Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием



Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием
Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием

 


Владельцы патента RU 2543493:

Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Московский государственный технический университет имени Н.Э. Баумана" (МГТУ им. Н.Э. Баумана) (RU)

Изобретение относится к области ближней радиолокации и может быть использовано в системах фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) в радиолокационном датчике доплеровского смещения частоты. Достигаемый технический результат изобретения - повышение точности определения моментов срывов ФАПЧ и возможность их корректировки. Указанный результат достигается за счет того, что радиолокационный датчик выполняют в виде системы из двух контуров, один из которых используется в контуре слежения за фазой, а другой - в контуре обнаружителя срыва слежения. За счет совместной обработки информации, получаемой с дискриминаторов, удается отследить срывы слежения за фазой и ввода коррекции. 5 ил.

 

Изобретение относится к области ближней радиолокации и может быть использовано в системах фазовой автоподстройки (ФАП) частоты в радиолокационном датчике доплеровского смещения частоты.

Известны радиолокационные датчики для определения скорости сближения движущегося объекта с препятствием (см. Патент РФ №2501034, МПК G01S 13/58, от 14.12.2011) Задача, решаемая в данном изобретении, заключается в повышении вероятности правильного измерения скорости приближения автомобиля к радиолокационной станции (РЛС) и уменьшении массогабаритных и стоимостных характеристик локаторов для государственной инспекции безопасности дорожного движения (ГИБДД). Указанный результат достигается за счет реализации локаторов с использованием более низкочастотного сигнала, излучаемого РЛС, и проведения измерения скорости приближения автомобиля к РЛС на более коротком и заранее известном интервале расстояния. Локатор для ГИБДД содержит РЛС измерения начальной скорости движущегося объекта, приемно-передающую антенну, которую устанавливают, при необходимости, на автомобиле ГИБДД и которая излучает непрерывный сигнал с частотной модуляцией по одностороннему пилообразному линейно возрастающему закону, и имеет преобразователь скорости перемещения автомобиля ГИБДД, выходы которого, так же как и выходы вычислителя скорости РЛС, подключены, соответственно, к первым и вторым входам схемы вычитания.

Недостатком данного датчика является статичность данных о срывах, не позволяющих производить корректировку системы с целью избегания этих срывов.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому изобретению является радиолокационный датчик скорости определения срывов слежения за фазой, основанный на математических моделях ФАП статистической динамики систем синхронизации, выбранный в качестве прототипа (см. Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ-сигналов и их компоненты: учебное пособие. М.: Издательский дом МЭИ, 2010. стр.268), работающий в диапазоне частот 24 ГГц.

Датчик содержит высокостабильный генератор, блок фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выход которого подключен с генератору управляемого напряжения (ГУН), выход которого соединен со входом передающего канала, включающего умножитель частоты, выход которого через аттенюатор соединен с усилителем, связанного через дуплексер с приемо-передающей антенной, второй выход генератора управляющего напряжения соединен со входом приемного канала, включающего усилитель приемного канала, соединенного через умножитель частоты приемного канала с первым входом когерентного квадратурного приемника, второй вход которого соединен через дуплексер с антенной.

Датчик выполнен на серийных микросхемах. В канале радиопередающего устройства формируется немодулированный сигнал с частотой, стабилизированной высокостабильным (кварцевым) генератором, а отраженный от препятствия сигнал с доплеровским смещением частоты поступает на вход когерентного I/Q-приемника, где выделяются квадратурные составляющие I и Q для цифровой обработки.

Усилители формируют опорное колебание с частотой 24 ГГц.

В блоке фазовой автоподстройки использован корректирующий фильтр, который синтезируется таким образом, чтобы максимальная динамическая ошибка слежения за фазой сигнала не превышала заданные пределы. Уменьшение динамической ошибки слежения возможно за счет расширения полосы частот фильтра ФАПЧ, а это, в свою очередь, приводит к росту флуктуационной ошибки слежения за фазой.

Недостатком данного способа является выбор компромисса между флуктуационной и динамической ошибкой, т.е. нахождение некоторой оптимальной полосы частот фильтра.

Технической задачей, решаемой в изобретении, является повышение точности определения моментов срывов ФАПЧ и возможность их корректировки. Достигаемый технический результат изобретения - отслеживание моментов срыва слежения за фазой и ввода коррекции сигнала во избежание этих срывов.

Поставленная задача реализуется тем, что в радиолокационный датчик сближения движущегося объекта с препятствием, содержащий высокостабильный генератор, блок фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выход которого подключен к генератору управляемого напряжения (ГУН), один из выходов которого соединен с входом передающего канала, включающего умножитель частоты, выход которого через аттенюатор соединен с усилителем, связанного через дуплексер с приемо-передающей антенной, второй выход генератора управляемого напряжения соединен с входом приемного канала, включающего усилитель приемного канала, соединенного через умножитель частоты приемного канала с первым входом когерентного квадратурного приемника, второй вход которого соединен через дуплексер с приемо-передающей антенной, блок ФАПЧ содержит первый фазовый дискриминатор, блок смещения фазы, первый интегратор, сумматор, второй фазовый дискриминатор, пороговое устройство, блок коррекции обратной связи, третий фазовый дискриминатор, второй интегратор, четвертый фазовый дискриминатор, инвертор, фильтр, третий интегратор, детектор огибающей, при этом вход первого фазового дискриминатора соединен с первым выходом высокостабильного генератора, а выход соединен со входом первого интегратора, выход которого соединен с первым входом четвертого фазового дискриминатора и с входом сумматора, выход сумматора подключен к первому входу второго фазового дискриминатора, второй выход высокостабильного генератора соединен с входом третьего фазового дискриминатора, соединенного с входом второго интегратора, первый выход которого подключен ко второму входу сумматора, а второй выход второго интегратора соединен со вторым входом четвертого фазового дискриминатора, выход четвертого фазового дискриминатора соединен с входом инвертора, первый выход которого соединен с детектором огибающей подключенного ко второму входу второго фазового дискриминатора, второй выход инвертора соединен с фильтром, выход которого соединен через третий интегратор с первым входом блок коррекции, второй вход блока коррекции связан с первым выходом порогового устройства, выход блока коррекции соединен соответственно со вторым входом третьего фазового дискриминатора и через блок смещения фазы со вторым входом первого фазового дискриминатора, выход второго фазового дискриминатора соединен с входом порогового устройства, второй выход которого соединен с ГУН.

По существу радиолокационный датчик представляет собой систему из двух контуров, один из которых используется в контуре слежения за фазой, а другой - в контуре обнаружителя срыва слежения. За счет совместной обработки информации, получаемой с обоих дискриминаторов, удается отследить срывы слежения за фазой и ввода коррекции. Данному изобретению за счет совместной обработки информации, получаемой с обоих дискриминаторов, удается отследить моменты срыва слежения за фазой и ввести коррекцию так, чтобы избежать этих срывов.

Изобретение поясняется чертежами, где

- на фиг.1 изображен радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием,

- на фиг.2 показана зависимость коэффициента подавления Кпод от полной вероятности ошибки Рош при разных значениях фазы φ0(t). Кривые 1-5 соответствуют φ0: 0, π/20, π/10, 3π/20, π/5,

- на фиг.3 представлена зависимость фазы входного и опорного сигнала фазового дискриминатора традиционной ФАП от времени при Тф=200/fн,

- на фиг.4 представлена зависимость фазы входного и опорного сигнала фазового дискриминатора традиционной ФАП от времени при Тф=140/fн,

- на фиг.5 - представлена зависимость фазы входного и опорного сигналов фазового дискриминатора двухдискриминаторной ФАП при постоянной времени фильтра, равной Тф=500/fн.

Радиолокационный датчик скорости сближения движущегося объекта с препятствием содержит генератор 1, блок 2 фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ), выход которого подключен с генератору 3 управляемого напряжения (ГУН), один из выходов которого соединен с входом передающего канала, включающего умножитель 4 частоты, выход которого через аттенюатор 5 соединен с усилителем 6, связанного через дуплексер 7 с приемо-передающей антенной 8, второй выход генератора 3 управляющего напряжения соединен со входом приемного канала, включающего усилитель 9 приемного канала, соединенного через умножитель 10 частоты приемного канала с первым входом когерентного квадратурного приемника 11, второй вход последнего соединен через дуплексер 7 с приемо-передающей антенной 8. Блок 2 ФАПЧ содержит первый фазовый дискриминатор 12, блок смещения фазы 13, первый интегратор 14, сумматор 15, второй фазовый дискриминатор 16, пороговое устройство 17, блок 18 коррекции обратной связи, третий фазовый дискриминатор 19, второй интегратор 20, четвертый фазовый дискриминатор 21, инвертор 22, фильтр 23, третий интегратор 24, детектор огибающей 25.

При этом вход первого фазового дискриминатора 12 соединен с первым выходом высокостабильного генератора 1, а выход соединен со входом первого интегратора 14, выход которого соединен с первым входом четвертого фазового дискриминатора 21 и с входом сумматора 15, выход сумматора подключен к первому входу второго фазового дискриминатора 16, второй выход высокостабильного генератора 1 соединен с входом третьего фазового дискриминатора 19, соединенного с входом второго интегратора 20, первый выход которого подключен ко второму входу сумматора, а второй выход второго интегратора 20 соединен со вторым входом четвертого фазового дискриминатора 21, выход четвертого фазового дискриминатора 21 соединен с входом инвертора 22, первый выход которого соединен с детектором огибающей 25 подключенного ко второму входу второго фазового дискриминатора 16, второй выход инвертора соединен с фильтром 23, выход которого соединен через третий интегратор 24 с первым входом блок коррекции 18, второй вход блока коррекции 18 связан с первым выходом порогового устройства 17, выход блока коррекции 18 соединен соответственно со вторым входом третьего фазового дискриминатора 19 и через блок 13 смещения фазы со вторым входом первого фазового дискриминатора 12, выход второго фазового дискриминатора 16 соединен с входом порогового устройства 17, второй выход которого соединен с ГУН 3.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Рассмотрим ситуацию срыва слежения за фазой на примере схемы Костаса (см. (1) Шахтарин Б.И. Синхронизация в радиосвязи и радионавагации: учебное пособие. М.: Гелиос АРВ, 2007. (2) ГЛОНАСС. Принципы построения и функционирования, под ред. Петрова А.И., Харисова В.Н. М.: Радиотехника, 2005).

Интервал однозначности фазового дискриминатора для схемы Костаса равен ±π/4.

Пусть на входе ФАП присутствует сигнал X1(t)

где A - амплитуда сигнала, ω0 - циклическая частота несущего колебания, φ0(t) - рассогласование с фазой опорного сигнала.

Если величина φ0(t) превышает величину ±π/4, то система теряет устойчивость, и происходит срыв слежения по фазе. При этом все наблюдаемые параметры системы ФАП ведут себя так, будто на входе системы присутствует сигнал X2(t)

Таким образом, по поведению системы ФАП невозможно сделать однозначный вывод о том, имеется ли в данный момент срыв слежения за фазой сигнала X1(t), либо система ФАП работает стабильно, но на входе присутствует сигнал X2(t). Из чего можно сделать вывод, что оптимальным обнаружителем срыва слежения схемы ФАП является оптимальный различитель сигналов Х1(t) и X2(t).

Для синтеза оптимального различителя сигналов входной сигнал U(t) можно записать в следующем виде:

U(t)=θX1(t)+(1-θ)X2(t)+n(t)

где n(t) - белый гауссовский шум, θ - случайный параметр, принимающий значение 1 с вероятностью p и значение 0 с вероятностью 1-p.

Значению θ=1 соответствует режим корректного слежения за фазой, а значению θ=0 - состояние срыва слежения по фазе, когда петля системы ФАП оказывается неустойчивой.

Вероятность p зависит от соотношения полосы ФАП и флуктуации фазы входного сигнала.

Задача заключается в том, чтобы синтезировать систему, которая бы осуществляла бы различение сигналов X1(t) и X2(t) с минимальной полной вероятностью ошибки.

2. Синтез структурной схемы оптимального обнаружителя срыва слежения по фазе схемы ФАП производится в два этапа. Вначале на основании критерия минимума полной вероятности ошибки синтезируется схема оптимального обнаружителя срыва колебаний. Затем ставится задача оптимизации схемы с точки зрения минимизации вычислительных затрат.

Оптимальный обнаружитель срыва колебаний - это фактически оптимальный различитель сигналов (1) и (2). Структурную схему оптимального различителя сигналов можно определить из формулы для вычисления отношения правдоподобия ((3) Шахтарин Б.И. Обнаружение сигналов: учебное пособие. М.: Гелиос АРВ, 2006).

Запишем отношение правдоподобия l ( U ϕ 0 ) в виде [3]:

где T - интервал наблюдения, Э - энергия полезного сигнала, N0 - спектральная плотность мощности шума n(t).

Преобразуем числитель дроби (3) к виду:

где

Аналогично получим значение для знаменателя выражения (3)

Подставив выражения (4) и (7) в соотношение (3), получим:

Последнее выражение можно переписать в виде:

где l0 - величина порога, с которым сравнивается решающая статистика.

Прологарифмировав правую и левую часть выражения (8), получим:

Из выражения (9) можно получить алгоритм работы оптимального различителя сигналов при когерентном приеме:

где h - величина порога после нормировки.

Этот алгоритм приводит к структурной схеме, приведенной на фиг.1, в которой сравнение решающей статистики с порогом происходит в блоке 17 пороговом устройстве (ПУ). В блоке 12 использован первый фазовый дискриминатор, в блоке 13 производится смещение сигнала на π/2, в блоке 14 производится интегрирование. С выхода первого интегратора 14 сигнал подается на четвертый фазовый дискриминатор 21 и на сумматор 15, с выхода сумматора сигнал подается на второй фазовый дискриминатор 16, поступает на пороговое устройство 17 и далее поступает в блок коррекции обратной связи 18. С выхода блока 18 сигнал поступает на третий фазовый дискриминатор 19 и на блок смещения фазы 13. Выход третьего фазового дискриминатора соединен со вторым интегратором 20. Выход второго интегратора 20 соединен с сумматором 15 и с четвертым фазовым дискриминатором 21, выход четвертого фазового дискриминатора 21 соединен с входом инвертора 22, выход которого соединен через блок 25, использующий функцию 1 ( .. ) (детектор огибающей), с блоком 16, также выход инвертора 22 соединен через фильтр 23 с третьим интегратором 24 и далее подается на блок 18 коррекции обратной связи.

Схема обнаружителя срыва слежения по фазе использует оценку фазы φ0 от системы ФАП и производит вычисление величины cosφ0-sinφ0, что приводит к дополнительным вычислительным затратам.

С целью уменьшения вычислительных затрат можно преобразовать выражение cosφ0-sinφ0 так, чтобы для его вычисления использовать сигнал с выхода фазового дискриминатора (ФД) схемы Костаса UФД~sin 2φ0. Для этого необходимо выразить разность cosφ0-sinφ0 через sin 2φ0

Так как , то

.

Еще большего снижения вычислительных затрат можно достичь, если обратить внимание на то, что выражения (5) и (6) полностью совпадают с формулами сигналов в квадратурном и синфазном канале дискриминатора схемы Костаса [1]. Таким образом, обнаружитель срывов слежения за фазой для своей работы может использовать сигналы с выхода синфазного и квадратурного каналов дискриминатора схемы Костаса, а не производить их вычисления самостоятельно.

Для того чтобы получить структурную схему двухдискриминаторной ФАП необходимо включить в схему Костаса оптимальный обнаружитель срыва слежения и внести в цепь обратной связи блок 18 - блок коррекции обратной связи (БКОС). В блоке 15 использована - 1, в блоке 16 - Кф(р) и в блоке 17 - 1/р.

БКОС, получая информацию о факте срыва слежения, сдвигает фазу опорного сигнала на заданную величину (например, на ±π/4 для схемы Костаса).

3. Анализ помехоустойчивости оптимального обнаружителя срыва слежения по фазе

Под помехоустойчивостью системы понимают ее возможность работы в условиях воздействия внешних помех. В качестве характеристики помехоустойчивости часто принимают граничное (наибольшее) значение отношения мощности помехового сигнала к мощности полезного сигнала Кподпом/Р, при котором система еще может решать целевую задачу с заданными характеристиками [2]. Здесь Р - мощность полезного сигнала, Рпом - мощность помехи в полосе частот полезного сигнала, Кпод - коэффициент подавления [2].

В нашем случае целевой задачей обнаружителя является правильное обнаружение факта срыва слежения за фазой с полной вероятностью ошибки, не превышающей заданную величину.

Полная вероятность ошибки схемы складывается из двух составляющих:

где Рош(X1) - вероятность ложного обнаружения срыва слежения за фазой; Рош(X2) - вероятность пропуска факта срыва слежения за фазой, p - вероятность прихода сигнала X1.

Для определения Рош(X1) предположим, что на входе системы присутствует сигнал

Подставив последнее уравнение в решающую статистику (9) и учтя формулы (5) и (6), получим:

Ложное обнаружение срыва слежения за фазой происходит тогда, когда величина решающей статистики оказывается меньше порога. Вероятность такого события определяется выражением:

где W ( q X 1 ) - условная плотность распределения вероятности величины q при условии, что на входе присутствует сигнал Х1(t), Z0=ln l0 - величина порога в выражении (9).

Анализируя уравнение (13), делаем вывод, что величина q распределена по гауссовскому закону, т.к. n(t) - гауссовская помеха, а интегрирование - линейная операция. Найдем ее математическое ожидание и дисперсию:

Аналогично можно получить математическое ожидание и дисперсию решающей статистики q, когда на входе присутствует сигнал U(t)=X2(t)+n(t):

Можно показать, что если сигналы X1(t) и X2(t) равновероятны (p=1/2), то величина порога Z0=0. Тогда вероятность ошибки Рош(X1) определится выражением

где - интеграл вероятности.

Аналогично можно показать, что

Подставив выражения (19) и (20) в выражение (11) и учтя условие равновероятности сигналов X1(t) и X2(t)(p=1/2), получим выражение для полной вероятности ошибки:

Выразим в последнем выражении множитель A 2 T N 0 через мощность полезного сигнала P и мощность помехи в полосе частот полезного сигнала РП:

С учетом (22) выражение (21) перепишется в виде:

На фиг.5 приведены графики зависимости коэффициента подавления Кпод от полной вероятности ошибки Рош при разных значениях рассогласования фазы принимаемого сигнала с фазой опорного сигнала φ0(t).

Из анализа графиков следует, что для получения более низкой полной вероятности ошибки необходимо увеличивать отношение сигнал/шум на входе обнаружителя срыва слежения.

Таким образом, вероятность ошибки, как и следовало ожидать, зависит от отношения сигнал/шум.

Из выражения (21) можно сделать вывод о том, что оптимальный обнаружитель срыва слежения не сможет работать при ϕ 0 = ± π 4 , т.к. сигналы Х1(t) и Х2(t) оказываются коррелированны.

Для сравнения характеристик традиционной и двухдискриминаторной схемы ФАП было произведено моделирование обеих схем при следующих условиях работы:

1) на вход системы подавался сигнал с частотой несущей fн=100 кГц и начальной фазой, изменяющейся по параболическому закону

y(tk)=cos(ωнt+φk),

,

где ωн=2πfн - циклическая частота несущего колебания, φk - текущее значение фазы входного сигнала, а и b - коэффициенты, определяющиеся моделью движения объекта, а φ0 - случайная величина, изменяющаяся в интервале [-π; π];

2) отношение сигнал/шум на входе -5 дБ;

3) передаточная характеристика фильтра Кф(p) в цепи обратной связи ФАП была выбрана исходя из обеспечения третьего порядка астатизма системы слежения [2]

,

где Кф - коэффициент усиления фильтра, Тф - постоянная времени фильтра.

На фиг.6 представлена фаза входного φвх и реализации опорного φоп сигнала традиционной схемы ФАП при отношении сигнал/шум на входе -5 дБ, постоянная времени фильтра равна Тф=200/fн.

В процессе моделирования было установлено, что из-за наличия шума на входе схемы срывы слежения происходят с вероятностью 52%. Для устранения этого явления следует расширить полосу фильтра.

На фиг.4 приведена работа традиционной схемы ФАП с фильтром с более широкой полосой (Тф=140/fн). Вероятность срыва слежения за фазой составляет менее 1%.

В процессе моделирования было установлено, что среднее квадратическое отклонение оценки фазы составляет 0,4 радиан.

Далее при аналогичных условиях было произведено моделирование двухдискриминаторной схемы ФАП.

На фиг. 5 согласно изобретения, представлена фаза входного и опорного сигнала двухдискриминаторной схемы ФАП при постоянной времени фильтра, равной Tф=500/fн.

В процессе моделирования было установлено, что среднее квадратическое отклонение оценки фазы составляет 0,15 радиан, т.е. по сравнению с традиционной схемой ФАП точность измерения фазы возросла в 2,7 раза.

Данное изобретение за счет совместной обработки информации, получаемой с обоих дискриминаторов, удается отследить моменты срыва слежения за фазой и ввести коррекцию так, чтобы избежать эти срывы.

Таким образом, изобретение позволяет повысить точность определения моментов срывов ФАПЧ, и достигается возможность их корректировки. Достигаемый технический результат изобретения - отслеживание моментов срыва слежения за фазой и ввода коррекции сигнала во избежание этих срывов.

Радиолокационный датчик сближения движущегося объекта с препятствием, содержащий высокостабильный генератор, блок фазовой автоподстройки частоты, выход которого подключен к генератору управляемого напряжения, один из выходов которого соединен с входом передающего канала, включающего умножитель частоты, выход которого через аттенюатор соединен с усилителем, связанного через дуплексер с приемо-передающей антенной, второй выход генератора управляемого напряжения соединен с входом приемного канала, включающего усилитель приемного канала, соединенного через умножитель частоты приемного канала с первым входом когерентного квадратурного приемника, второй вход которого соединен через дуплексер с приемо-передающей антенной, блок фазовой автоподстройки частоты содержит первый фазовый дискриминатор, блок смещения фазы, первый интегратор, сумматор, второй фазовый дискриминатор, пороговое устройство, блок коррекции обратной связи, третий фазовый дискриминатор, второй интегратор, четвертый фазовый дискриминатор, инвертор, фильтр, третий интегратор, детектор огибающей, при этом вход первого фазового дискриминатора соединен с первым выходом высокостабильного генератора, а выход соединен с входом первого интегратора, выход которого соединен с первым входом четвертого фазового дискриминатора и с входом сумматора, выход сумматора подключен к первому входу второго фазового дискриминатора, второй выход высокостабильного генератора соединен с входом третьего фазового дискриминатора, соединенного с входом второго интегратора, первый выход которого подключен ко второму входу сумматора, а второй выход второго интегратора соединен со вторым входом четвертого фазового дискриминатора, выход четвертого фазового дискриминатора соединен с входом инвертора, первый выход которого соединен с детектором огибающей, подключенного ко второму входу второго фазового дискриминатора, второй выход инвертора соединен с фильтром, выход которого соединен через третий интегратор с первым входом блока коррекции, второй вход блока коррекции связан с первым выходом порогового устройства, выход блока коррекции соединен соответственно со вторым входом третьего фазового дискриминатора и через блок смещения фазы со вторым входом первого фазового дискриминатора, выход второго фазового дискриминатора соединен с входом порогового устройства, второй выход которого соединен с генератором управляемого напряжения.



 

Похожие патенты:

Способ определения модуля скорости баллистической цели в наземной радиолокационной станции относится к радиолокации. Достигаемый технический результат изобретения - повышение точности определения модуля скорости баллистической цели (БЦ) в наземных радиолокационных станциях (РЛС) с грубыми измерениями угла места и азимута.

Способ измерения радиальной скорости объекта относится к радиолокации. Достигаемый технический результат - уменьшение погрешности измерения радиальной скорости объекта, при которой частота Доплера меньше единиц кГц, и упрощение способа измерения скорости объекта.

Изобретение относится к навигационной технике и предназначено для решения проблемы повышения точности встречи при кратковременном взаимодействии двух летательных объектов на малых расстояниях.

Группа изобретений относится к способу и устройству формирования команды на пуск защитного боеприпаса, а также к применению этого устройства в качестве радиолокационной станции (РЛС) измерения скорости цели, в качестве радиовзрывателя и в качестве измерителя интервала времени пролета целью известного расстояния.

Изобретение относится к области радиолокации, в частности, к области сопровождения траектории цели в обзорных радиолокационных станциях. Достигаемый технический результат - уменьшение времени обнаружения траектории цели и увеличение достоверности выдаваемой радиолокационной информации.

Группа изобретений относится к методам и средствам траекторных измерений космических аппаратов (КА) с использованием линий радиосвязи. В способе используются три территориально разнесенные наземные измерительные станции (ИС) и приемоответчик КА.

Группа изобретений относится к методам и средствам траекторных измерений космических аппаратов (КА) с использованием линий радиосвязи. В способе используют три территориально разнесенные измерительные станции (ИС).

Изобретение относится к способам траекторией обработки радиолокационной информации. Достигаемым техническим результатом изобретения является повышение вероятности обнаружения маневра баллистической цели за счет исключения измерений угла места и азимута из обрабатываемых выборок.

Изобретения относятся к радиолокационной технике. Техническим результатом является сокращение времени измерения изменения скорости движения цели по дальности.
Группа изобретений относится к высокоскоростной радиолокационной технике и может использоваться при создании измерителей скорости объектов. Достигаемый технический результат - повышение надежности измерения скорости сближения объектов за счет более надежного обнаружения локатором сверхскоростных целей.

Изобретение относится к радиолокации и предназначено для обнаружения когерентно-импульсных неэквидистантных радиосигналов и измерения радиальной скорости движущегося объекта. Достигаемый технический результат - повышение точности измерения. Указанный результат достигается тем, что обнаружитель-измеритель радиоимпульсных сигналов содержит блок задержки, блок комплексного сопряжения, блок комплексного умножения, блок усреднения, блок вычисления фазы, умножитель, ключ, блок вычисления модуля, первый блок памяти, блок управления, пороговый блок, второй блок памяти, синхро-генератор, первый и второй двухканальные ключи, дополнительный блок усреднения, дополнительный блок задержки, дополнительный блок вычисления модуля, дополнительный блок комплексного сопряжения, дополнительный блок комплексного умножения и сумматор, определенным образом соединенные между собой и осуществляющие междупериодную обработку исходных отсчетов. 10 ил.
Изобретение относится к области обработки радиосигналов и может быть использовано в радиолокационной технике. Достигаемый технический результат - обеспечение возможности измерения радиальной скорости движущегося объекта при сохранении возможности измерения дальности до объекта. Указанный результат достигается за счет того, что устройство моноимпульсного измерения радиальной скорости объектов состоит из двух идентичных каналов обработки зондирующего и отраженного линейно-частотно модулированных (ЛЧМ) импульсов, подключенных к первому и второму выходам электронного ключа, при этом поступающие на электронный ключ зондирующий ЛЧМ импульс и отраженный от движущегося объекта ЛЧМ импульс коммутируются с соответствующим каналом обработки, причем каждый из каналов обработки состоит из последовательно соединенных полосового фильтра, перемножителя, на один вход которого с выхода полосового фильтра поступает ЛЧМ импульс, а на второй вход - тот же импульс, но задержанный в линии задержки, интегратора, схемы фазовой автоподстройки частоты, измерителя частоты, при этом выход измерителя частоты из состава каждого канала соединен с входом устройства сравнения, выход которого соединен с решающим устройством. 2 ил.

Группа изобретений относится к области траекторных измерений с использованием станции слежения (СС) за полетом космического аппарата (КА). При обмене информацией с КА по радиоканалу СС производит измерение дальности до КА и скорости ее изменения. Основная и дополнительные антенны СС принимают ответный сигнал с КА и передают его в блок интерферометрических измерений (БИИ), имеющий фазовый пеленгатор. В БИИ определяются углы азимута и места КА и скорости их изменения. Для раскрытия неоднозначности угловых измерений они дополнительно производятся на частоте, излучаемой с борта КА и равной 1/4 основной. Это позволяет не применять на СС антенн, создающих укороченные базы. Все шесть измеренных параметров (расстояние, углы и скорости их изменения) передаются в баллистический центр, где по ним определяется траектория и прогноз движения КА. Технический результат группы изобретений заключается в упрощении сети слежения за полетом КА при проведении траекторных измерений. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

Группа изобретений относится к средствам защиты летательных аппаратов. Беспилотный летательный аппарат (БЛА) содержит две радиолокационные станции (РЛС), миниатюрный парашют с пускателем, телескопическую антенну с взрывателем заряда, соединенные определенным образом. При первом способе формирования команды на раскрытие имитатора БЛА команду на раскрытие формируют при равенстве по длительности второго и половины первого интервала времени между обнаружениями сигналов определенной частоты, когда между антенной БЛА и приближающейся ракетой будет определенное расстояние. При втором и третьем способах формируют команду на раскрытие при равенстве по длительности двух интервалов времени между моментами обнаружения сигналов с определенной частотой, когда между антенной и приближающейся ракетой будет определенное расстояние. Первая РЛС формирования команды на раскрытие имитатора БЛА содержит локатор определения момента выдачи команды, регистр сдвига, два генератора счетных импульсов, реверсивный счетчик, блок памяти, постоянное запоминающее устройство (ПЗУ), цифровой компаратор, элемент И, два генератора непрерывной частоты, соединенные определенным образом. Вторая РЛС формирования команды на раскрытие БЛА содержит локатор определения момента выдачи команды, регистр сдвига, генератор счетных импульсов, реверсивный счетчик, элемент ИЛИ-НЕ, элемент И, аналоговый ключ, два генератора непрерывной частоты, соединенные определенным образом. 6 н.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС) с грубыми измерениями азимута и угла места. Достигаемый технический результат - повышение точности определения модуля скорости аэродинамической цели (АЦ). Указанный результат достигается за счет того, что формируют фиксированную выборку значений квадратов дальности, оценивают второе приращение квадрата дальности за обзор путем оптимального взвешенного суммирования значений квадратов дальности, делят эту оценку на период обзора РЛС во второй степени и получают значение квадрата модуля скорости АЦ, летящей по линейной траектории. Повышение точности определения модуля скорости достигается за счет устранения влияния ошибок измерения азимута и угла места. 4 ил.

Изобретение относится к вычислительной технике и предназначено для вычисления на основе корреляционного принципа скорости движущегося объекта; может использоваться в автоматизированных системах управления воздушным движением для обнаружения и измерения скорости летательных аппаратов. Достигаемый технический результат - повышение точности измерения скорости и расширение диапазона однозначно измеряемых доплеровских скоростей при сохранении однозначного измерения дальности. Указанный результат достигается за счет того, что устройство обнаружения-измерения радиоимпульсных сигналов содержит блок задержки, блок комплексного сопряжения, блок комплексного умножения, блок усреднения, блок вычисления фазы, умножитель, ключ, блок вычисления модуля, первый блок памяти, блок управления, пороговый блок, второй блок памяти, синхрогенератор, первый и второй двухканальные ключи, дополнительный блок усреднения, дополнительный блок задержки, дополнительный блок вычисления модуля, дополнительный блок комплексного сопряжения, дополнительный блок комплексного умножения и сумматор, осуществляющие межпериодную корреляционную обработку исходных отсчетов. 10 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано при обработке информации, получаемой радиолокаторами с синтезированной апертурой для измерения скорости и азимутальной координаты надводных кораблей. Достигаемый технический результат - обеспечение измерения скорости и азимутальной координаты надводных целей при съемке радиолокаторами с синтезированной апертурой антенны. Способ основан на измерении поправки к частоте Доплера и заключается в том, что измерение поправки к частоте Доплера осуществляется по отклику точечных отражателей надводных кораблей, полученных по радиолокационному изображению (РЛИ) с искусственно введенной неоднозначностью по азимуту, что достигается синтезом РЛИ с частотой ниже частоты повторения зондирующего сигнала. 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для обработки сигналов двухдиапазонных радиолокационных систем. Достигаемый технический результат - повышение точности обработки измерений дальности до цели и скорости сближения с целью. Указанный результат достигается за счет использования двухдиапазонных радиолокационных станций, представляющих собой систему совместной обработки измерений дальности и скорости, при этом оценки измерений дальности до цели и скорости сближения с целью формируются по определенным правилам. 2 н.п. ф-лы, 8 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для обработки сигналов двухдиапазонных радиолокационных систем. Достигаемый технический результат - повышение быстродействия и точности идентификации измерений, приходящих от двухдиапазонных радиолокационных систем. Суть предлагаемого способа состоит в том, что в каждом j-ом диапазоне для полученной группы измерений для всех сопровождаемых целей формируются невязки, представляющие собой разность между результатами полученных измерений и результатами прогнозирования оцениваемых фазовых координат отслеживаемой цели. Далее, для всех сопровождаемых траекторий формируются функционалы качества. Решение о принадлежности полученных измерений той или иной из сопровождаемых целей принимается по минимальному значению функционалов, определяемому в процессе их перебора. Система идентификации измерений для двухдиапазонной радиолокационной системы выполнена определенным образом. 2 н.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в радиолокационных станциях обнаружения и целеуказания, а также в радиолокационных станциях (РЛС) сопровождения для измерения истинного значения радиальной скорости цели. Достигаемый технический результат - однозначное измерение радиальной скорости воздушной цели в когерентно-импульсной РЛС. Указанный результат достигается на основе использования взаимной корреляционной функции (ВКФ) отраженного и опорного сигналов, при этом по числу максимумов во ВКФ устанавливают диапазон, в котором находится истинное значение доплеровской частоты отраженного сигнала, а затем определяют истинное значение радиальной скорости цели. Для проведения корреляционного анализа отраженных сигналов их сначала переводят в цифровую форму, а затем объединяют в единый синтезированный цифровой сигнал, длительность которого равна периоду повторения импульсов РЛС. После расчета ВКФ синтезированного сигнала ее огибающую пропускают через низкочастотный фильтр и подсчитывают число ее глобальных максимумов N. Это позволяет определить диапазон частот, в котором находится истинная доплеровская частота отраженного сигнала. Преимущество предлагаемого способа заключается в обеспечении возможности однозначного измерения радиальной скорости воздушной цели в когерентно-импульсной РЛС при частотах Доплера, превышающих значение частоты повторения зондирующих сверхвысокочастотных импульсов. 12 ил.
Наверх