Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале



Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале
Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале
Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале
Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале
Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале

 


Владельцы патента RU 2550086:

Открытое акционерное общество "Камчатский гидрофизический институт" (ОАО "КГФИ") (RU)

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в декодерах систем связи, работающих в условиях канала с многолучевым распространением. Технический результат - снижение вероятности ошибки декодирования - достигается за счет за счет того, что вместо имеющего в прототипе место оценивания несущего информацию циклического временного сдвига m-последовательности в каждом луче в отдельности и осреднения результатов указанного оценивания по всем лучам в заявляемом объекте реализуется когерентное накопления (каждого в отдельности) информационного импульса, пришедшего по всем лучам, и формирования искомой оценки временного сдвига m-последовательности по сформированному в результате указанного когерентного накопления однолучевому информационному импульсу. 3 ил.

 

Изобретение относится к области передачи цифровой информации и предназначено для применения в декодерах систем связи, работающих в условиях канала с многолучевым распространением.

Основная проблема, встающая перед разработчиком устройства декодирования дискретных сигналов, прошедших через многолучевой канал связи, состоит в рассеянии энергии сигнала по времени, что в отсутствие технических мероприятий по компенсации этого эффекта приводит, во-первых, к снижению отношения сигнал/шум на устройстве, формирующем результат декодирования, а во-вторых, - к межсимвольной интерференции, которая снижает качество декодирования даже при сколь угодно большом отношении сигнал/шум.

Для решения этой проблемы необходимо априорное знание текущей формы импульсной реакции канала (ИРК). При известной ИРК весь алфавит передаваемых символов может быть предсказан, т.е. пересчитан к точке приема. Этот пересчет (предсказание) осуществляется как свертка каждого из передаваемых символов с ИРК. В связи с этим практически все известные решения, связанные с проектированием декодеров многолучевых сигналов, так или иначе основаны на излучении наряду с информационными (т.е. неизвестными на приемном конце системы связи) символами или импульсами (или сигналами) также испытательных или тест-сигналов (импульсов) известной формы, по которым осуществляется оценивание текущей ИРК; форма испытательных сигналов на приемном конце априорно известна. Такой принцип передачи именуется как «система с испытательным импульсом и предсказанием» (или СИИП) (см., например, [1], р.3.1, в частности сноска на с.109). В данном случае оценивание ИРК по серии испытательных импульсов осуществляется при передаче этих импульсов в промежутках между информационными импульсами (см., например, [1], рис.3.1. на с.108; [2], рис.3.4 на с.123 и [3], раздел 15.7.1, с.1013). При этом точность оценивания ИРК невысока в связи с малостью энергии последовательности испытательных импульсов, поскольку они передаются кратковременно, а большая часть времени занята передачей информационных импульсов.

Указанного недостатка лишен описанный в [4] способ декодирования дискретных сигналов, предусматривающий, как и указанный выше аналог, первоначальное оценивание ИРК по испытательному импульсу, предваряющему серию информационных импульсов передаваемого сообщения, с дальнейшим переходом (в отличие от указанного аналога) на оценивание ИРК путем выработки частных оценок этой ИРК по каждому из информационных импульсов, итерационное формирование результирующей оценки ИРК путем накопления (осреднения) последовательности указанных частных оценок с последующим определением относительных времен задержки лучей (т.е. времен задержки относительно луча, пришедшего первым; далее для краткости слово «относительных» опускается). Такой переход становится возможным по мере приема информационных импульсов и определения формы (как части задачи декодирования) каждого их них. После такого определения формы каждого n-го информационного импульса, осуществленного на базе оценки ИРК, сформированной до начал обработки этого импульса, этот информационный импульс с точки зрения возможности его использования для оценивания ИРК становится эквивалентным испытательному импульсу. Непосредственно для обработки многолучевых информационных сигналов в этом объекте используется совокупность полученных по оцененным мгновенным ИРК массивов времен задержки лучей. Данный способ далее рассматривается в качестве прототипа. Блок-схема прототипа приведена на фиг.3, где обозначены (ниже использована нумерация признаков прототипа, соответствующая сквозной нумерации соответствующих признаков заявляемого способа (см. фиг.1)):

- 1 - буферизация принимаемых импульсов;

- 2 - формирование оценки ИРК по испытательному импульсу;

- 3 - формирование осредненной оценки ИРК;

- 4 - формирование оценки массива задержек лучей;

- 5 - формирование оценки ИРК по каждому информационному импульсу;

- 7 - определение формы каждого из информационных импульсов;

- 8 - формирование результата декодирования каждого информационного импульса;

- 18 - определение временного сдвига (ВЗ) информационного сигнала в каждом луче;

- 19 - накопление оценок ВЗ информационного сигнала по всем лучам.

Прототип рассчитан на работу с синхронной системе связи при следующей временной диаграмме передаваемого сообщения. Вначале передается так называемый лидирующий синхросигнал (далее - испытательный импульс), а затем информационный блок (далее - совокупность информационных импульсов) (см. рис.5 в [4]). Для простоты изложения далее все объекты описываются применительно к ситуации использования одиночного испытательного импульса. В общем случае этот импульс может представлять собой серию или пачку составляющих его импульсов, что в принципиальном плане на описании указанных объектов ничего не меняет.

Существенной (с точки зрения достижения положительного эффекта в заявляемом объекте) особенностью принципа действия прототипа являются то, что он включает реализацию оценивания несущего информацию ВЗ в каждом из принимаемых информационных импульсов по каждому лучу в отдельности с последующим накоплением указанных оценок ВЗ по всем лучам. Эта особенность предопределяет сравнительно низкое качество декодирования, поскольку это качество напрямую зависит от точности оценивания (определения) ВЗ, а для ошибки в определении ВЗ по совокупности лучей практически достаточно в показанном в [4] на рис.7 определителе адресов l ошибочно принять хотя бы один выброс помехи за сигнал в луче (точнее, в своего рода псевдолуче). При совершении указанной ошибки происходит соответственно ошибочное определение ВЗ информационного сигнала (предполагаемого, но в действительности отсутствующего) в этом псевдолуче. Указанная ошибка, выраженная в единицах, равных интервалу корреляции передаваемого импульса с фазовой манипуляцией, ограничена сверху лишь величиной базы m-последовательности B=Δf·T (где Т - длительность используемой m-последовательности, Δf=τ-1, τ - период возможного переключения фазы при фазовой манипуляции, равный интервалу корреляции передаваемого импульса); последняя на практике составляет В=29…210. При этом в связи с большой вероятностью значительной ошибки определения ВЗ в псевдолуче (поскольку этот ВЗ в данной ситуации определяется по реализации, содержащей только шум), вполне вероятна столь большая ошибка результата накопления ВЗ по всем лучам, что ее достаточно для ошибки в декодировании символа. Для совершения ошибки в декодировании символа достаточна ошибка в итоге определения ВЗ всего в один интервал корреляции передаваемого импульса, равного τ (как отмечено выше, при возможной ошибке одного из участвующих в накоплении результатов оценивания ВЗ в отдельном (псевдо)луче до (29…210)·τ). Таким образом, недостатком прототипа является низкое качество декодирования или высокая вероятность ошибок.

Целью заявляемого способа является повышение качества (снижение вероятности ошибок) декодирования.

Цель достигается тем, что в способе декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале, включающем буферизацию принимаемых импульсов, формирование оценки импульсной реакции канала (ИРК) Hn=1(k) (где k - аргумент дискретного времени) по буферизованному принимаемому первым испытательному импульсу, форма которого заранее известна, определение формы каждого из последующих n-х (n≥2) импульсов, являющихся информационными, и формирование с учетом результата этого определения по каждому принимаемому и буферизованному n-му (при n≥2) информационному импульсу оценки ИРК hn(k), а также осредненной оценки ИРК Hn(k) путем весового суммирования аналогичной оценки Hn-1(k), сформированной при приеме (n-1)-го импульса и текущей оценки ИРК hn(k), формирование оценки массива времен задержек лучей K n на основе каждой сформированной оценки ИРК Hn(k), а также формирование результата декодирования каждого информационного импульса на основе результата определения его формы, осуществляется накопление сигналов во всех лучах по каждому буферизованному n-му информационному импульсу в отдельности с использованием результата формирования оценки текущего массива задержек лучей K n 1 , а последовательное определение формы каждого из информационных импульсов осуществляется на основе результатов указанного накопления сигналов во всех лучах.

Приведенное выше указание на то, что k является аргументом дискретного времени, означает, что при частоте дискретизации сигнала fд взятому в дискретный момент времени отсчету функции (сигнала) x(tk=k/fä) соответствует запись x(k), т.е. запись аргумента времени k является сокращением записи аргумента времени tk=k/fä=k·Δ, где Δ - период частоты дискретизации.

Блок-схема заявляемого способа приведена на фиг.1, где обозначены:

- 1 - буферизация принимаемых импульсов;

- 2 - формирование оценки ИРК по испытательному импульсу;

- 3 - формирование осредненной оценки ИРК;

- 4 - формирование оценки массива задержек лучей;

- 5 - формирование оценки ИРК по каждому информационному и импульсу;

- 6 - накопление сигналов во всех лучах при приходе каждого n-го информационного импульса;

- 7 - определение формы каждого из информационных импульсов;

- 8 - формирование результата декодирования каждого информационного импульса.

На вход реализующего заявляемый способ устройства в реальном масштабе времени поступает принимаемая смесь сигнала (как и в прототипе, вначале - серии испытательных импульсов, а затем - совокупность информационных импульсов) с шумом. Далее приводится описание варианта выполнения (одного из совокупности эквивалентных вариантов) заявляемого способа и реализующего его устройства. Для пояснения сущности операций заявляемого способа, а также принципа его действия на фиг.2 приведена блок-схема реализующего этот способ устройства, где обозначены:

- 9 - блок буферной памяти;

- 10, 14 - соответственно первый и второй коррелятор;

- 11 - накопитель корреляционной функции;

- 12 - блок определения задержек лучей;

- 13 - блок накопления сигналов в лучах;

- 15 - блок формирования опорного сигнала;

- 16 - блок определения величины ВЗ;

- 17 - блок формирования результата декодирования каждого информационного импульса.

В заявляемом способе операция 1 буферизации принимаемых импульсов выполняется блоком 9 (фиг.2) с аналогичным названием. Этот блок содержит две области памяти. Буферизации, как и в прототипе, подвергаются реализации принимаемых импульсов (сигналов) длительностью по Т+tирк, где tирк - ожидаемая длительность ИРК (или ожидаемый интервал временного затягивания). При этом последовательно буферизуется в первую область памяти блока 9 первая реализация сигнала (содержащая пришедший по всем лучам первый импульс) в интервале времени 0…Т+tирк (здесь и далее за нулевой момент, относительно которого производится отсчет времени, принят момент прихода переднего фронта испытательного сигнала). Затем во вторую область памяти - вторая реализация (содержащая второй импульс) в интервале времени Т…2·Т+tирк, далее вновь в первую область памяти третью реализация и т.д.; n-я реализация, соответствующая интервалу времени обработки n-го импульса, находится в интервале времени (n-1)·Т…n·Т+tирк. Каждый принимаемый многолучевой импульс длительностью T+tирк располагается в М=(Т+tирк)/fд условных (т.е. хранящих многоразрядные слова) ячейках памяти блока 9.

Два выхода блока 9 показаны на фиг.2 (и соответственно два выхода операции 1 - на фиг.1) и фигурируют в настоящем описании условно для иллюстрации того, что при обработке каждого (т.е. испытательного и каждого информационного) импульса на вход коррелятора 10 однократно поступает вся хранящаяся в соответствующем (первом при обработке нечетных n-х импульсов и втором - при обработке четных импульсов) из отделов блока 9 реализация сигнала длительностью Т+tирк, а затем на вход блока 13 из этого же отдела блока 9 передается L 9 реализации сигнала длительностью Т, моменты начала которых определяются сформированными блоком 12 оценками задержек лучей. Фактически же блок 9 имеет аппаратно единственный выход, на котором формируется реализация сигнала, считываемая в конкретный момент из этого блока 9 на входы блоков 10 и далее 13.

Операция 2 формирования оценки ИРК по испытательному импульсу выполняется, как и в прототипе, первым коррелятором 10. При этом в данной фазе работы заявляемого объекта опорной функцией первого коррелятора 10 является испытательный импульс, форма которого априорно известна. Коррелятор 10 во всех ситуациях осуществляет вычисление линейной корреляции между реализацией принятого сигнала, считываемой из блока буферной памяти 9, и собственной опорной функцией. Версия опорной функции, совпадающая с испытательным импульсом, хранится во входящей в состав коррелятора 10 долговременной памяти. Вариант реализации первого коррелятора 10 описан, например, в [5, блок-схема на рис.5.14, с.295]. При этом сигнальным входом этого коррелятора является нижний на указанном рис.5.14 вход, на который подается принимаемый сигнал х(n); опорная же функция коррелятора (на указанном рис.5.14 она обозначена как h(n)), как отмечено выше, хранится в его памяти (в общем случае долговременной или оперативной), на рис.5.14 для простоты не показанной. При обработке каждого n-го импульса на вход коррелятора 10 считывается вся хранящаяся в этот момент в блоке 9 реализация сигнала. Над ней в корреляторе 10 выполняется операция дискретного преобразования Фурье (ДПФ), далее результат этой операции умножается на результат выполнения операции ДПФ над опорной функцией коррелятора, после чего от массива результата произведения выполняется операция обратного ДПФ. При выполнении обратного ДПФ по половине спектра (т.е. при отбрасывании симметричной и комплексно-сопряженной его части) выходной результат представлен в виде аналитического сигнала, не содержащего несущего колебания, что принципиально важно в свете необходимости в дальнейшем реализации когерентного накопления сигналов в лучах (об этом см. ниже). При выполнении операций ДПФ над реализацией входного сигнала и опорной функцией указанные массивы в обеспечение вычисления линейной (апериодической) корреляции дополняются нулевыми отсчетами по общим правилам (см. [6], разделы 2.23 и 2.24).

Отклик коррелятора 10 на импульс априорно известной формы, прошедший через многолучевой канал, фактически и является оценкой ИРК (в рабочей полосе частот).

Операция 3 формирования осредненной оценки ИРК выполняется показанным на фиг.2 накопителем корреляционной функции 11. В фазе приема испытательного импульса накопитель корреляционной функции 11 только транслирует результат оценивания ИРК по испытательному импульсу Hn=1(k) на вход блока определения задержек лучей 12, поскольку на интервале времени 0…Т+tирк накапливать еще нечего. В дальнейшем при обработке каждого n-го при n≥2 (информационного) импульса накопитель 11 осуществляет вычисление формирование осредненной оценки ИРК Hn(k), например, по формуле

где параметры α и β предопределяют соответственно масштаб формирования осредненной оценки ИРК и величину временного интервала осреднения. Возможен, например, следующий выбор указанных параметров: α=(β+1)-1, β=0.9.

Операция 4 формирования оценки массива задержек лучей выполняется одноименным блоком 12. В этом блоке все отсчеты сигнала, сформированного накопителем 11 (т.е. набор отсчетов сигнала, являющегося функцией дискретного времени), сравниваются с порогом, и те аргументы времени kl, которым соответствуют амплитуды отсчетов оценки ИРК Hn(kl), превысивших порог, фиксируются как времена задержек этих лучей. Их совокупность, сформированная по оценке Hn(kl) - вектор K n размерности L. Оценивание массива задержек лучей производится для того, чтобы в итоге обеспечить когерентное сложение сигналов (от каждого n-го импульса в отдельности), пришедших во всех L лучах. Для достижения указанного эффекта необходимо оценивание задержек со стандартными погрешностями порядка долей интервала корреляции каждого импульса; при этом принципиально важно то, что коррелятор 10 обеспечивает формирование оценки ИРК в виде аналитического сигнала. В противном случае требовалось бы обеспечение погрешностей оценивания задержек со стандартными погрешностями порядка долей периода несущей частоты, что было бы проблематично.

Операция 6 накопления сигналов во всех лучах при приходе каждого n-го информационного импульса реализуется блоком 13 следующим образом. Как отмечено выше, блоком 12 (см. фиг.2) перед началом обработки n-го (n≥2) импульса сформирован массив результатов оценивания задержек kl каждого l-го луча (т.е. l-й при l=1…L аргумент времени оценки ИРК Hn-1(kl)), превысившей порог). Каждый параметр kl определяет диапазон ячеек памяти блока 9, в которых хранится реализация n-го импульса, пришедшего в 7-м луче; границы этого это диапазона составляют k 1 k 1 + T / f a ¨ ; при этом массив, соответствующий каждому лучу, содержит B = T / f a ¨ (точнее B = T / f a ¨ + 1 , но это уточнение при больших В несущественно), отсчетов сигнала. Расчеты указанных границ каждого из L диапазонов номеров ячеек блока 9, в которых хранятся временные реализации n-го импульса, пришедшего в каждом из L лучей, могут производиться либо в блоке 12 и выдаваться в блок 9, либо непосредственно в блоке 9 входящим в его состав управляющим процессором (хост-машиной).

Собственно выполнение операции накопления относящихся к n-му импульсу сигналов, пришедших по L лучам, реализуется последовательным чтением отсчетов сигнала из блока 9 на вход блока 13, причем эти отсчеты читаются из ячеек памяти с номерами в диапазоне k 1 k 1 + T / f a ¨ и запоминаются в памяти блока 13, затем с номерами в диапазоне k 2 k 2 + T / f a ¨ и т.д. При этом их временные аргументы корректируются посредством вычитания из их исходных значений величины kl, в результате чего все они «приводятся» к диапазону временных отсчетов 0 T / f a ¨ , По мере указанного чтения реализации сигналов, пришедших в разных лучах, в блоке 13 реализуется суммирование их одноименных по времени (с учетом указанной коррекции времени) отсчетов. Как это имеет место в прототипе, указанное суммирование может предваряться умножением временной реализации сигнала в каждом луче на видоизменяющую последовательность G(k), если такое же умножение реализуется и при формировании информационных импульсов для их передачи. В этом случае реализуемое при обработке умножение читаемой из блока 9 реализации сигнала в каждом луче на видоизменяющую последовательность G(k) эффект упомянутого умножения информационного сигнала на эту же последовательность, реализованную при формировании передаваемого импульса, «снимает» (компенсирует). Указанное использование видоизменяющей последовательности G(k) существенно снижает негативный эффект влияния на погрешность определения в дальнейшем ВЗ, имеющий место в связи с тем, что сигналы в разных лучах друг для друга являются помехами, потенциально способствующими формированию откликов второго коррелятора на информационный импульс при аргументах времени, существенно не совпадающих с искомым ВЗ. Данное явление обусловлено тем, что коррелированны с опорной функцией информационные сигналы, пришедшие по всем лучам, но все эти сигналы в разных лучах характеризуются разными задержками.

В итоге на выходе 13 блока по окончании обработки n-го информационного импульса формируется полезный (с точностью до шумов), т.е. несущий передаваемую информацию результат вида

где Sn(k) - форма переданного n-го информационного импульса, Al - амплитуда сигнала в l-м луче.

Отклик Z(k) вида (2) - однолучевой сигнал, совпадающий по форме с переданным n-м информационным импульсом и характеризуемый уровнем, соответствующим результату когерентного сложения сигналов во всех лучах.

Операция 7 определения формы каждого из информационных импульсов реализуется показанным на фиг.2 вторым коррелятором 14 и блоком 16 определения величины ВЗ. Второй коррелятор 14 вычисляет циклическую (или, что то же самое, периодическую или круговую) корреляционную функцию между реализацией сигнала Z(k), поступающей от блока накопления сигналов 13, и опорной функций, равной исходному (передаваемому) информационному сигналу при его нулевом временном циклическом сдвиге S и ( 0 ) ( k ) . (Справка: под циклической корреляционной функцией понимаем циклическую свертку, вычисляемую при чтении опорной функции без инверсии времени (см., например, [6], раздел 2.24).) Указанная опорная функция хранится в долговременной памяти коррелятора 14.

Блок 16 определения величины циклического ВЗ, соответствующего максимуму корреляционной функции, по выполняемой функции совпадает с аналогичным блоком прототипа. Он является программируемым аппаратным средством и содержит, например, память хранения массива временных выборок результата вычисления корреляционной функции коррелятором 14, с которой отсчеты этого массива поочередно считываются на блок сравнения; в итоге сравнения, например, всех отсчетов массива выявляется максимальный по уровню и определяется его номер в kmax n массиве; этот номер связан с искомой величиной циклического ВЗ i·τ как в kmax n=imax n·τ/Δ. При определении из этого соотношения величины соответствующего максимуму корреляционной функции индекса времени imax n реализуется округление результата до целого, т.е. imax n=kmax n·Δ/τ], где знак квадратных скобок означает указанное округление до целого. При известной форме информационного импульса при нулевом ВЗ S и ( 0 ) ( k ) форма фактически принятого информационного импульса однозначно определяется величиной введенного в него ВЗ, оценка которой по n-му информационному импульсу imax n выработана. При этом выполнена и операция 6 определения формы текущего информационного импульса.

Операция 5 формирования оценки ИРК по каждому информационному импульсу реализуется показанными на фиг.2 блоком 15 формирования опорного сигнала и первым коррелятором 10. Блок 15 осуществляет формирование опорного сигнала первого коррелятора 10 посредством введения в используемую в системе связи m-последовательность циклического ВЗ, характеризуемого величинами kmax n в секундах, либо imax n в квантах времени, равных интервалу корреляции импульса τ. Далее на базе указанной m-последовательности с введенным в нее указанным ВЗ тем же блоком 15 формируется фазоманипулированный сигнал S e ˙ ( i n ) ( k ) при in=imax n. По выполнении функции формирования опорного сигнала первого коррелятора 10 S e ˙ ( i n ) ( k ) указанная функция записывается оперативную память этого коррелятора, и далее это коррелятор, начиная с момента приема n=1 импульса (т.е. первого информационного импульса), в качестве опорного сигнала использует текущий результат формирования этого сигнала S e ˙ ( i n ) ( k ) блоком 15. Отличие операции 5 формирования оценки ИРК по каждому информационному импульсу от упомянутой выше операции 2 формирования оценки ИРК по испытательному импульсу состоит лишь в используемой при этом формировании опорной функции первого коррелятора 10. В остальном содержание этих двух операций полностью совпадает. В итоге выполнения операции 5 формируется оценка hn(k), используемая для формирования осредненной оценки ИРК Hn(k) (1) при выполнении операции 3.

Операция 8 формирования результата декодирования каждого информационного импульса выполняется показным на фиг.2 блоком 17 формирования результата декодирования каждого информационного импульса. Он содержит память для хранения таблицы соответствия индексов времени циклических ВЗ информационного сигнала (i) алфавиту символов дискретной системы связи {Ai} при i=1…N. При подаче на его вход результата оценки циклического ВЗ очередного (n-го) приятого информационного импульса imax n в блоке 17 осуществляется считывание из указанной таблицы соответствующего этому сдвигу символа Aimax n и выдача его потребителю.

Все блоки, реализующие заявляемый способ декодирования, представляют собой цифровые программируемые аппаратные средства.

Заявляемый способ декодирования рассчитан на использование в синхронной системе связи. В такой системе на приемном конце известны моменты начала прихода каждого информационного сигнала и испытательного сигналов. Принципиально возможен, например, вариант реализации синхронизации с реализацией работы передатчика и приемника в системе единого времени; при этом время распространения сигнала от передатчика до приемника известно. В этом случае в состав реализующего заявляемый способ устройства входит таймер, выдающий сигнал синхронизации во все блоки 9…17 в момент прихода каждого импульса (испытательного или информационного). Аппаратные средства синхронизации в состав устройства, реализующего заявляемый способ, не включены, поскольку подавляющее большинство систем цифровой (дискретной) связи являются синхронными и поэтому реализуются стандартно.

Достигаемый в заявляемом объекте технический эффект - снижение вероятности ошибки декодирования - обусловлен тем, что в нем операция оценивания величины ВЗ в каждом информационном импульсе осуществляется по результату когерентного накопления этого информационного импульса по всем лучам. При этом ситуация оценивании несущего информацию ВЗ по реализации, не содержащей информационного сигнала (что имело место в прототипе и повышало вероятность ошибки декодирования), практически исключена.

Литература

1. Кловский Д.Д. Передача дискретных сообщений по радиоканалам. М.: Связь. 1969.

2. Николаев Б.В. Последовательная передача дискретных сообщений по непрерывным каналам с памятью. М.: Радио и связь, 1988.

3. Скляр Б. Цифровая связь. Теоретические основы и практическое применение. 2-е издание, 2003.

4. Кранц В.З., Сечин В.В. Использование информационных символов для синхронизации системы связи со сложными сигналами. Научно-технический сборник «Гидроакустика», 2012 г., вып.15, с.36-41.

5. Применение цифровой обработки сигналов. Под ред. Э. Оппенгейма. М.: Мир. 1980.

6. Рабинер Л., Гоулд Б. Теория и применение цифровой обработки сигналов. М.: Мир. 1978. 848 с., ил.

Способ декодирования дискретных сигналов, распространяющихся в многолучевом канале, включающий буферизацию принимаемых импульсов, формирование текущей оценки импульсной реакции канала (ИРК) Hn=1(k) (где k - аргумент дискретного времени) по буферизованному принимаемому первым испытательному импульсу, форма которого заранее известна, определение формы каждого из последующих n-х (n≥2) импульсов, являющихся информационными, и формирование с учетом результата этого определения по каждому принимаемому и буферизованному n-му (при n≥2) информационному импульсу оценки ИРК hn(k), а также осредненной оценки ИРК Hn(k) путем весового суммирования аналогичной оценки Нn-1(k), сформированной, при приеме (n-1)-го импульса и текущей оценки ИРК hn(k), формирование оценки массива времен задержек лучей на основе каждой сформированной оценки ИРК Hn(k), а также формирование результата декодирования каждого информационного импульса на основе результата определения его формы, отличающийся тем, что осуществляется накопление сигналов во всех лучах по каждому буферизованному n-му информационному импульсу в отдельности с использованием результата формирования оценки текущего массива задержек лучей , а определение формы каждого из информационных импульсов осуществляется на основе результатов указанного накопления сигналов во всех лучах.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к области приема широкополосных сигналов при воздействии сосредоточенных помех в полосе приема. Техническим результатом является минимизация искажения корреляционной функции принимаемого сигнала после прохождения сигнала через адаптивный фильтр при сохранении принципа согласованной фильтрации.

Изобретение относится к области приемо-передающих устройств и может быть использовано в командных радиолиниях для передачи командной информации с базовой станции на борт (и в обратном направлении).

Изобретение относится к системам передачи информации и может использоваться для компенсации недостатка вычислительной мощности мобильных устройств: телефонов, смартфонов, коммуникаторов, а также компьютерных систем.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для обеспечения корабельного руководства оперативно-тактической связью и связью взаимодействия. Технический результат состоит в повышении качества каналов передачи и приема информации, надежности и живучести комплекса.

Изобретение относится к технике электросвязи и может найти применение для организации цифровой станционной радиосвязи на железнодорожном транспорте. Технический результат состоит в повышении качества голосовой связи и расширении функциональных возможностей системы.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для определения пространственных координат стационарного или подвижного принимающего радиосигналы (р/с) радиотехнического объекта (РО).

Изобретение относится к системам спутниковой связи и навигации и может быть использовано для передачи сигналов радиовещания и сигналов о чрезвычайных ситуациях (ЧС) в районах, не охваченных GPRS.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для определения пространственных координат стационарного или подвижного принимающего радиосигналы (р/с) радиотехнического объекта (РО).

Изобретение относится к технике связи и может использоваться для определения пространственных координат стационарного или подвижного принимающего радиосигналы (р/с) радиотехнического объекта (РО).

Изобретение относится к области радиопередающих устройств и может быть использовано в составе бортовой аппаратуры космических аппаратов. Достигаемый технический результат - уменьшение величины продуктов интермодуляционных искажений третьего порядка, малые затраты ресурсов на реализацию.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах циркулярной связи. Технический результат состоит в расширении возможности применения ретрансляторов для организации взаимодействия нескольких радиосетей, работающих в различных диапазонах частот. Для этого в кросс-ретрансляторе осуществлено взаимодействие радиосетей одночастотного и двухчастотного симплекса, работающих в двух различных диапазонах частот, и радиосети циркулярной связи. Кросс-ретранслятор содержит соединенные с блоком питания и между собой интерфейсом две пары симплексных радиостанций, которые в каждой паре через дуплексный фильтр подключены к общей антенне и работают на несовпадающих частотах условного диапазона. В интерфейс введены многовходовые сумматоры по два на радиостанцию, низкочастотный выход приемника каждой из которых соединен с шумоподавителем и через соответствующие сумматоры с входом подмодулятора передатчика радиостанций, работающих в одном из диапазонов частот, а выход шумоподавителя каждой из радиостанций через соответствующие сумматоры соединен с управляющим передатчиком радиостанций, работающих в другом диапазоне частот. Пары симплексных радиостанций могут работать в диапазонах соответственно 160 МГц и 460 МГц. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к области связи. Раскрыты способ и система осуществления энергосбережения базовой станции. В настоящем способе, при осуществлении планирования мощности передачи для несущей широковещательного канала управления (ВССН), определяют, находится ли канал трафика в состоянии незанятости, определяют, находится ли канал трафика в периоде молчания прерывистой передачи DTX, когда канал трафика находится в состоянии занятости, и уменьшают мощность передачи каналов, сконфигурированных на несущей ВССН в некоторых из временных интервалов, когда канал трафика находится в состоянии незанятости или когда канал трафика находится в состоянии занятости и находится в периоде молчания DTX. В настоящем изобретении, поскольку мощность передачи можно уменьшить согласно требованию спланированной части временных интервалов, энергопотребление на несущей ВССН можно оптимизировать или его влияние на энергопотребление базовой станции можно минимизировать, одновременно поддерживая эксплуатационные характеристики всей сети. 6 н.п. ф-лы, 1 табл., 6 ил.

Изобретение относится к области радиосвязи и может использоваться при построении высокоскоростных дуплексных радиолиний, работающих на одной частоте при передаче дискретных или аналоговых сигналов. Технический результат заключается в увеличении пропускной способности канала связи, а также в увеличении количества радиоабонентов, которые могут работать на одной и той же рабочей частоте. Система дуплексной высокоскоростной коротковолновой радиосвязи состоит из двух приемопередающих комплектов, каждый из которых содержит источник аналогового сигнала, получатель аналогового сигнала, устройство сжатия сигнала, устройство расширения сигнала, блок управления, модулятор, передатчик, приемопередающую антенну, первый коммутатор входных сигналов, демодулятор, демодулятор синхросигнала, приемник, при этом в каждый приемопередающий комплект дополнительно введены кодер, декодер, источник дискретного сигнала, получатель дискретного сигнала, первый коммутатор радиосигналов, коммутатор выходных сигналов, формирователь сигнала цифрового избирательного вызова (ЦИВ), второй коммутатор входных сигналов. 7 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в скоростных системах радиосвязи, использующих импульсные сверхширокополосные сигналы. Технический результат - повышение помехоустойчивости передачи информации в условиях интенсивных помех. Система связи с высокой скоростью передачи информации сверхширокополосными сигналами содержит переключатель «прием/передача», полосовой фильтр, антенну, блок обработки и управления, буферные устройства, генератор сверхширокополосных импульсов, малошумящий усилитель, аттенюатор, делитель мощности, два устройства временного окна, два формирователя порогового напряжения, два интегратора со сбросом, две схемы сравнения, блок синхронизации. 1 ил.

Изобретение относится к системам радиосвязи и радиолокации и может использоваться для определения углового положения подвижного объекта (ПО) с помощью системы спутниковой связи. Технический результат состоит в повышении точности определения траектории двиижения подвижного объекта. Для этого приемные позиции разносят в пространстве и соединяют между собой и с центральной станцией наземной сетью передачи данных, процедуры обработки сигналов на передающих и приемных позициях синхронизируют от меток единого времени, выделяют из принятых сигналов путем фильтрации доплеровских частот и далее детектирования интерференционного сигнала биений, в каждой приемной позиции в соответствующих лучах осуществляют прием прямого и отраженного от ПО радиосигналов параллельным набором приемных парциальных каналов, соответствующих количеству излучаемых сигналов передающей позицией и настроенных на одну из несущих частот зондирующего сигнала, число лучей приемных позиций выбирают по числу передающих позиций, находящихся в их зоне видимости, в каждой приемной позиции для любого ПО осуществляют сравнения амплитуд сигналов в приемных парциальных каналах на одной и той же приведенной к какому-либо каналу этой (или соседней) приемной позиции доплеровской частоте, затем на основании полученных измеренных координат ПО с одной или нескольких приемных позиций на центральной станции с учетом метода экстраполяции строят траекторию движения ПО, сведения о которой передают получателю информации.2 н.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к технике беспроводной связи и может быть использовано в системах многопользовательской связи по технологии MIMO (множественный вход-множественный выход). Пользовательское устройство в системе связи, включающей в себя точку передачи и множество пользовательских устройств, содержит: приемный модуль, выполненный с возможностью приема сообщения, указывающего ресурс, для которого измеряется помеха, причем ресурс указывается с использованием подмножества подкадров, модуль обработки, выполненный с возможностью вычисления индикатора качества канала (CQI) на основе упомянутого сообщения, и передающий модуль, выполненный с возможностью передачи CQI в точку передачи. Технический результат - повышение производительности адаптации линии связи с незначительными служебными нагрузками нисходящей линии связи. 4 н. и 14 з.п. ф-лы, 8 ил.

Изобретение относится к области радиосвязи. Техническим результатом является обеспечение возможностей: проводить дуплексные и симплексные телефонные сеансы связи между двумя УРС (узлами радиосвязи) или между УРС и другим радиоабонентом с исключением нежелательных задержек передаваемого речевого сигнала, преобразованного в цифровую форму, при прохождении его через два пункта управления УРС; проводить в управляемом УРС оперативное прогнозирование характеристик ионосферного распространения радиоволн путем проведения вертикального зондирования или возвратно-наклонного зондирования ионосферы с использованием импульсных сигналов, что позволяет повысить надежность сеансов связи, проводимых УРС, за счет выбора ОРЧ (оптимальной рабочей частоты) по результатам зондирования ионосферы, проводимого перед началом каждого сеанса связи без введения в состав УРС дополнительного оборудования (специального ионозонда); а также повышение функциональных возможностей пункта управления и повышение надежности передачи сигналов управления между взаимодействующими составными частями УРС путем резервирования каналов управления, что, в свою очередь, обеспечивает повышение эффективности управления и надежности функционирования УРС в целом. Решение поставленных задач достигается тем, что в пункт управления приемными и передающими трактами узла радиосвязи декаметрового диапазона, содержащий аппаратуру проводной связи (АПС), содержащую L групп входов-выходов, причем каждая группа входов-выходов может быть подключена посредством проводных линий связи к соответствующей группе выходов-входов одного из N<L приемных трактов радиоприемного центра или к соответствующей группе выходов-входов одного из N передающих трактов радиопередающего центра, выходы-входы АПС подключены к соответствующим входам-выходам формирователя-распределителя сигналов управления (ФРСУ), каждый из двух выходов-входов которого соединен с входом-выходом соответствующего приемопередатчика радиорелейной связи, выход-вход которого соединен с входом-выходом соответствующей антенны радиорелейной связи, введены первый преобразователь сигналов и второй преобразователь сигналов, первые и вторые выходы-входы которого соединены с соответствующими первыми и вторыми дополнительными входами-выходами ФРСУ, третьи дополнительные входы-выходы которого соединены с соответствующими выходами-входами первого преобразователя сигналов, входы-выходы которого соединены с соответствующими дополнительными выходами-входами АПС, другие дополнительные выходы-входы которого соединены с соответствующими первыми входами-выходами второго преобразователя сигналов, вторые входы-выходы которого соединены с соответствующими дополнительными выходами-входами ФРСУ. 1 з.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к системе связи и может быть использовано для обеспечения связи на судах различного назначения. Технический результат заключается в обеспечении передачи разнородной информации к различным судовым системам, а также между абонентскими устройствами. Изобретение основано на том, что сигналы от абонентских устройств принимаются антенной, установленной на верхней палубе судна и совмещенной территориально-распределенной антенной, состоящей из отрезков излучающего кабеля, который проложен на средней и нижних палубах судна, сигналы, излученные отрезками излучающего кабеля, принимаются радиочастотными комбайнерами, которые осуществляют разделение в зависимости от частотного диапазона, на сигналы диапазона 2400-2500 МГц, которые передают по радиочастотным кабелям к точкам доступа Wi-Fi, и сигналы диапазона 450-470 МГц, которые передают на базовую станцию TETRA, сигналы из антенны, установленной на верхней палубе судна, также разделяют на сигналы диапазона 2400-2500 МГц и передают по радиочастотным кабелям к точкам доступа Wi-Fi, и сигналы диапазона 450-470 МГц, которые передают на базовую станцию TETRA, из точек доступа Wi-Fi и базовой станции TETRA преобразованные сигналы по линии Ethernet поступают на коммутатор. 1 ил.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах контроля источников радиоизлучений, в частности при радиомониторинге сигналов геостационарных спутниковых систем связи (ССС). Технический результат состоит в повышении эффективности мониторинга сигналов с априорно неопределенными параметрами и приеме обоснованного решения при их обнаружении. Для этого в станцию радиомониторинга сигналов геостационарных ССС, содержащую два тракта приема сигналов, каждый из которых включает последовательную цепь из антенны с блоком наведения, поляризатор, малошумящий усилитель, преобразователь частоты, радиоприемное устройство и блок оптимальной фильтрации, а также содержит модуль демодуляции и последетекторной обработки сигналов, вход которого соединен с первым выходом блока оптимальной фильтрации первого тракта приема сигналов, введены опорный генератор и модуль определения координат излучающей контролируемые сигналы мобильной наземной станции, включающий устройство корреляционного сжатия спектра сигнала, цифровой сигнальный процессор, ПЭВМ с блоком программного обеспечения, блок стробирования и синтезатор частот настройки. 1 ил.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано для передачи и приема информации. Технический результат состоит в обеспечении незаметной для вероятного противника радиосвязи. Для передачи радиосигнала используют вихревое электрическое поле, циркулирующее относительно магнитопровода. Для приема радиосигнала используют явление магнитоэлектрической индукции, возникающее при пронизывании магнитопровода приемника вихревым электрическим полем и воздействии на магнитопровод порожденного им переменного магнитного поля, создающего индукционный переменный магнитный поток, индуцирующий в катушке магнитопровода э.д.с., которую подают на блок усиления, преобразования и отделения от помех радиосигналов. Устройство радиосвязи для передачи сигналов через вихревое электрическое поле содержит передатчик и приемник. Передатчик имеет замкнутый по периметру наружный ферромагнитный сердечник, на котором расположена катушка, навитая по спирали. В пространстве, охваченном катушкой, находится замкнутый по периметру внутренний ферромагнитный сердечник, на котором расположена катушка, навитая по спирали. Катушки электрически последовательно соединены между собой в направлении, противоположном навивке, приемник имеет замкнутый по периметру ферромагнитный сердечник с расположенной на нем катушкой, навитой по спирали и электрически соединенной с блоком усиления сигнала, выделения его из помех и преобразования. 2 н.п. ф-лы, 3 ил.
Наверх