Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели



Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели
Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели
Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели
Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели
Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели
Способ адаптивной настройки каналов ускорения в многоканальном обнаружителе маневрирующей цели

 


Владельцы патента RU 2542347:

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" (RU)

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационной технике, в системах обработки первичной радиолокационной информации, для обнаружения высокоманевренной цели в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях. Достигаемый технический результат - повышение разрешающей способности по ускорению и улучшение характеристик обнаружения без увеличения требований к вычислительным ресурсам. Указанный результат достигается за счет адаптивной настройки каналов без увеличения их количества. Для этого осуществляются операции поиска максимумов модулей преобразования Фурье в каждом из каналов ускорения и изменение настройки каналов ускорения в процессе обнаружения цели, то есть изменение междупериодных фазовых набегов опорных сигналов за счет ускорения. 4 ил.

 

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационной технике, в системах обработки первичной радиолокационной информации, для обнаружения высокоманевренной цели в импульсно-доплеровских радиолокационных станциях (ИД РЛС).

В ИД РЛС цели облучаются радиоимпульсами, излучаемыми с определенной частотой повторения. При отражении от движущейся воздушной цели несущая частота радиоимпульсов сдвигается на величину, равную частоте Доплера. Знак этой величины определяется направлением движения цели относительно ИД РЛС. Частота повторения радиоимпульсов выбирается из условия однозначности измерения скорости. При отражении от высокоманевренной цели, движущейся с постоянным радиальным ускорением, радиоимпульсы преобразуются в дискретные выборки линейно-частотно-модулированного (ЛЧМ) сигнала.

Известен способ обнаружения сигналов, отраженных от маневрирующей цели [1], в котором осуществляют аналого-цифровое преобразование (АЦП) сигнала, осуществляют панорамную развертку по частоте и по производной частоты, и накапливают отсчеты в матричном фильтре. Недостатками способа являются значительные вычислительные затраты на реализацию.

Известен способ обнаружения сигналов, отраженных от маневрирующей цели [2], заключающийся в разбиении сигнальной выборки на ряд коротких выборок, вычислении корреляционных сумм в узлах сетки гексагонального типа и сравнении их с порогом обнаружения. Недостатком данного способа является то, что для увеличения разрешающей способности по скорости и ускорению необходимо увеличивать число каналов скорости и ускорения, что приводит к чрезмерному возрастанию требований к вычислительным ресурсам. С другой стороны увеличение числа каналов обработки в многоканальной системе сопряжено с возрастанием порога обнаружения для сохранения требуемой вероятности ложной тревоги, что в свою очередь приводит к снижению вероятности правильного обнаружения.

Известен способ обнаружения сигналов, отраженных от маневрирующей цели [3], в котором получают последовательности мультипликаций из сигнальной входной выборки, путем задержки каждого элемента выборки сигнала на период излучения импульсов в пачке Т, инвертирования мнимой части задержанного отсчета выборки сигнала, умножения задержанного элемента выборки сигнала на следующий элемент выборки сигнала. Для получения достаточных статистик в узлах сетки, покрывающей область параметра ускорения, используют метод ЛЧМ-фильтрации, затем получают одноканальную максимально правдоподобную оценку доплеровского набега фазы сигнала за счет скорости в каждом канале по ускорению. Недостатком данного способа является то, что одновременно с выигрышем в количестве вычислительных операций происходит повышение порогового отношения сигнал-шум. Оба фактора вызваны отсутствием многоканальности по скорости.

В качестве прототипа выбран известный способ обнаружения сигналов, отраженных от маневрирующей цели [4], в котором осуществляют АЦП сигнала, вычисляют корреляционные суммы выборки сигнала и опорных комплексных ЛЧМ сигналов, фазы действительной и мнимой частей которых сдвинуты на девяносто градусов, в узлах сетки, покрывающей область априорных значений частоты сигнала и ее производной, определяют максимум модуля корреляционной суммы, сравнивают значение максимума модуля корреляционной суммы с порогом, при этом корреляционные суммы вычисляют в узлах прямоугольной сетки путем умножения сигнальных отсчетов на фазовращающие множители, соответствующие значению производной частоты, и применения быстрого преобразования Фурье (БПФ), вычисляющего значения корреляционной суммы во всех узлах с одинаковым индексом.

Недостатком данного способа является высокая сложность его реализации для широкого диапазона изменения частоты Доплера и ее производной ввиду резкого увеличения числа каналов обработки сигнала.

Техническим результатом предлагаемого изобретения является повышение разрешающей способности по ускорению и улучшение характеристик обнаружения без увеличения требований к вычислительным ресурсам. Для повышения разрешающей способности по ускорению и улучшения характеристик обнаружения при реализации способа, используемого в прототипе, как и в аналоге необходимо увеличивать число каналов скорости и ускорения. Такое решение, помимо увеличения количества требуемых вычислительных операций, приведет к неоднозначному влиянию на характеристики обнаружения. С одной стороны, увеличение числа каналов приведет к более точной настройке опорных сигналов и увеличению вероятности правильного обнаружения. С другой стороны, рост числа каналов приводит к росту вероятности ложных тревог и, соответственно, необходимости увеличения порога обнаружения, что приводит к уменьшению вероятности правильного обнаружения. Таким образом, неоднозначность влияния увеличения числа каналов на характеристики обнаружения накладывает еще одно ограничение на применение способа, известного из описания прототипа.

Технический результат предлагаемого изобретения достигается за счет адаптивной настройки каналов без увеличения их количества. Для этого формируются синфазная и квадратурная составляющие отраженного от маневрирующей цели комплексного сигнала после аналого-цифрового преобразования. Затем для компенсации фазовых набегов, вызванных ускоренным движением цели и, имеющих квадратичный вид (далее квадратичные фазовые набеги), осуществляются квадратичные фазовые сдвиги полученных выборок в диапазоне (то есть осуществляется обратный поворот фазы в соответствии с квадратичным фазовым набегом), границы которого на первом этапе работы алгоритма определяются априорно возможными значениями ускорения. Таким образом, настройка каждого канала ускорения определяется дискретным значением фазового сдвига из данного диапазона. Далее осуществляется дискретное преобразование Фурье, и определяются модули полученных значений. На основании их сравнения с порогом принимается решение о наличии или отсутствии цели. При несовпадении квадратичных фазовых сдвигов опорного и принятого сигналов происходит размытие сигнала по каналам скорости и снижение уровня сигнала в канале, соответствующем истинному значению скорости. При этом для каналов ускорения с наиболее близкими к реальному ускорению настройками, уровни сигналов будут максимальны (фиг.1). Следовательно, выбирая из дискретных значений квадратичных фазовых сдвигов ту пару соседних значений, которой соответствуют максимумы модулей преобразований Фурье, можно сузить диапазон, из которого выбираются значения квадратичных фазовых сдвигов. Таким образом, на следующем этапе выполнения алгоритма границы диапазона сужаются, благодаря чему разрешающая способность по ускорению повышается при сохранении прежнего количества каналов и, соответственно, вероятности ложных тревог. За счет более точной настройки каналов ускорения вероятность правильного обнаружения увеличивается.

Новыми признаками заявляемого способа, которые обладают существенными отличиями от способа-прототипа, являются следующие:

1) поиск максимумов модулей преобразования Фурье в каждом из каналов ускорения;

2) изменение настройки каналов ускорения в процессе обнаружения цели, т.е. изменение квадратичных фазовых сдвигов опорных сигналов.

Сравним эффективность способа-прототипа и заявляемого способа. В качестве критерия будем использовать характеристики обнаружения, то есть зависимость вероятности правильного обнаружения цели от отношения сигнал-шум на входе устройства обнаружения.

На фиг.2 и 3 представлены характеристики обнаружения (сплошная линия - заявляемый способ, пунктирная - способ-прототип) для случая трех и четырех каналов ускорения соответственно, диапазон априорно возможных межпериодных набегов фаз за счет ускорения равен 0.001π (~0,18 град), число импульсов в пачке 128.

Из анализа фиг.2 и 3 видно, что заявляемый способ позволяет получить выигрыш в 1.46 дБ (1.4 раз) при трех каналах ускорения, и 0.52 дБ (1.13 раз) при 4 каналах ускорения, для вероятности правильного обнаружения 0.9. Данный выигрыш соответствует увеличению дальности обнаружения маневрирующей цели на 26 км и 9 км соответственно, при начальной дальности обнаружения 300 км. Был проведен ряд имитационных экспериментов, позволяющих утверждать, что при изменении числа импульсов в пачке как в большую, так и меньшую сторону эффективность заявляемого способа сохраняется. Выигрыш зависит от числа каналов ускорения, при меньшем их количестве удается обеспечить большую эффективность.

Сравним также требуемые на реализацию вычислительные ресурсы. Единицей измерения будем считать элементарную операцию (ЭО) типа умножения, сложения и сравнения действительных чисел. На современном этапе развития техники можно считать, что эти действия выполняются за одинаковое время.

Для осуществления способа-прототипа в одном канале по ускорению требуется 6N ЭО на выполнение квадратичных фазовых сдвигов, где N - число импульсов в пачке; 5N log2N ЭО для вычисления N точечного БПФ; 3N ЭО для вычисления модулей БПФ. Для реализации данных действий во всех каналах ускорения требуется M(6N+5N log2N+3N) ЭО, где М - число каналов по ускорению.

Для осуществления заявляемого способа в одном канале по ускорению требуется 6N ЭО на выполнение квадратичных фазовых сдвигов, где N - число импульсов в пачке; 5N log2N ЭО для вычисления N точечного БПФ; 3N ЭО для вычисления модулей БПФ; N-1 ЭО для поиска максимума модуля БПФ. Для реализации данных действий во всех каналах ускорения требуется M(6N+5N log2N+3N+N-1) ЭО.

При этом число каналов ускорения для обеспечения одинаковой эффективности обнаружения, определяемой характеристиками обнаружения, будет отличаться для способа-прототипа и заявляемого способа. Эффективность обнаружения, которую обеспечивает заявляемый способ при описанных выше параметрах системы и трех каналах ускорения, может быть получена при наличии пяти каналов ускорения в способе-прототипе. При этом заявляемый способ требует на выполнение в 1.63 раза меньше ЭО и обеспечивает более высокую разрешающую способность.

Техническая реализация заявляемого способа возможна на основе устройства, структурная схема которого изображена на фиг.4. Устройство состоит из буферного регистра 1, многоканальных фазовращателей 2, блока формирования фазовых сдвигов 3, блоков быстрого преобразования Фурье 4, многоканальных блоков вычисления модулей отсчетов БПФ 5, многоканальной схемы выбора максимума 6, многоканальных пороговых устройств 7, блока стабилизации уровня ложной тревоги 8.

Работу устройства можно разделить на два этапа и описать следующим образом. Сигнал, отраженный от маневрирующей цели, после преобразований в каскадах приемника и аналого-цифрового преобразования поступает на входы устройства, реализующего заявляемый способ. Квадратурные составляющие на входе устройства в одном элементе разрешения по дальности описываются последовательностью комплексных величин:

где и - действительная и мнимая составляющие комплексного k-го отсчета соответственно;

k=0…N-1; i - мнимая единица;

φc и ϕ c ' - межпериодные набеги фазы сигнала за счет скорости и ускорения соответственно.

После прохождения буферного регистра 1 отсчеты Sk поступают на входы М многоканальных фазовращателей 2, где происходит обработка в соответствии с правилом:

где ϕ m ' - настройка m-го канала по ускорению на межпериодный фазовый набег за счет ускорения;

m=0…М-1.

На первом этапе блок формирования фаз 3 формирует значения ϕ m ' , которые распределены равномерно в диапазоне квадратичных фазовых набегов, соответствующем априорно возможным ускорениям. Затем полученные отсчеты последовательно поступают в блоки БПФ 4 и многоканальные блоки вычисления модуля 5. Значения модулей сравниваются с порогами, которые поступают на входы пороговых устройств 7 с выходов блока стабилизации уровня ложной тревоги 8, и на основании сравнения принимается решение о наличии или отсутствии цели. На выходах пороговых устройств 7 формируются информационные сигналы. Вместе с тем, модули отсчетов БПФ поступают на входы многоканальной схемы выбора максимума 6, где определяются два соседних канала ускорения, в которых наблюдаются максимумы модулей БПФ. При наличии нескольких целей в блоке 6 определяются пары для каждой возможной цели. На следующем этапе блок формирования фаз 3 перераспределяет настройки каналов ускорения в диапазоне, определяемом текущими фазовыми сдвигами в каналах, номера которых получены от схемы выбора максимума 6.

В зависимости от быстродействия второй этап может выполняться до начала обработки следующей пачки, то есть все вычислительные операции выполняются дважды за время, определяемое длительностью пачки. Либо второй этап может выполняться во время обработки следующей пачки. Так как ускорение летательных аппаратов меняется довольно быстро, то после выполнения второго этапа производится сброс блока формирования фаз, то есть настройки каналов ускорения вновь равномерно распределяются по диапазону априорно возможных квадратичных межпериодных набегов фаз.

Список литературы

1. Обработка сигналов в многоканальных РЛС. / Под. ред. А.П. Лукошкина. М.: Радио и связь, 1983, с.307, рис.12.18.

2. Патент №2154837 по заявке 99113134/09 от 16.06.1999, опубл. 20.08.2000. Способ обнаружения линейно-частотно-модулированного сигнала с неизвестными параметрами. Аганин А.Г., Богданов А.В., Голубенке В.А., Киселев В.В., Лапердин В.Д., Меркулов В.И., Иванов Ю.Л., Рязанцев К.В.

3. Патент №2282873 по заявке 2004138168/09 от 27.12.2004, опубл. 10.06.2006. Способ обнаружения сигналов, отраженных от маневрирующей цели и устройство для его реализации. Кошелев В.И., Белокуров В.А.

4. Кузьменков В.Ю., Логинов В.М. Способы и устройства совместного измерения радиальной скорости и радиального ускорения. // Радиотехника и электроника, 1997, т.42, №12, с.1465…1475.

Способ обнаружения маневрирующей цели, заключающийся в том, что зондируют пространство пачкой когерентных радиоимпульсов, осуществляют аналого-цифровое преобразование отраженного от маневрирующей цели комплексного сигнала, представленного синфазной (действительной) и квадратурной (мнимой) составляющими, получают выборки сигналов, осуществляют квадратичные фазовые сдвиги полученных выборок в диапазоне, границы которого определяются априорно возможными значениями ускорения, осуществляют преобразование Фурье, определяют модули полученных значений, на основании их сравнения с порогом принимают решение о наличии или отсутствии цели, отличающийся тем, что выполняют поиск максимумов модулей преобразования Фурье для каждого осуществленного ранее квадратичного фазового сдвига, из дискретных значений квадратичных фазовых сдвигов выбирают ту пару соседних значений, которой соответствуют максимумы модулей преобразований Фурье, затем формируют новые дискретные значения квадратичных фазовых сдвигов в диапазоне, границы которого определяются полученной парой соседних значений квадратичных фазовых сдвигов.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при решении задач пассивной радиолокации. Техническим результатом является улучшение обнаружения хаотической последовательности импульсов.

Изобретение относится к методам радиолокационного обнаружения воздушных объектов (ВО), в том числе беспилотных летательных аппаратов (БЛА). Достигаемый технический результат - просмотр всего диапазона частот (перебор всех значений длин волн, соизмеримых с размерами ВО и элементами их конструкции) и повышение точности обнаружения.

Изобретение может быть использовано для поиска радиоуправляемых взрывных устройств (РВУ). Заявленное изобретение состоит из передатчика зондирующего сигнала, приемников, настроенных на удвоенную и утроенную частоту зондирующего сигнала, блока управления, блока обработки, пульта управления и индикации, блока антенн, широкополосного приемника, анализатора спектра и индикатора анализатора спектра, определенным образом соединенных между собой.

Изобретение относится к наведению летательных аппаратов на воздушные цели (ВЦ). Достигаемый технический результат - повышение ситуационной осведомленности летчика о конечных результатах наведения и упрощение соответствующих вычислений.

Изобретение относится к радиолокации и может использоваться для ускоренного поиска и слежения за объектами. .

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в пассивном поляризационном (поляриметрическом) радиолокаторе для обнаружения и селекции радиолокационных сигналов.

Изобретение относится к техническим средствам охраны и может быть использовано для поиска радиоуправляемых взрывных устройств. .

Изобретение относится к методам и средствам обработки сигналов в радиотехнических системах и может быть использовано при решении задач обнаружения радиоимпульсов в условиях воздействия непрерывной узкополосной помехи с неизвестной несущей частотой. Достигаемый технический результат - повышение эффективности обнаружения. Указанный результат достигается за счет того, что признаками присутствия радиоимпульса на входе обнаружителя принимаются не только положительные, но и отрицательные выбросы в выходном сигнале обнаружителя, при этом для регистрации отрицательных выбросов используется дополнительная пороговая схема. обеспечивающая улучшение характеристик обнаружения. 3 ил.
Изобретение относится к области радиолокаций. Технический результат заключается в уменьшении погрешности измерения фазы обратного вторичного излучения цели. Устройство для измерения элементов матрицы рассеяния цели содержит: генератор (1) монохроматических электрических колебаний высокой частоты (ВЧ), поляризатор (2), волноводный разделитель поляризации (3) поля вторичного излучения цели, приемно-передающую антенну (4) полей ВЧ, источник (5) опорного сигнала, фильтр (6) сигнала рабочей гармоники несущей частоты, делитель (7) частоты сигнала рабочей гармоники, три смесителя (8.1, 8.2, 8.3), три фильтра ПЧ (9.1, 9.2, 9.3), три усилителя сигнала ПЧ (10.1, 10.2, 10.3), два фильтра несущей частоты (11.1, 11.2), два регистратора фазы (12.1, 12.2), два регистратора амплитуды (13.1, 13.2), гетеродин (14), радиолокационную цель (15), опоры (16) системы мягкой подвески цели, несущий трос (17) системы подвески цели, стропы (18) крепления цели, стропы-оттяжки (19) вращения цели, поворотное устройство цели, диод (21), источник (5) опорного сигнала. 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к радиолокационным пеленгаторам запреградных объектов. Достигаемый технический результат - повышение точности пеленгации локализованного слабоконтрасного объекта на фоне распределенной в пространстве помехи и обеспечение запреградного действия по локализованному объекту. Указанный результат достигается за счет того, что радиолокационный пеленгатор локализованных объектов содержит излучатель, передающую антенну, две приемные антенны, два приемных модуля, коррелятор для оценки взаимно корреляционной функции, исполнительное устройство, при этом вторая приемная антенна выполнена подвижной относительно первой и расположена на расстоянии от нее где d - расстояние между приемными антеннами, λ0=0,18 м - средняя длина волны, при этом излучатель выполнен в виде генератора сверхкороткого импульсного излучения. 5 ил.

Радиоизмерительная установка для измерения эффективной поверхности рассеяния объектов содержит: генератор ВЧ, приемник, приемо-передающую антенну, которая выполнена в виде плоской фазированной антенной решетки (ФАР) с N каналами, генератор опорной частоты, три смесителя, фильтр высокой частоты, генератор импульсов, импульсный модулятор, усилитель мощности, циркулятор, систему из √N+1 разветвителей, каждый разветвитель имеет √n выходов, N ответвителей, N аттенюаторов, N фазовращателей, N излучателей, блок настройки ФАР, который имеет N входов вторых выходов ответвителей, N первых выходов сигналов управления аттенюаторами и N вторых выходов сигналов управления фазовращателями. Выход генератора опорной частоты соединен с гетеродинными входами смесителей и входом гетеродинного сигнала блока настройки, сигнальный вход первого смесителя соединен с выходом генератора ВЧ, а выход первого смесителя соединен с входом фильтра ВЧ. Выход генератора ВЧ соединен с гетеродинными входами второго и третьего смесителей, выход фильтра ВЧ соединен с сигнальным входом усилителя мощности, а его выход соединен с входом циркулятора, выход-вход которого соединен с входом первого разветвителя системы разветвителей, выходы первого разветвителя соединены с входами других разветвителей, выходы которых образуют N каналов фазированной антенной решетки. Выход циркулятора соединен с сигнальным входом второго смесителя, выход которого соединен с входом приемника. В каждом канале последовательно включены: ответвитель, аттенюатор, фазовращатель и излучатель. Вторые выходы ответвителей соединены с сигнальными входами третьих смесителей, выходы которых соединены с входами блока настройки, первые N выходов которого соединены с входами управляющих сигналов аттенюаторами, а вторые N выходов соединены с входами управляющих сигналов фазовращателей. Техническим результатом изобретения является увеличение площади однородного по амплитуде и фазе фронта ЭМП до площади апертуры ФАР, возможность измерения ЭПР объектов больших размеров с большей точностью по сравнению с прототипом изобретения и сокращение в два раза продольных размеров радиоизмерительной установки. 3 ил.
Наверх