. Для достижения поставленного технического результата в режиме стабилизации плавсредства без его хода выбрасывают за борт РСИ на кабель-тросе и измеряют с его помощью параметры подводного шума самого плавсредства. При этом РСИ выполняют с положительной или отрицательной плавучестью. 2 н. и 12 з.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к измерительной технике, в частности к пеленгаторам. Технический результат - обеспечение частотной и пространственной селекции источников сигналов. Для этого устройство содержит первую магнитную антенну, ориентированную в направлении Север-Юг, вторую магнитную антенну, ориентированную в направлении Запад-Восток, третью магнитную антенну с круговой диаграммой направленности, электрическую антенну, формирователь, первый, второй, третий и четвертый усилители, первый, второй, третий, четвертый и пятый АЦП, ПЭВМ, блок системы единого времени (GPS или Глонасс), блок связи с абонентами, первый, второй, третий, четвертый и пятый коммутаторы, первый, второй, третий и четвертый ЦАП, первый, второй, третий, четвертый и пятый управляемые фильтры, первый и второй смесители, гониометр, ротор гониометра, привод ротора, первую и вторую полевые обмотки, n искательных обмоток. 1 ил.

Изобретения относятся к технике радиомониторинга радиоэлектронного оборудования в контролируемой зоне и может использоваться для выявления местоположения несанкционированно установленных в этой зоне радиоэлектронных устройств (НУОЭУ). Технический результат состоит в разработке способов обнаружения НУОЭУ, обеспечивающих повышение точности определения местоположения НУОЭУ при отсутствии предварительных данных о параметрах электромагнитных сигналов радиоэлектронных средств, в том числе установленных в пределах контролируемой зоны (КЗ). Для этого создают комбинированную пеленгационную сеть, где используются как радиопередающие, так и радиоприемные средства. 3 н. и 1 з.п. ф-лы, 4 ил.

Использование: изобретение относится к области гидроакустики и может быть использовано для оперативного контроля параметров подводного шума плавсредства с помощью гидроакустического рабочего средства измерений (РСИ) с самого плавсредства. Сущность: с самого плавсредства в режиме стабилизации плавсредства без его хода за борт плавсредства вытравливают на заданное расстояние РСИ на кабель-тросе, снабженном упругой подвеской. После этого проводят измерения параметров гидроакустического шума плавсредства с самого плавсредства. Упругая подвеска на кабель-тросе позволяет избавиться от гидродинамических помех. Технический результат: возможность контроля с помощью выбрасываемого забортного РСИ параметров шума в режиме стабилизации плавсредства без его хода, а также устранение влияния гидроакустических вибраций кабель-троса РСИ на результаты измерений параметров шума плавсредства. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

Группа изобретений относится к радиопеленгации и может использоваться для определения пеленга источников радиоизлучения (ИРИ) сложных сигналов в условиях наклона антенны относительно плоскости пеленгования. Достигаемый технический результат - повышение точности определения пеленга. Указанный результат достигается за счет того, что изобретения основаны на использовании дифференциально-фазового метода. Указанный результат достигается за счет того, что пеленг формируют из фазы (α) модулирующего колебания. Из угловых значений тангажа (θ) и крена (γ) воздушного судна (ВС) формируют параметр наклона антенны радиопеленгатора [cos(γ)] относительно плоскости пеленгования и угол (φ) направления малой оси эллипса, ее проекции на плоскость пеленгации, относительно курса ВС, который вычитают из значения фазы. Из полученной разности формируют значения функций косинуса {cos(α-φ)} и синуса {sin(α-φ)}, затем функцию синуса умножают на параметр наклона {cos(γ)·sin(α-φ)}, после чего вычисляют функцию двойного арктангенса. Значение функции суммируют с ранее вычтенным угловым значением направления малой оси эллипса (φ) относительно курса в плоскости пеленгации {atan2[cos(α-φ), cos(γ)·sin(α-φ)]+φ}, при этом результат суммирования является искомым пеленгом. Радиопеленгатор, реализующий способ, содержит антенну, состоящую из N диполей, расположенных по окружности, коммутатор, два приемника, фазовращатель на π/2, компенсатор наклона антенны и преобразователь координат пространственной ориентации, соединенные между собой определенным образом. 2 н.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к области гидроакустики и может быть использовано для оперативного контроля параметров подводного шума плавсредства с помощью гидроакустического рабочего средства измерений (РСИ) с самого плавсредства. С самого плавсредства в режиме стабилизации и без хода плавсредства за борт вытравливают на заданное расстояние РСИ на кабель-тросе, снабженном упругой подвеской. После этого проводят измерения параметров гидроакустического шума плавсредства с самого плавсредства. Упругая подвеска на кабель-тросе позволяет избавиться от гидродинамических помех. Технический результат - получение возможности контроля с помощью выбрасываемого забортного РСИ параметров шума в режиме стабилизации плавсредства без его хода, а также устранение гидроакустических вибраций кабель-троса РСИ на результаты измерений параметров шума плавсредства. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в информационно-измерительных средствах и системах, работающих в режимах активной пеленгации локализованных объектов, на фоне распределенных в пространстве помех. Достигаемый технический результат - повышение вероятности и точности пеленгации локализованного слабоконтрастного объекта на фоне распределенной в пространстве помехи и обеспечение запреградного действия по локализованному объекту для широкой номенклатуры преград. Указанный результат достигается за счет того, что в радиолокационный измеритель местоположения запреградного объекта, содержащий канал из приемопередающего модуля с генератором сигнала, соединенного с передающей и приемной антеннами, выход которого соединен с блоком цифровой обработки данных, соединенный с модулем отображения информации, вводят второй канал для формирования сверхкороткого импульса в частотном диапазоне, отличном от частотного диапазона первого канала, состоящий из второго приемопередающего модуля, соединенного с вторыми передающей и приемной антеннами, второго блока цифровой обработки, при этом передающие и приемные антенны выполнены в виде сверхширокополосных антенн Вивальди, генератор сигнала приемопередающих модулей выполнен в виде генератора сверхкороткого импульсного сигнала, причем выход второго приемопередающего модуля соединен с входом второго блока цифровой обработки данных, выход которого подключен к входу модуля отображения информации. 1 ил.
Наверх