Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ). Технический результат - снижение величины средней мощности и пик-фактора формируемой сигнальной конструкции КАМ, за счет уменьшения различий амплитудных значений векторов сигнального созвездия, что приведет к повышению помехоустойчивости. В способе формирования сигналов КАМ поступающий информационный битовый поток разделяют на блоки по четыре бита. Затем генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения синфазной составляющей (СС) и квадратурной составляющей (КС), которые манипулируют в зависимости от значений первого, второго, третьего и четвертого битов информационного битового потока, а затем суммируют. Фазы СС и КС изменяют на 180° при значениях соответственно первого и второго информационных битов, равных единице. После чего СС и КС манипулируют в зависимости от значений каждого третьего и четвертого бита. 2 ил., 1 прил.

 

Изобретение относится к радиотехнике, в частности, к способам и устройствам формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ), применяемых на линиях многоканальной цифровой связи, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.

Известен способ формирований сигналов с квадратурной фазовой модуляцией (Патент РФ №2205518, МПК ⁷ H04L 27/20, 2001 г.), в котором расщепляют несущее колебание на синфазную составляющую (СС) и квадратурную составляющую (КС), формируют синфазный и квадратурный гармонические сигналы путем деления частоты СС и КС в (4k+1) раз, где k - целое число, сдвигают манипулирующие видеосигналы на половину длительности символа так, что фазы синфазного и квадратурного гармонических сигналов совпадают с фазами соответственно СС и КС в начале и конце каждого символа, фазы СС и КС изменяют на 180°, производят балансную модуляцию двоично-манипулированных СС и КС синфазным и квадратурным гармоническими сигналами и суммируют полученные составляющие.

Недостатком указанного способа является относительно низкая помехоустойчивость, что является следствием ее относительно высокого пик-фактора.

Известен способ формирования сигналов КАМ (Патент РФ №2365050, МПК H04L 27/06, 2008 г.), который состоит из двух параллельно работающих каналов, в одном из которых производят фазоамплитудную манипуляцию сигнала sin ωt (канал I), во втором - фазоамплитудную манипуляцию сигнала cos ωt (канал Q). Указанные сигналы формируют от общего задающего генератора, причем сигнал cosωt получают путем сдвига фазы сигнала sin ωt на 90° с помощью фазовращателя (0°/90°). Манипуляцию фаз сигналов в каналах I и Q производят с помощью коммутаторов, на первый вход которых подают сигнал без сдвига фазы, а на второй вход - сигналы со сдвигом по фазе на 180° с выходов фазовращателей. Управление коммутаторами производится кодовыми комбинациями I_k и Q_k, подаваемыми на информационные входы фазоамплитудных манипуляторов. В результате такой модуляции векторы сигналов I и Q будут принимать фиксированные фазовые положения. При такой совокупности описанных элементов и связей достигается увеличение пропускной способности по радиоканалу за счет снижения потерь помехоустойчивости на основе изменения величины оптимального коэффициента модуляции (коэффициента делителя напряжения) в зависимости от получаемого по обратному каналу соотношения сигнал-шум на входе приемного устройства как с разбиением, так и без разбиения общего переносимого потока бит на подпотоки по приоритетности в условиях помех.

Однако известному способу присущ недостаток, связанный с относительно большой величиной пик-фактора формируемой сигнальной конструкции (СК), что снижает помехоустойчивость ее приема.

Наиболее близким к заявляемому по своей технической сущности и достигаемому техническому результату является способ формирования сигналов КАМ (Патент РФ №2439819, МПК H04L 7/02, 2010 г.), заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения СС и КС , которые манипулируют в зависимости от значений первого r₁, второго r₂, третьего r₃ и четвертого r₄ информационных битов, причем фазы СС и КС изменяют на 180° при значениях соответственно r₁=r₂=1, после чего манипулированные СС и КС суммируют, дополнительно для манипулированных СС и КС формируют по четыре уровня напряжения путем умножения значений и на предварительно заданные соответствующие коэффициенты a, b и c. Таким образом, для СС получают ; ; ; . Для КС - ; ; ; . Затем из полученных четырех уровней напряжения СС и четырех уровней напряжения КС в зависимости от значений r₃ и r₄ выбирают по одному уровню напряжения и соответственно для СС и КС. Один из четырех уровней напряжения для СС и КС в зависимости от значений r₃ и r₄ выбирают из условий:

; ;

; .

Коэффициенты a, b и c выбирают соответственно в пределах: a≥1; b≥1/3; , причем выбранные значения данных коэффициентов должны удовлетворять одновременно условиям: (a-1)²+(b-1)²≥4/9; a²+b²≤2; (a-c)²+(b-c)²≥4/9.

Однако способу-прототипу присущ недостаток - относительно большая величина средней мощности и пик-фактора формируемой сигнальной конструкции (СК), обусловленная относительно большим различием амплитудных значений векторов сигнального созвездия (ВСС) формируемой СК.

Техническим результатом заявляемого технического решения является снижение величины средней мощности и пик-фактора формируемой сигнальной конструкции за счет уменьшения различий амплитудных значений векторов сигнального созвездия.

Это достигается тем, что способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения для синфазной составляющей и квадратурной составляющей , которые манипулируют в зависимости от величин первого r₁, второго r₂, третьего r₃ и четвертого r₄ битов информационного битового потока, причем при r₁=1 изменяют фазы на 180° у , а при r₂=1 у , после чего манипулированные значения синфазной и квадратурной составляющих суммируют, отличается тем, что значения напряжений для синфазной составляющей , равные U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1), и квадратурной составляющей , равные U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1), манипулируют в зависимости от совместных величин каждой пары третьего r₃ и четвертого r₄ битов информационного битового потока, разделенного на блоки по четыре бита, при этом при r₃=1 и r₄=0 значения U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) оставляют без изменения, а значения U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) уменьшают в три раза до уровня при r₂=0 ( при r₂=1), при r₃=0 и r₄=1 значение U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) уменьшают в три раза до уровня при r₁=0 ( при r₁=1), а значения U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) оставляют без изменений, при r₃=0 и r₄=0 значения U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) и U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) оставляют без изменения, а результат их суммирования умножают на коэффициент α, при r₃=1 и r₄=1 значения U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) и U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) уменьшают в три раза, до уровня при r₁=0 ( при r₁=1) и при r₂=0 ( при r₂=1), а результат их суммирования умножают на коэффициент β, причем коэффициент α выбирают равным , а коэффициент β равным , манипулированные значения и суммируют по формуле . Новая совокупность существенных признаков позволяет достичь указанного технического результата, заключающегося в снижении величины средней мощности и пик-фактора формируемой СК за счет уменьшения различий амплитудных значений ВСС.

Заявляемое техническое решение поясняется чертежами, на которых:

на фиг. 1 показан принцип разделения символов информационного битового потока на блоки по четыре символа в каждом;

на фиг. 2 показаны точки ВСС сигналов КАМ, формируемых в соответствии с известным способом-прототипом и предлагаемым способом.

Реализация заявляемого способа поясняется следующим образом.

1. Исходную последовательность символов информационных битов разделяют на блоки по четыре бита. При этом нумерация битов в блоке происходит слева направо. На фиг. 1 показана исходная последовательность символов информационных битов, разделенная на блоки по четыре бита. Над битами каждого блока указана нумерация.

2. Генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения СС и КС , причем при формировании синусоидальный сигнал оставляют без изменения.

Операции формирования синусоидального сигнала известны и описаны, например, в патенте РФ №2365050, 2008 г. Причем КС можно формировать, например, путем изменения фазы исходного синусоидального сигнала на 90° с помощью фазовращателя на 90° (см. патент РФ №2365050, 2008 г.). На фиг.2 показаны исходные вектора СС и КС , соответственно по оси синфазного I и квадратурного Q напряжений.

3. Значения напряжений СС и КС манипулируют в зависимости от величин r₁, r₂, r₃ и r₄ битов информационного битового потока, причем при r₁=1 изменяют фазы на 180° у , а при r₂=1 у .

Операция манипулирования значениями напряжения СС и КС при формировании СК в двумерном пространстве сигналов КАМ предусматривает изменение исходных значений векторов напряжения СС и КС (см. патент РФ №2365050, 2008 г.). На фиг.2 показаны значения напряжений U_исх21 и U_исх11 по осям синфазного I и квадратурного Q напряжений, сформированных из напряжения СС и КС в результате их манипуляции при формировании ВСС без изменения фазы, и значения напряжений U_исх22 и U_исх12, полученные при формировании ВСС с изменением фазы СС и КС

Операции манипуляции СС и КС, в том числе и при изменении их фазы на 180°, известны и описаны, например, в патенте РФ №2365050, 2008 г.

4. Манипулируют СС и КС в зависимости от значений каждого r₃ и r₄ информационных символов в каждом из блоков следующим образом:

4.1. При r₃=1 и r₄=0 значение оставляют без изменений, а значение уменьшают в три раза.

На фиг.2 показаны значения манипулированных напряжений U₁₁ (без инверсии) и U₁₂ (с инверсией), полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений (без инверсии и с инверсией), и значения без изменений манипулированных напряжений U_исх21 (без инверсии) и U_исх22 (с инверсией), полученных из исходных значений (без инверсии и с инверсией).

4.2. При r₃=0 и r₄=1 значение оставляют без изменений, а значение уменьшают в три раза.

На фиг.2 показаны значения манипулированных напряжений U₂₁ (без инверсии) и U₂₂ (с инверсией), полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений (без инверсии и с инверсией), и значения без изменений манипулированных напряжений U_исх12 (без инверсии) и U_исх12 (с инверсией), полученных из исходных значений (без инверсии и с инверсией).

4.3. При r₃=0 и r₄=0 значения и (без инверсии и с инверсией) оставляют без изменений.

На фиг.2 показаны значения без изменений манипулированных напряжений U_исх21 и U_исх22, полученных из исходных значений (без инверсии и с инверсией), и значения без изменений манипулированных напряжений U_исх11 и U_исх12, полученных из исходных значений (без инверсии и с инверсией).

4.4. При r₃=1 и r₄=1 значения и (без инверсии и с инверсией) уменьшают в три раза.

На фиг.2 показаны значения манипулированных напряжений U₂₁ и U₂₂, полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений (без инверсии и с инверсией), и значения манипулированных напряжений U₁₁ и U₁₂, полученных в результате уменьшения в три раза исходных значений (без инверсии и с инверсией).

Операции уменьшения значения напряжения известны и описаны, например, в патенте РФ №2205518, МПК ⁷ H04L 27/20, 2001 г.

5. Манипулированные СС и КС суммируют. При r₃=0 и r₄=0 результат суммирования умножают на коэффициент . При r₃=1 и r₄=1 результат суммирования умножают на коэффициент β=1/2.

Суммирование манипулированных значений СС и КС осуществляют по формуле . В формуле под значениями и принимают исходные значения напряжений и , манипулированных в зависимости от величин r₁, r₂, r₃ и r₄. Операции суммирования напряжения СС и КС известны (см. патент РФ №2365050, 2008 г.). Операции умножения известны (см. патент РФ №2439819,2010 г.).

В результате суммирования СС и КС (для комбинаций r₃=0 и r₄=0 и r₃=1 и r₄=1) результат суммирования соответственно умножают на значение α и β, формируют сигнальное созвездие сигнала КАМ.

На фиг.2 показаны результирующие точки BCC F₁, F₂, F₃, F₄, F₅, F₆, F₇, F₈, F₉, F₁₀, F₁₁, F₁₂, F₁₃, F₁₄, F₁₅, F₁₆, полученные в результате суммирования значений напряжения СС и КС, согласно заявляемому способу.

Возле каждой точки ВСС показан ее манипуляционный код, представленный в двоичной системе счисления. Порядок следования битов «слева направо» соответствует номерам информационных битов каждого из блоков, манипулирующих и , т.е. первый бит слева является первым информационным битом, второй - вторым информационным битом и т.д. для каждого из блоков.

Для манипуляции СС и КС выбран код Грея. Сигнальные конструкции с манипуляционным кодом Грея отличаются повышенной помехоустойчивостью, относительно СК при натуральном манипуляционном кодировании (см. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение, 2-е издание.: Пер. с англ. - М.: Издательский дом «Вильямс», 2003, стр.234).

Согласно заявляемому способу, формирование сигналов КАМ происходит следующим образом. Информационную последовательность разбивают на блоки по четыре символа в каждом. Манипуляцию СС и КС осуществляют для каждого блока в соответствии со значениями r₁ и r₂ информационных битов блока следующим образом. В соответствии со значением r₁ манипулируют , а в соответствии со значением r₂ манипулируют . В случае, когда r₁=0(r₂=0), фазу СС (КС) оставляют без изменений. В случае, когда r₁=1(r₂=1), фазу СС (КС) изменяют на 180°, т.е. вместо берут инвертированное значение , а вместо берут инвертированное значение .

Затем для манипулированных битами r₁ и r₂ СС и КС, в зависимости от значений r₃ и r₄, формируют по два уровня напряжения.

В случае, когда r₃=1 и r₄=0 формируют: U_исх21 и U₁₁ (для r₁=0 и r₂=0); U_исх21 и U₁₂ (для r₁=0 и r₂=1); U_исх22 и U₁₁ (для r₁=1 и r₂=0); U_исх21 и U₁₂ (для r₁=1 и r₂=1). Результирующую точку ВСС получают после суммирования манипулированных значений СС и КС.

В случае, когда r₃=0 и r₄=0 формируют: U_исх21 и U_исх11 (для r₁=0 и r₂=0); U_исх21 и U_исх12 (для r₁=0 и r₂=1); U_исх22 и U_исх11 (для r₁=1 и r₂=0); U_исх21 и U_исх12 (для r₁=1 и r₂=1). Результирующую точку ВСС получают после умножения суммы манипулированных значений СС и КС на значение . Значение выбрано из условия обеспечения равенства амплитудных величин BCC F₁, F₂, F₃, F₄, F₅, F₈, F₉, F₁₂, F₁₃, F₁₄, F₁₅, F₁₆ между собой.

В случае, когда r₃=1 и r₄=1 формируют: U₂₁ и U₁₁ (для r₁=0 и r₂=0); U₂₁ и U₁₂ (для r₁=0 и r₂=1); U₂₂ и U₁₁ (для r₁=1 и r₂=0); U₂₁ и U₁₂(для r₁=1 и r₂=1). Результирующую точку ВСС получают после умножения суммы манипулированных значений СС и КС на значение . Значение выбрано из условия обеспечения минимального эвклидова расстояния между следующими точками ВСС СК: |F₁-F₆|, |F₁-F₅|, |F₁-F₂| для левого верхнего квадранта; |F₄-F₇|, |F₄-F₃|, |F₄-F₈| для правого верхнего квадранта; |F₁₆-F₁₁|, |F₁₆-F₁₂|, |F₁₆-F₁₅| для правого нижнего квадранта; |F₁₃-F₁₀|, |F₁₃-F₉|, |F₁₃-F₁₄| для левого нижнего квадранта (см. прил. 1).

В случае, когда r₃=0 и r₄=1 формируют: U₂₁ и U_исх11 (для r₁=0 и r₂=0); U₂₁ и U_исх12 (для r₁=0 и r₂=1); U₂₂ и U_исх11 (для r₁=1 и r₂=0); U₂₂ и U_исх12(для r₁=1 и r₂=1). Результирующую точку ВСС получают после суммирования манипулированных значений СС и КС.

Возможность снижения величины средней мощности и значения пик-фактора в заявляемом способе показана в прил. 1.

Таким образом, в заявляемом способе при его реализации за счет уменьшения различий амплитудных значений ВСС достигается цель заявляемого технического решения, направленная на снижение величины средней мощности и значения пик-фактора формируемой СК, что приведет к повышению помехоустойчивости сигнала КАМ.

Приложение 1

ОЦЕНКА УРОВНЯ СРЕДНЕЙ МОЩНОСТИ И ПИК-ФАКТОРА СИГНАЛЬНОЙ КОНСТРУКЦИИ ПРИ ИЗМЕНЕНИИ АМПЛИТУДНЫХ ЗНАЧЕНИЙ ВЕКТОРА СИГНАЛЬНОГО СОЗВЕЗДИЯ В ЗАЯВЛЯЕМОМ СПОСОБЕ

В способе-прототипе точки ВСС сигнала КАМ: A₁, A₂, A₅, A₆, A₃, A₄, A₈, A₇, A₁₁, A₁₂, A₁₆, A₁₅, A₉, A₁₀, A₁₄, A₁₃. В заявляемом способе точки векторов сигнальной конструкции КАМ: F₁, F₂, F₅, F₆, F₃, F₄, F₈, F₇, F₁₁, F₁₂, F₁₆, F₁₅, F₉, F₁₀, F₁₄, F₁₃ (см. фиг.2). Пик-фактор (см. стр.17 формула 23, патент РФ №2439819 C1, опубл. Бюл. №1 от 10.01.2012 г.) можно интерпретировать как результат отношения пиковой амплитуды U_n СК к ее средней амплитуде .

Поскольку в СК КАМ значения точек ВСС в каждом из квадрантов имеют одинаковые энергетические значения, то все расчеты проведем только для правого верхнего квадранта.

Средняя амплитуда и пиковая амплитуда СК КАМ в способе-прототипе имеют следующие значения , где (см. стр.17 формула 20, 24 и 26, патент РФ №2439819 C1, опубл. Бюл. №1 от 10.01.2012 г.).

В результате значение пик-фактора для способа-прототипа

.

Пиковая амплитуда СК в заявляемом способе равна |OF₄|, поскольку у формируемой СК одинаковые значения у следующих ВСС |OF₃|=|OF₄|=|OF₈|. Значение |OF₄|=α×|OA₄|, |OA₄| можно рассчитать из треугольника OA₄H (см. фиг.2), , где |OH|=U_исх11, и |HA₄|=U_исх21, учитывая, что |U_исх11|=|U_исх21|, тогда:

.

Средняя амплитуда СК в заявляемом способе равна

.

Значение . Значение , величину |OG| находим из треугольника OGB: , где . Тогда .

Выбор значения обусловлен следующими соображениями. И в заявляемом способе значение минимального евклидова расстояния d для ВСС F₁, F₂, F₅, F₃, F₄, F₈, F₁₂, F₁₆, F₁₅, F₉, F₁₄, F₁₃ одинаковое и будет определяться как у сигналов двенадцатипозиционной фазовой манипуляции d=2U_исх11sin15°. Следовательно, для обеспечения такого же значения для |F₄-F₇| (|F₁-F₆| |F₁₆-F₁₁|, |F₁₃-F₁₀| для других квадрантов), необходимо значение |OF₇| вычислять как разность |OF₄|-|F₄F₇|. Полагая |F₄F₇|=d, имеем . Учитывая, что заявляемая СК формируется на основе квадратурных составляющих, то результирующее значение β можно рассматривать как отношение |OF₇|/|OG|. Тогда

В итоге: .

В результате значение пик-фактора для заявляемого способа

.

Таким образом, эффективность заявляемого способа по показателю относительного снижения значения пик-фактора Э_п составит

.

При этом среднее значение амплитуд в заявляемом способе в 1,3 раза меньше по отношению к способу-прототипу. Следовательно, и средняя мощность СК в заявляемом способе будет меньше. Это указывает на достижение цели заявляемого технического решения, направленной на снижение величины средней мощности и значения пик-фактора формируемой СК КАМ, и как следствие, повышения помехоустойчивости.

Способ формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции, заключающийся в том, что генерируют синусоидальный сигнал, из которого формируют исходные значения напряжения для синфазной составляющей и квадратурной составляющей , которые манипулируют в зависимости от величин первого r₁, второго r₂, третьего r₃ и четвертого r₄ битов информационного битового потока, причем при r₁=1 изменяют фазы на 180° у , а при r₂=1 у , после чего манипулированные значения синфазной и квадратурной составляющих суммируют, отличающийся тем, что значения напряжений для синфазной составляющей , равные U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1), и квадратурной составляющей , равные U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1), манипулируют в зависимости от совместных величин каждой пары третьего r₃ и четвертого r₄ битов информационного битового потока, разделенного на блоки по четыре бита, при этом при r₃=1 и r₄=0 значения U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) оставляют без изменения, а значения U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) уменьшают в три раза до уровня при r₂=0 ( при r₂=1), при r₃=0 и r₄=1 значение U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) уменьшают в три раза до уровня при r₁=0 ( при r₁=1), а значения U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) оставляют без изменений, при r₃=0 и r₄=0 значения U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) и U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) оставляют без изменения, а результат их суммирования умножают на коэффициент α, при r₃=1 и r₄=1 значения U_исх21 при r₁=0 (U_исх22 при r₁=1) и U_исх11 при r₂=0 (U_исх12 при r₂=1) уменьшают в три раза, до уровня при r₁=0 ( при r₁=1) и при r₂=0 ( при r₂=1), а результат их суммирования умножают на коэффициент β, причем коэффициент α выбирают равным , а коэффициент β, равным , манипулированные значения и суммируют по формуле .