Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных



Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных
Определение качества беспроводного канала связи на основе принятых данных

 


Владельцы патента RU 2536371:

ТЕЛЕФОНАКТИЕБОЛАГЕТ ЛМ ЭРИКССОН (ПАБЛ) (SE)

Изобретение относится к способу определения качества канала связи между беспроводным передатчиком и беспроводным приемником. Технический результат заключается в улучшении определения качества канала. Для этого способ содержит прием транспортного блока с одним или множеством символов (y1, …, ym) модуляции, содержащих множество кодированных информационных битов (x1, …, xn), обратное преобразование символов модуляции во множество мягких значений (LLR1, …, LLRn), вычисление меры взаимной информации (MI) как функции множества мягких значений (LLR1, …, LLRn), при этом MI-мера указывает на взаимную зависимость между информационными битами (x1, …, xn) и соответствующими мягкими значениями упомянутого транспортного блока, и определение значения (CQI-индекс) индикации качества канала как функции MI-меры (MI). 3 н. и 8 з.п. ф-лы, 4 ил.

 

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к определению характеристик канала и, в частности, к оценке качества беспроводных каналов связи в рамках сетей мобильных связей.

Уровень техники

В системах беспроводной связи может возникнуть изменение уровня сигнала канала связи, например, в связи с изменениями под влиянием внешней среды, вызванными движением беспроводного терминала (в связи с изменениями многолучевого распространения или с затенением от препятствий); такой канал также называется каналом с замираниями. Качество канала с замираниями может меняться во времени, по частоте и в пространстве. Если качество канала оценивается точно на стороне приемника, например, одного из терминалов, это может быть использовано передатчиком, например базовой станцией сети мобильной связи для оптимизации передачи данных. В частности, в системах дуплексной связи с частотным разделением (FDD), включающих в себя системы на основе мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (OFDM), терминалы могут оценивать качество канала, которое должно быть направлено обратно на передатчик в течение достаточно короткого времени обратной связи. Если передатчик имеет сведения о качестве канала нисходящей линии связи, средняя пропускная способность (и, таким образом, спектральная эффективность) на стороне приемника может быть максимизирована при поддержке определенных параметров качества обслуживания (QoS), например гарантированной частоты ошибок по битам.

Главной проблемой при оценке качества канала является оценка коэффициента блоковых ошибок (BLER) для пакета данных, передающегося по каналу связи, использующего множество подканалов, в особенности, в системах OFDM, при этом канал связи делится на многочисленные (узкополосные) поднесущие, что позволяет передавать ортогонально модулированный поток данных параллельно по поднесущим, предполагая, что текущие состояния канала распространения в канале частотно-избирательного замирания имеют разные отношения сигнал-смесь помехи с шумом (SINR) на поднесущей.

В литературе описываются хорошо известные способы оценки CQI, например способ, названый Exponential Effective SNR Mapping (EESM), описан в документе под названием "System-level evaluation of OFDM - further considerations", опубликованном посредством 3GPP под номером документа TSG-RAN WG1, R1-031303, ноябрь 17-21, 2003, и способ, названый Mutual Information Effective SNR Mapping (MIESM), например, описан в документе под названием "Effective-SNR mapping for modeling frame error rates in multiple-state channels, опубликованном посредством 3GPP под номером документа С30-20030429-010, WG RAN1, 2003. Оба способа используют опорные сигналы, т.е. применяют оцененное изменение канала и шума для расчета индикатора качества канала (CQI).

Если работают линейные приемники (например, обращение в нуль незначащих коэффициентов или минимальная среднеквадратическая ошибка), оцененное эффективное изменение канала и шума, например, на основе (характерных для соты) опорных сигналов может быть использовано для определения CQI посредством постобработки SINR и вычисления эффективного значения SNR на основе пост-обработанных SINR.

Однако оценка CQI на основе общих (характерных для соты) опорных сигналов может быть недостаточно точной, если совершенно не принимать во внимание ошибки оценки канала. Более того, если используются детекторы максимального правдоподобия, а не линейные эквалайзеры, тогда CQI не может быть оценен с помощью способов EESM или MIESM, т.к. такие детекторы не в состоянии доставлять SINRs.

Раскрытие изобретения

Целью настоящего изобретения является улучшение определения качества канала.

Эта цель достигается посредством независимых пунктов. Полезные варианты осуществления описываются в зависимых пунктах.

В одном варианте осуществления качество канала связи определяется на стороне приемника посредством обратного преобразования последовательности принятых символов модуляции, имеющих кодированное множество информационных битов для множества соответствующих мягких значений, вычисления (общей) меры взаимной информации (MI) как функции множества мягких значений, в которой MI-мера указывает на взаимную зависимость между множеством информационных битов и множеством соответствующих мягких значений, также именуемых как мягкие биты, которые представляют информацию о надежности по отношению к соответствующему "жесткому решению" о том, был ли информационный бит "1" или "0. Дополнительно определяется значение индикатора качества канала (CQI) на базе MI-меры.

Взаимная информация - это термин, обычно использующийся в теории информации или вероятности для меры взаимной зависимости двух (случайных) переменных. (Общая) взаимная информация, которая была описана выше, должна указывать на взаимную зависимость по отношению к множеству мягких битов. Следовательно, (общая) взаимная информация может быть функцией множества частных значений взаимной информации для каждого из множества информационных битов. В одном варианте осуществления (общее) значение MI является средним из множества частных значений MI. В качестве альтернативы могут быть выбраны другие функции для формирования (общего) значения MI, например квадратный корень из суммы частных значений MI, возведенных в квадрат.

Схема оценки CQI применима в целом к системам связи, в которых должно быть оценено качество канала. Вышеописанный вариант осуществления учитывает извлечение значения качества CQI канала на основе принимаемых фактических данных. В случае формирования диаграммы направленности с выделенными опорными сигналами (формирование диаграммы направленности характерное приемнику) CQI канала распространения, характерного приемнику, будет оцениваться, принимая во внимание передачу фактических данных.

В отличие от оценки CQI на основе опорных сигналов, характерных пользователю, предложенная схема постоянно применима и, таким образом, может привести к более точным результатам, особенно если в системе применяются нелинейные приемники (следует отметить, что оценка CQI на основе опорных сигналов, характерных пользователю, может быть оценена только в ходе передачи фактических данных и, таким образом, может быть только на основе нескольких выделенных опорных символов).

MI-мера может быть определена среди всех информационных битов одного ресурсного или транспортного блока. В этом случае MI-мерой является значение, указывающее на взаимную зависимость целого транспортного блока.

В системах множественного доступа с частотно-селективными каналами на основе OFDM CQI часто используется по поддиапазону (или по части полосы пропускания) для частотно-селективной диспетчеризации ресурсов пользователей. Таким образом, в одном варианте осуществления характерная поддиапазону CQI может быть вычислена посредством сортировки значения мягких значений в соответствии с их поддиапазоном и индивидуальной обработки характерных поддиапазону мягких значений, если полная полоса пропускания распределена для пользователя.

В одном варианте осуществления мягкими значениями являются логарифмические отношения правдоподобия (т.е. логарифм по основанию два отношения правдоподобия), также именуемые как логарифмические отношения правдоподобия (LLR), предпочтительно вычисляемые посредством обратного преобразования принятых символов модуляции.

В дополнительном варианте осуществления определение значения индикации качества канала выполняется посредством сравнения MI-меры с множеством определенных пороговых величин, которые ниже (или равны) MI-меры, которая должна быть выбрана в качестве значения индикации качества канала и которая должна быть сообщена беспроводному передатчику. Пороговые величины могут быть выбраны так, что приведут к заданной вероятности ошибки транспортного блока, например BLER ниже с вероятностью ошибки, равной 10%.

В дополнительном варианте осуществления каждый отличный набор пороговых величин выбирается для различных схем модуляции, применяющихся для передачи данных; например, первый набор пороговых величин для QPSK, второй набор пороговых величин для 16QAM и третий набор пороговых величин для 64QAM.

В дополнительном варианте осуществления MI-мера определяется посредством вычисления среднего по множеству частных MI-мер, каждая из которых вычисляется как функция абсолютного значения одного из мягких значений, при этом мягкие значения предпочтительно являются так называемыми логарифмическими отношениями правдоподобия, каждое из которых ассоциировано с одним из соответствующих информационных битов, кодированным в потоке данных.

В дополнительном варианте осуществления пороговые величины зависят, по меньшей мере, от одного из фактической схемы модуляции и кодирования, фактического размера транспортного блока, конкретной настройки мощности для фактической передачи и принятых настроек мощности для определения CQI.

В дополнительном варианте осуществления канал связи содержит множество подканалов с потенциально различными характеристиками распространения подканала, например, демонстрирующими различные отношения сигнал-смесь помехи с шумом (SINR). Подканалы могут быть реализованы в качестве поднесущих, в которых в соответствии с OFDM, множество ортогональных модулированных потоков данных передаются параллельно по поднесущим.

В дополнительном варианте осуществления в среде передач с множеством входов/множеством выходов (MIMO) с множеством различных кодовых слов для каждого кодового слова определяются индивидуальная MI-мера и соответствующие значения CQI, которые должны быть направлены обратно на передатчик (1).

В одном варианте осуществления предложенная метрика повторно использует логарифмические отношения правдоподобия, которые требуются для декодирования данных.

Дополнительный CQI может быть представлен для указания, предпочтительна ли передача с выделенными опорными сигналами по сравнению с передачей с общими опорными сигналами.

Настоящее изобретение также имеет отношение к компьютерным программам, содержащим части кодов программного обеспечения с целью выполнения способа, описанного выше, при работе через соответствующий блок обработки устройства пользователя и принимающее устройство. Компьютерная программа может быть сохранена на машиночитаемом носителе. Машиночитаемый носитель может быть постоянной или перезаписываемой памятью в устройстве пользователя или принимающем устройстве или может располагаться снаружи. Соответствующая компьютерная программа может быть также перенесена на устройство пользователя или принимающее устройство, например, по кабелю или беспроводной линии связи в качестве последовательности сигналов.

Ниже будут подробно описаны варианты осуществления настоящего изобретения, для того чтобы дать специалисту полное и всеобъемлющее понимание. Однако эти варианты осуществления являются иллюстрирующими и не предназначены для ограничения.

Краткое описание чертежей:

Фиг.1 показывает принципиальную схему механизма обратной связи между приемником и передатчиком системы связи,

Фиг.2 показывает примерную блок-схему приемника, содержащего обрабатывающую схему для определения CQI-индекса, ассоциированного со свойствами канала передачи, которые должны быть направлены обратно на передатчик,

Фиг.3 показывает вариант осуществления для определения дифференциального CQI,

Фиг.4 показывает примерную схему последовательности, выполняющейся в приемнике в соответствии с Фиг.2.

Осуществление изобретения

Фиг.1 показывает принципиальную блок-схему для иллюстрации понятия качества канала обратной связи в рамках сети мобильной связи, в соответствии с вариантами осуществления изобретения. Кроме того, Фиг.1 показывает передатчик 1, канал 2 связи и приемник 3. В качестве примера показана схема 11 преобразования модуляции, содержащаяся в передатчике 1 и показаны схема 31 обратного преобразования модуляции и схема 32 качества обратной связи, а также декодер 33 данных, содержащиеся в приемнике 3. В качестве примера схема 11 преобразования модуляции принимает последовательность информационных битов х1,…,xn и после кодирует их в последовательность символов s1,…,sm модуляции, которые должны быть переданы по каналу 2 связи по направлению к приемнику 3. Схема 31 обратного преобразования модуляции принимает последовательность принятых значений y1,…,ym, которые соответствуют символам s1,…,Sm модуляции (но которые являются совершенно разными из-за характеристик и шума канала, добавляющихся к передающимся сигналам). Следует отметить что, в зависимости от схемы модуляции, определенное количество информационных битов преобразуется в один символ модуляции, например, 2 информационных бита преобразовываются в один символ QPSK, 4 бита преобразовываются в один символ 16QAM и 6 битов преобразовываются в один символ 64QAM. Главной задачей приемника 3 является декодирование кодированных информационных битов x1,…,xn.

Современные системы радиодоступа, например системы OFDM, упомянутые ранее, применяют определенные схемы непосредственного исправления ошибок, такие как сверточные коды и сверточные турбо коды. Производительность приемника может быть увеличена посредством использования информации о надежности вместо выполнения жестких решений. Жесткое решение и его значение надежности обычно представляются посредством одиночного так называемого мягкого значения, также именуемого мягкими битами. Например, мягкие биты используются в качестве входных данных для турбо декодирования на основе апостериорного максимума (MAP) и правила максимального правдоподобия (ML) соответственно. С учетом способов модуляции, например Квадратурной Фазовой Манипуляции (QPSK) или Квадратурной Амплитудной Модуляции (QAM), логарифмические отношения правдоподобия (LLR) используются в качестве мягких битов, которые должны быть предоставлены на декодер. В соответствии с таким окружением схема 31 обратного преобразования модуляции обратно преобразует принятые значения y1,…,ym в последовательность обратно преобразованных мягких значений LLR1,…,LLRn. Декодер 33 данных принимает обратно преобразованные мягкие значения LLR1,…,LLRn для выборки последовательности информационных битов x1,…,xn (т.е. для генерации или оценки последовательности наиболее вероятных информационных битов).

Как уже говорилось в разделе «Уровень техники», качество канала передачи может меняться во времени, по частоте и в пространстве. Если качество канала точно оценивается на стороне приемника, это может быть использовано передатчиком для оптимизации передачи данных. Соответственно, в пределах фактических систем мобильной связи (например, основанных на LTE) информация о фактическом качестве канала, как правило, приобретается мобильными терминалами, которые генерируют так называемые индикаторы качества канала (CQI), которые должны быть направлены обратно базовой станции через равные промежутки времени. Следует отметить, что CQI не обязательно явно указывает качество канала, а скорее, скорость передачи данных, поддерживаемую приемником при текущих состояниях канала. Соответственно, термины CQI или CQI-индекс в объеме настоящей заявки должны быть интерпретированы так же широко, как любое значение на основе измеренных состояний канала, которые должны быть направлены обратно от приемника к отправителю, для того чтобы установить или настроить передачу данных (например, скорость передачи данных, схему модуляции, размер транспортного блока и т.д.). В частности, CQI может являться информацией о том, что достигнуты определенные состояния канала. Такая информация может быть закодирована в определенном количестве битов (например, 5 битов), представляющих один CQI-индекс из определенного количества заранее заданных показателей.

Определение CQI в приемнике будет описано более подробно с помощью следующей Фиг.2. Как правило, в процессоре АРР (апостериорной вероятности) мягкие входные данные и мягкие выходные данные являются апостериорными вероятностями кодированной информации. Декодирование АРР может быть выполнено в логарифмической области посредством так называемого алгоритма LogAPP (также известного как LogMAP), который работает непосредственно с логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR). Выходными данными алгоритма LogAPP являются апостериорные LLR информационных битов. Дополнительная информация о декодировании LogAPP может быть извлечена из документа под названием "Computation of Symbol-Wise Mutual Information in Transmission Systems with LogAPP Decoders and Application to EXIT Charts, Ingram Land, Peter A. Hoeher, и Snjezana Gligorevic, Проц. 5-й Межд. ITG Конференции по Кодированию Источника и Канальному Кодированию (SCC), Erlangen-Nuremberg, Германия, янв. 2004, стр.195-202.

Фиг.2 показывает схему 31 обратного преобразования модуляции, показанной на Фиг.1, причем схема обратной связи CQI разделена для примера на схему 32а определения взаимной информации (MI) и схему 32b определения CQI-индекса, а также схему 33 установки пороговой величины.

Схема 31 обратного преобразования символа принимает переданные символы y1,…,ym. Кроме того, эта схема принимает информацию MD модуляции, указывающую фактически используемую модуляцию для фактической передачи, например QPSK, 16QAM, 64QAM и т.д.

Для того чтобы получить логарифмические отношения правдоподобия LLR(k), символы y1,…ym модуляции обратно преобразуются в так называемые мягкие биты. В качестве примера схема 31 обратного преобразования является так называемым обратным преобразователем LogMAP/LogAPP, представляющим логарифмические отношения правдоподобия LLR(k) в качестве мягких битов в выходных данных.

Логарифмические отношения правдоподобия могут быть использованы дополнительно в качестве входных данных для декодера данных, как показано на Фиг.1, например в качестве возможного сумматора скорости обратного согласования и HARQ, следуемого за Турбо декодером (например, работающего с метриками LogMAP).

Схема 32а определения MI определяет общую статистическую информацию или общую взаимную информацию MI из набора k=N определенных величин MI(1), MI(n) взаимной информации, извлекающихся из соответствующих логарифмических отношений правдоподобия.

Из абсолютного значения k-го логарифмического отношения правдоподобия, которое представляет информацию о надежности k-го логарифмического отношения правдоподобия, т.е. |LLR(k)|, k-я взаимная информация MI(k) может быть получена как:

где ld означает логарифм по основанию два.

Следует отметить, что в ходе получения k-й определенной взаимной информации MI(k) из переданных фактических данных эта информация не зависит от фактического значения информационных битов.

С целью извлечения статистической информации об общей мере, общее значение MI получается из MI(k), например, путем усреднения MI(k) по так называемым опорным ресурсам CQI, которые являются ресурсами по времени и частоте, в которых CQI следует оценивать как:

Таким образом, полученное MI включает в себя характеристики физического распространения канала, а также потенциальные искажения от несовершенного входного каскада приемника и оценки канала.

Схема 32b определения CQI-индекса принимает взаимную информацию MI вместе с определенным количеством наборов пороговых величин ТН QPSK, TH 16QAM и ТН 64QAM, предоставленных схемой 33 установки пороговых величин.

В качестве примера схема 32b определения CQI-индекса содержит схему 321 первого сравнения для сравнения MI с первым набором пороговых величин ТН QPSK, схему 322 второго сравнения для сравнения MI со вторым набором пороговых величин ТН 16QAM и схему 323 третьего сравнения для сравнения MI с третьим набором пороговых величин ТН 64QAM. В зависимости от рассматриваемой модуляции одна из соответствующих схем активируется для определения CQI-индекса.

CQI-индекс, который должен быть сообщен, в качестве примера, рассчитывается посредством простой операции определения пороговой величины и максимума:

Другими словами, CQI-индекс, который должен быть сообщен, является максимальной пороговой величиной из всех пороговых величин соответствующего набора, который меньше, чем MI. Если, например, используется QPSK, схема 321 первого сравнения активируется для определения максимальной пороговой величины ldxi из пороговых величин ldx1,…,ldxx1 первого набора пороговых величин ТН QPSK.

Следует отметить, что каждая пороговая величина соответствует конкретному состоянию канала и представляет конкретный CQI-индекс, который может быть сообщен. Пороговые величины могут соответствовать минимальному MI, в котором передача является успешной с определенным BLER, например, дающим вероятность ошибки 10%, при заданном наборе состояния для передачи.

Дополнительно следует отметить, что CQI может явно указывать не качество канала, а скорость передачи данных, поддерживаемую приемником с учетом текущих состояний канала. Точнее говоря, CQI может быть рекомендованным размером транспортного блока (эквивалентным рекомендованной скорости передачи данных). В соответствии с текущими описаниями LTE CQI - это 5 битное значение, которое должно быть направлено обратно с пользовательского оборудования (приемника) на NodeB (отправителю) через равные интервалы времени.

Усреднение значений MI(k) вырабатывает соответствующие метрики для оценки CQI, причем усреднение соответствующих принятых SINR по опорным ресурсам CQI не вырабатывает пригодные метрики для оценки CQI из-за высокой динамики принятых SINR через поднесущие.

Схема 33 установки пороговой величины может определять пороговые величины в режиме оффлайн, например, посредством расчета через моделирование. Эта же схема может быть дополнительно отрегулирована в режиме онлайн, например, используя долгосрочную статистику, такую как BLER.

Пороговые величины могут зависеть от следующих параметров:

- схемы MD модуляции, примененной при фактической передаче. Как описано выше, набор различных пороговых величин может быть использован для каждой схемы модуляции, использованной при фактической передаче,

- схемы модуляции и кодирования, заданной для конкретного CQI-индекса. Следует отметить, что размер транспортного блока также может меняться с выбранной схемой модуляции и кодирования,

- фактической настройки РА мощности и опорной настройки PR мощности для оценки CQI или, например, отклонения между мощностью при фактической передаче данных и опорной мощностью.

Опорная мощность для оценки CQI задается в некоторых стандартах, в то время как мощность при фактической передаче (или отклонение мощности между опорными сигналами и сигналами данных) обычно известна в приемнике. Стандарты связи, например документы 3GPP, часто предписывают набор предопределенных мощностей передачи, и поэтому существует только дискретный набор отклонений мощности, который необходимо рассматривать.

В дальнейшем описываются примерные расширения для поддиапазонного расчета CQI и расчета CQI по кодовому слову.

В основанных на OFDM системах множественного доступа с частотно-селективными каналами CQI часто используется по поддиапазону (по части полосы пропускания) для частотно-селективной диспетчеризации ресурсов пользователей. Если для пользователя распределена полная полоса пропускания, CQI, характерные поддиапазону, могут быть рассчитаны посредством сортировки значения LLR в соответствии с их поддиапазоном и индивидуальной обработки характерных поддиапазону значений LLR, как показано в предыдущем разделе.

В случае передач MIMO (множественные входы и множественные выходы) более чем с одним кодовым словом оценка CQI может быть выполнена индивидуально для каждого кодового слова. В частности, значения MI для каждого кодового слова обрабатываются отдельно, как описано выше для выработки двух индивидуальных CQI, которые должны быть направлены обратно на передатчик.

Для принятия решения между передачей с выделенными опорными сигналами (также именуемой как формирование диаграммы направленности) или общими опорными сигналами предполагается дифференциальное значение CQI, которое указывает усиления и потери в потоке данных от использования выделенных опорных сигналов в сравнении с усилениями и потерями в потоке данных от использования общих опорных сигналов. Если система связи вводит поправку на переключение между передачей с общими опорными сигналами и передачей с выделенными опорными сигналами, например, как в LTE, это решение может быть использовано для адаптивного переключения между обеими передачами.

CQI для передачи с общими опорными сигналами может быть получен с помощью хорошо известных методик, например, применяя способы EESM или MIESM, как описано в разделе «Уровень техники». В частности, общие опорные сигналы передаются постоянно, и поэтому CQI для общих опорных сигналов всегда может быть оценен параллельно с CQI для передач с выделенными опорными сигналами. Отметим, что поток данных (и поэтому также CQI) для передачи с выделенными опорными сигналами может быть или более высоким (из-за улучшенных состояний канала в результате формирования диаграммы направленности для конкретного пользователя), или более низким (из-за увеличенной потери вследствие использования выделенных опорных сигналов).

В одном варианте осуществления, независимо от того, что передача отделяет каждое значение CQI для передачи с общими опорными сигналами и передачи с выделенными опорными сигналами, только одно значение CQI передается вместе с дифференциальным значением CQI. Для этой цели Фиг.3 показывает примерную блок-схему со схемой 41 определения первого CQI, схемой 42 определения второго CQI и схемой 43 разности. Схема 41 определения первого CQI определяет первое значение CQI (CQI-Индекс1) на основе принятых фактических данных. В этой связи, эта схема может применять функции, описанные для Фиг.3, главным образом функции схемы 32а определения MI, схемы 32b определения CQI-индекса и схемы 33 установки пороговых величин. Схема 42 определения второго CQI содержит в качестве примера схему 421 оценки CQI и схему 422 определения пороговой величины. Схема 421 оценки CQI оценивает значение CQI на основе общих опорных сигналов, например, применяя способы EESM или MIESM, как описано выше. Оцененный CQI отправляется на схему 422 определения пороговой величины, которая выбирает максимальную пороговую величину ниже оцененного CQI для определения второго значения CQI (CQI-Индекс2). Как первое значение CQI (CQI-Индекс1), так и второе значение CQI (CQI-Индекс2) отправляются на схему 43 разности, которая определяет дифференциальный CQI-индекс, который для примера должен быть сообщен вместе со вторым значением CQI (CQI-Индекс2) на основе общих опорных сигналов.

Этот вариант осуществления позволяет снизить скорость передачи данных обратной связи. Посредством этого дифференциальный CQI может быть использован в случае, когда передается только однобитный флаг, который указывает, являются ли выделенные или общие опорные сигналы предпочтительными.

Описанный способ имеет особые преимущества для случая формирования диаграммы направленности с выделенными (характерными для EU) опорными сигналами, в котором CQI канала передачи, сформированного с помощью диаграммы направленности, должен быть вычислен на основе передачи фактических данных.

Фиг.4 показывает функциональную схему, а именно примерные резюмированные этапы определения CQI в приемнике, описанном на Фиг.1.

На первом этапе 41 из принятых символов модуляции определяют логарифмические отношения LLR(k) правдоподобия.

На втором этапе 42 вычисляют отдельные значения MI(k) взаимной информации для каждого LLR(k).

На третьем этапе 43 вычисляют (общую) взаимную информацию MI в качестве суммарной меры отдельных значений MI(k) взаимной информации, например, посредством усреднения отдельных значений MI(k) взаимной информации.

На четвертом этапе 44 сравнивают извлеченное (общее MI) значение с множеством пороговых величин, каждое из которых, например, представляет определенное состояние канала.

На пятом этапе 45 определяют максимальную пороговую величину, которая ниже извлеченного значения MI, в качестве CQI-индекса, который должен быть сообщен отправителю.

1. Способ определения качества канала (2) связи между беспроводным передатчиком (1) и беспроводным приемником (3), содержащий:
прием транспортного блока с одним или множеством символов (γ1, …, γm) модуляции, содержащих множество кодированных информационных битов (x1, …, xn),
обратное преобразование (41) символов модуляции во множество мягких значений (LLR1, …, LLRn),
вычисление (43) меры взаимной информации (MI) как функции множества мягких значений (LLR1, …, LLRn), при этом MI-мера указывает на взаимную зависимость между информационными битами (х1, …, xn) и каждыми соответствующими мягкими значениями (LLR1, …, LLRn) упомянутого транспортного блока, и
определение значения (CQI-индекс) индикации качества канала посредством сравнения (44) MI-меры с множеством определенных пороговых величин (ТН QPSK, ТН 16QAM, ТН 64QAM) и определения максимальной пороговой величины из определенных пороговых величин, которая ниже MI-меры, которая должна быть выбрана в качестве значения (CQI-индекс) индикации качества канала, которое должно быть сообщено (45) беспроводному передатчику (1).

2. Способ по предшествующему пункту, в котором пороговые величины выбираются так, чтобы привести к заданной вероятности ошибки транспортного блока, например, не превышающей 10%.

3. Способ по п.1, в котором MI-мера определяется посредством вычисления среднего по множеству конкретных MI-мер, каждая из которых вычисляется как функция абсолютного значения одного из мягких значений.

4. Способ по п.1, в котором мягкие значения являются логарифмическими отношениями (LLR1, …, LLRn) правдоподобия, каждое из которых ассоциировано с одним из соответствующих информационных битов (х1, …, xn).

5. Способ по п.1, в котором канал связи содержит множество подканалов с различными характеристиками распространения подканала.

6. Способ по предшествующему пункту, в котором подканалы реализованы в качестве поднесущих, в которых множество ортогонально модулированных потоков данных передается параллельно по поднесущим, демонстрирующим различные отношения сигнал-смесь помехи с шумом (SINR) по поднесущей, если канал связи демонстрирует избирательное затухание.

7. Способ по п.1, в котором, по меньшей мере, одна из пороговых величин зависит от, по меньшей мере, одного из:
- схемы модуляции и кодирования,
- размера транспортного блока,
- конкретной настройки мощности для фактической передачи и
- принятых настроек мощности для определения CQI.

8. Способ по п.1, в котором выполняются передачи при множестве входов/множестве выходов (MIMO) с множеством различных кодовых слов, содержащий определение индивидуально для каждого кодового слова индивидуальной MI-меры и определение соответствующих индивидуальных значений индикации качества канала, которые должны быть направлены обратно на передатчик (1).

9. Способ по п.1, в котором определяется дополнительное значение (CQI-индекс2) индикации качества канала на основе общих опорных сигналов и в котором значение (CQI-индекс1) индикации качества канала или дополнительное значение (CQI-индекс2) индикации качества канала передается вместе с дифференциальным значением CQI, указывающим разность обоих значений (CQI-индекс1, CQI-индекс2) индикации качества канала.

10. Беспроводной приемник (3), выполненный с возможностью определять качество канала (2) связи между беспроводным передатчиком (1) и беспроводным приемником, содержащий:
схему (31) обратного преобразования модуляции, выполненную с возможностью принимать транспортный блок с одним или множеством символов (ν1, …, γm) модуляции, содержащих множество кодированных информационных битов (х1, …, xn), и с возможностью обратного преобразования символов модуляции во множество мягких значений (LLR1, …, LLRn),
схему (32а) определения взаимной информации, выполненную с возможностью вычислять меру взаимной информации (MI) как функцию множества мягких значений (LLR1, …, LLRn), при этом MI-мера указывает на взаимную зависимость между информационными битами (х1, …, xn) и каждыми соответствующими мягкими значениями (LLR1, …, LLRn) упомянутого транспортного блока, и
схему (32b) определения CQI-индекса, выполненную с возможностью определять значение (CQI-индекс) индикации качества канала посредством сравнения MI-меры с множеством определенных пороговых величин (ТН QPSK, ТН 16QAM, ТН 64QAM) и определения максимальной пороговой величины из определенных пороговых величин, которая ниже MI-меры, которая должна быть выбрана в качестве значения (CQI-индекс) индикации качества канала, которое должно быть сообщено беспроводному передатчику (1).

11. Машиночитаемый носитель, хранящий компьютерную программу, загружаемую в блок обработки беспроводного приемника по предшествующему пункту, причем компьютерная программа содержит код, предназначенный для выполнения способа по п.1.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиотехники, а именно к технике радиосвязи, и может быть использовано в системах передачи данных. Техническим результатом является обеспечение непрерывной передачи полезной информации во всей выделенной частотной полосе, получение оценки вероятности ошибки на бит без введения избыточности.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться при проектировании новых и модернизации существующих систем передачи дискретной информации. Технический результат - повышение достоверности и скорости передачи информации.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться при проектировании новых и модернизации существующих систем передачи дискретной информации. .

Изобретение относится к вычислительной технике. .

Изобретение относится к приемникам цифрового широковещания, а более точно к способам и устройству для реализации показателя качества сигнала цифрового радиоприемника для цифрового сигнала OFDM (мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов).

Изобретение относится к контролю импульсных помех при передаче цифровых данных, т.е. .

Изобретение относится к беспроводной связи, в частности к настройке коэффициентов отвода эквалайзера и оценкам отношения уровня сигнала к совокупному уровню помех и шумов в приемнике.

Изобретение относится к области электросвязи и может быть использовано в системах передачи данных, при работе с заданной скоростью в заданной частотной полосе без введения избыточности, для осуществления оценки качества канала связи.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах передачи дискретной информации. .

Изобретение относится к средствам для генерирования матрицы проверки четности в системе связи с использованием линейных блочных кодов. Технический результат заключается в повышении эффективности восстановления искаженной информации. Определяют базовый параметр второй матрицы проверки четности, удовлетворяющей правилу, предварительно определенному по отношению к заданной первой матрице проверки четности. Генерируют подматрицы, соответствующие части четности второй матрицы проверки четности, с использованием базового параметра. Генерируют подматрицы, соответствующие части информационного слова второй матрицы проверки четности, с использованием первой матрицы проверки четности и базового параметра. 4 н. и 8 з.п. ф-лы, 14 ил., 41 табл.

Изобретение относится к технике связи. Технический результат заключается в повышении достоверности приема информации. Устройство содержит блок приема, блок индексов, блок статистических решений, блок итераций, блок внутреннего кода, блок приоритетов, блок стираний, блок локаторов стираний, блок производной, буфер внешнего кода, блок синдромов, блок произведений, блок исправления стираний и выходной блок. 1 ил.

Изобретение относится к технике передачи данных и может быть использовано в приемнике сети передачи данных для регулирования порога принятия решения. Технический результат - повышение точности приема символов, переданных передатчиком. В способе регулирования пороговой величины принятия решения по символу в приемнике сети передачи данных определяется нарушение соответствия принятых бит до исправления ошибок и после исправления ошибок для определения того, что компонент ошибок принятого сигнала содержит больше единиц или больше нулей. Если передатчик перед передачей сигнала осуществляет его скремблирование, то приемник будет также скремблировать сигнал после исправления ошибок и перед подсчетом количества нулей или единиц. Любое нарушение соответствия между количеством переданных и принятых единиц или нулей используется в качестве обратной связи для регулирования пороговых величин, используемых детекторами для точной регулировки процесса интерпретации приемником принимаемых сигналов. 6 н. и 9 з.п. ф-лы, 10 ил.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться при проектировании новых и модернизации существующих систем передачи дискретной информации. Техническим результатом является повышение достоверности передачи информации. Предложен декодер произведения кодов размерности 3D с запросами, содержащий блок приема, первый выход которого подключен к блоку статистических оценок, а второй выход - к первому входу блока обработки строк. Предложенное устройство содержит блок обработки матриц, декодер 3D, блок ярлыков, блок выборки данных и блок запросов. Один выход блока статистических оценок подключен ко второму входу блока обработки строк, а его выход подключен к первому входу блока обработки матриц, второй вход этого блока подключен к другому выходу блока статистических оценок. Первый, второй и третий выходы блока обработки матриц подключены соответственно к первому входу декодера 3D, к другому входу блока выборки данных и ко второму входу блока ярлыков, первый вход которого подключен к третьему выходу блока приема, а первый выход блока ярлыков через один вход блока выборки данных подключен к второму входу декодера 3D, тогда как второй выход блока ярлыков подключен к входу блока запросов. 1 ил.

Изобретение относится к технике связи. Технический результат - повышение скорости передачи и помехоустойчивости. Для этого в способе на передаче исходную информацию кодируют помехоустойчивым кодом с переменными параметрами, далее помехоустойчивый код передают по каналу связи, на приемной стороне помехоустойчивый код декодируют с обнаружением и исправлением ошибок, затем в первом контуре по результатам декодирования помехоустойчивого кода подсчитывают частоту ошибок в канале связи и оценивают качество канала связи, и определяют первое приближение величины параметров помехоустойчивого кода и максимальную скорость передачи в канале связи, и далее параметры помехоустойчивого кода сообщают на передающую сторону, а во втором контуре по результатам декодирования помехоустойчивого кода с новыми параметрами определяют отклонение частоты правильного приема помехоустойчивого кода и рассчитывают второе приближение параметров помехоустойчивого кода с учетом обеспечения максимальной скорости передачи в канале связи, и затем эти параметры помехоустойчивого кода передают на передающую сторону, где формируют помехоустойчивый код с новыми параметрами. Частоту ошибок в канале связи оценивают по результатам декодирования помехоустойчивого кода с учетом стертых и трансформированных помехоустойчивых кодов. 4 з.п. ф-лы.

Изобретение относится к области электрорадиотехники, а именно к технике радиосвязи, и может быть использовано в системах одночастотной передачи данных с адаптивной коррекцией сигналов на приемной стороне. Технический результат - повышение точности расчета импульсной характеристики корректирующего фильтра, обеспечивая высокоскоростную передачу информации и высокую помехоустойчивость. Способ предполагает увеличение длительности тестового сигнала путем ввода защитных интервалов (ЗИ) до и после тестового сигнала, благодаря чему может быть более точно рассчитана ИХ канала без мешающего влияния неизвестных информационных символов. При этом ЗИ до и после первого тестового сигнала противоположны ЗИ до и после второго тестового сигнала, в результате при сложении ЗИ компенсируются. 2 ил.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано в системах передачи дискретной информации. Техническим результатом является повышение скорости декодирования и достоверности принимаемой информации. Способ содержит этапы, на которых: для всех разрешенных кодовых комбинаций произвольного блокового (n, k)-кода по любым 1<f≤k/2 разрядам определяют номер кластера в двоичном представлении при условии, что в совокупности все образцы номеров кластеров образуют полный набор элементов из поля GF(2f). Среди оставшихся n-f разрядов выбирают k-f разрядов так, чтобы в совокупности для всех комбинаций кластера на позициях этих разрядов оказался полный набор элементов поля GF(2k-f). Кластер с номером ноль принимается за базовый. Любая комбинация из состава других кластеров может быть приведена к одной из комбинаций базового кластера после вычисления номера ее кластера i≠0 и сложения с известной приемнику ключевой комбинацией Ki. Признаком комбинации Ki в кластере является наличие единичного элемента поля GF(2k-f) относительно операции сложения на позициях k-f разрядов. Точное определение номера кластера обеспечивается выделением любого разряда не вошедшего в число выбранных ранее k-f разрядов для проверки четности разрядов номера кластера на передаче и их итеративных преобразований на основе индексов мягких решений (ИМР) на приеме. После вычисления номера кластера его разряды временно из процедуры декодирования исключаются. Оставшаяся часть принятого вектора с использованием части Ki переводится в базовый кластер и упорядочивается по убыванию значений ИМР, формируя при этом вектор и матрицу перестановок Р. С использованием этой матрицы переставляются столбцы базового кластера, при этом обращают внимание на то, чтобы на позициях k-f старших разрядов образовался полный набор элементов из поля GF(2k-f). В случае необходимости одновременно переставляют ближайшие столбцы в кластере и в векторе . Из полученного набора выбирают ту строку кластера, которая на позициях k-f разрядов совпадает с битами в . Складывая этот вектор с , получают упорядоченный образец ошибок , который путем умножения на PT и возвращения разрядов номера кластера приводят к истинному вектору ошибок. 14 табл.
Наверх