Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования напряжения

Изобретение относится к области электроизмерительной техники. Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования основан на формировании интервала преобразования, состоящего из конечного числа интервалов времени фиксированной длительности, и формировании в течение каждого интервала преобразования непрерывной развертывающей функции путем интегрирования суммы или разности входного и опорного напряжений в течение каждого интервала времени фиксированной длительности. Результат преобразования определяют как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения, а масштабирующий коэффициент вычисляют как отношение разности всех интервалов времени фиксированной длительности, соответствующих подключениям положительного и отрицательного опорных напряжений в течение интервала преобразования, к длительности интервала преобразования. Затем формируют дополнительные интервалы времени, длительность которых меньше длительности интервалов времени фиксированной длительности в целое число раз, изменяют полярность опорного напряжения, если на предыдущем фиксированном интервале времени происходит изменение полярности развертывающей функции, причем все нечетные переходы синхронизируются интервалами времени фиксированной длительности, а четные - интервалами дополнительной длительности. Технический результат - повышение точности. 4 ил.

 

Изобретение относится к электроизмерительной технике.

Цель изобретения - повышение точности.

Известны способы интегрирующего аналого-цифрового преобразования напряжения: патент ФРГ №2214602, кл. G01R, 19/26, 04.09.75; Орнатский П.П. Автоматические измерения и приборы. Киев: Вища школа, 1973, с.435-437. В данных способах имеют место пропуски информации о входном напряжении.

Среди всех известных способов осуществляющих аналого-цифровое преобразование без пропусков информации наиболее высокая точность достигнута в способе, известном в зарубежной литературе как способ сигма-дельта (ΣΔ) аналого-цифрового преобразования [3-5]. Преобразователи, реализующие данный способ, называют ΣΔ-АЦП (в некоторых источниках ΔΣ-АЦП). Ряд иностранных фирм, в том числе Analog Devices, Texas Instruments, Linear Technology и другие, освоили выпуск ΣΔ-АЦП в интегральном исполнении с разрешением до 24 двоичных разрядов.

Данный способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования основан на формировании интервала преобразования, состоящего из конечного числа интервалов времени фиксированной длительности, и формировании в течение каждого интервала преобразования непрерывной развертывающей функции путем интегрирования суммы или разности входного и опорного напряжений в течение каждого интервала времени фиксированной длительности, причем изменение полярности опорного напряжения осуществляется в момент времени, соответствующий началу текущего фиксированного интервала времени, если на предыдущем фиксированном интервале времени происходит изменение полярности развертывающей функции, при этом результат преобразования определяют как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения, причем масштабирующий коэффициент вычисляют как отношение разности всех интервалов времени фиксированной длительности, соответствующих подключениям положительного и отрицательного опорных напряжений в течение интервала преобразования, к длительности интервала преобразования.

На Фиг.1 приведена структурная схема ΣΔ-АЦП первого порядка (порядок определяется количеством интеграторов). Он состоит из ΣΔ-модулятора первого порядка и цифрового фильтра 8 (ЦФ). Модулятор первого порядка содержит интегратор 2 (И), компаратор 4 (К), триггер 7, одноразрядный ЦАП, работа схемы тактируется генератором тактовых импульсов 6 (ГТИ) частотой f0, соответствующей интервалам времени фиксированной длительности T0. Ключ 3 в составе одноразрядного ЦАП осуществляет коммутацию положительного +U0 и отрицательного -U0 опорных напряжений, формируемых источником опорных напряжений 5 (ИОН). Таким образом, в течение каждого интервала времени фиксированной длительности T0 на вход интегратора поступает входное преобразуемое напряжение Ux, сложенное с помощью сумматора 1 с положительным +U0 или отрицательным +U0 опорным напряжением.

Работу схемы поясняют временные диаграммы, показанные на Фиг.2. Развертывающая функция R(t) формируется интегратором 1. Момент перехода развертывающей функции через нулевой уровень фиксируется компаратором 4. Результат сравнения развертывающей функции с нулевым уровнем (логический «0» или логическая «1») в момент прихода очередного тактового импульса, соответствующего интервалу времени фиксированной длительности Т0, с помощью триггера 7 устанавливается на входе одноразрядного ЦАП и сохраняется до начала следующего интервала T0. Бинарный поток с выхода триггера, имеющий частоту f0, несет информацию о величине входного напряжения: если входное напряжение растет, стремясь к значению положительного опорного напряжения +U0, число логических «0» в потоке увеличивается, а число «1» уменьшается, и наоборот, если входное напряжение стремиться к значению отрицательного опорного напряжения -U0, число логических «0» в потоке снижается, а число «1» увеличивается. Результат преобразования вычисляется ЦФ 8 на каждом интервале преобразования TП, соответствующем частоте дискретизации fД входного сигнала, как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения. Масштабирующий коэффициент находится преобразованием выборки бинарных данных с выхода триггера 7, соответствующей текущему интервалу преобразования, как отношение разности количества логических «1» и количества логических «0» в выборке к их сумме (т.е. их общему количеству на интервале преобразования).

В соответствии с описанным способом преобразования в ΣΔ-АЦП происходит непрерывно-дискретное уравновешивание интегрального значения суммы входного и опорного напряжений (Ux+U0) интегральным значениям их разности (Ux-U0). Если за время преобразования (TП) процесс уравновешивания был завершен и при этом количество интервалов дискретизации, в которых интегрировалась сумма напряжений, равно n, а разность - m, можем записать следующее уравнение:

В остальных случаях имеет место методическая погрешность, называемая в известных источниках погрешностью квантования [3, 4]. Введем вместо Ux нормированную переменную k, лежащую на интервале 0≤k<1, т.е. Ux=kU0 и, рассматривая входной сигнал, как любое действительное число, принимающее N=pr равноотстоящих значений на этом интервале (где 1/N - разрешающая способность АЦП, r - количество разрядов преобразования, p - основание системы счисления), можем записать следующее выражение:

где ki - разрядные коэффициенты 0≤k<p. Выражение (2) можно рассматривать как математическую модель ΣΔ-преобразования во временной области.

В существующих ΣΔ-АЦП время преобразования TП принимает ряд фиксированных значений и, следовательно, сумма (m+n) задается фиксированным значением. Поэтому процесс полного уравновешивания может быть осуществлен только для фиксированного числа точек входного диапазона k, в остальных точках будет иметь место погрешность квантования. Например, для десятичной системы счисления (p=10) и разрешающей способности 10-6 необходимо иметь 6 разрядов (r=6), при (m+n)=100 имеется 98 фиксированных значений.

Известные направления, связанные с совершенствованием ΣΔ-АЦП, заключаются в следующем:

- повышении порядка модулятора, другими словами в увеличении числа интегрирующих и суммирующих звеньев. Как отмечается в [3, 4], такие системы не могут обеспечить устойчивость при всех входных воздействиях, причем неустойчивость сохраняется даже после того, как вызвавший ее сигнал будет снят;

- применении многокаскадной архитектуры, основывающейся на построении взаимосвязанных каскадов первого порядка. Однако в составе подобных систем используются цифровые дифференциаторы, применение которых существенно повышает требования ко всем высокочастотным шумам в структуре ΣΔ-АЦП;

- уменьшением длительности T0, т.е. увеличении объема промежуточных бинарных данных на каждом интервале преобразования. Для этого интегратор реализуется по схеме на переключаемых конденсаторах и формируется максимально возможный для данной элементной базы режим быстродействия системы "интеграторы-квантователь-ЦАП". Данное направление ограничено возможностями элементной базы;

- применении многоразрядной структуры. Данные АЦП имеют в своем составе n-разрядный АЦП (в качестве компаратора) и n-разрядный ЦАП. Основным недостатком таких структур является то, что линейность системы зависит от линейности ЦАП и для достижения 16-разрядного разрешения требуется лазерная подгонка [3, 4], поэтому для создания ЦАП с соответствующими характеристиками используют алгоритм скремблирования, который по своим параметрам пропорционален прямому каналу преобразования [3, 4].

Таким образом, именно применение всех указанных выше методов совершенствования характеристик ΣΔ-АЦП позволяет получить высокую точность (24 разряда) данных АЦП. Естественно, такой подход ведет к значительному усложнению структуры преобразователей и в ряде случаев к снижению эксплуатационных характеристик (например, значительное увеличение потребляемой мощности).

Предлагаемый способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования призван обеспечить повышение точности АЦП на основе ΣΔ-преобразования без существенного увеличения аппаратных затрат. Задача будет решаться на примере структуры первого порядка, поскольку она является основой для использования всех известных методов совершенствования [3, 4]. Другими словами, указанные методы совершенствования могут также применяться и к предлагаемому способу.

С целью повышения точности в способе интегрирующего аналого-цифрового преобразования, основанном на формировании интервала преобразования, состоящего из конечного числа интервалов времени фиксированной длительности, и формировании в течение каждого интервала преобразования непрерывной развертывающей функции путем интегрирования суммы или разности входного и опорного напряжений в течение каждого интервала времени фиксированной длительности, при этом результат преобразования определяют как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения, причем масштабирующий коэффициент вычисляют как отношение разности всех интервалов времени фиксированной длительности, соответствующих подключениям положительного и отрицательного опорных напряжений в течение интервала преобразования, к длительности интервала преобразования, формируют дополнительные интервалы времени фиксированной длительности, причем длительность дополнительных интервалов времени фиксированной длительности задается меньше длительности интервалов времени фиксированной длительности в целое число раз, изменение полярности опорного напряжения осуществляется в момент времени, соответствующий началу текущего фиксированного интервала времени, если на предыдущем фиксированном интервале времени происходит изменение полярности развертывающей функции, причем все нечетные переходы синхронизируются интервалами времени фиксированной длительности, а четные - интервалами дополнительной длительности.

В соответствии с описанием в способе-прототипе время преобразования TП=T0(n+m)=const. Длительность T0 задается минимально возможной (частота дискретизации - максимальна) для данной элементной базы. Следовательно, увеличить размер суммы (n+m), что однозначно снизит погрешность квантования, невозможно.

Для разрешения этого противоречия в предлагаемом способе используется тот факт, что в процессе формирования развертывающей функции принимают участие две равноправные величины - время и напряжение (в форме их произведения). Следовательно, происходит уравновешивание вольт-секундной площади S+=(Ux+U0)T0 вольт-секундной площадью S-=(Ux-U0)T0, а погрешность квантования определяется отклонением результата процесса уравновешивания от нулевого значения. Минимизировать значение этой площади можно, если после второго такта преобразования ввести операцию определения момента перехода через ноль с большим разрешением по времени.

Эта операция возможна, поскольку компаратор имеет быстродействие примерно на два десятичных порядка больше, чем интегратор, и это неравенство будет существовать всегда. Таким образом, длительность частного цикла преобразования может быть определена как t0=T0/d, где d - любое целое число от 1 до 100. Следовательно, числа m и n могут принимать следующие значения: m=[m]T0+((m))d, где [m]T0 - целое значение числа m, а ((m))d - дробная часть числа m (выражение для n аналогично). Целые значения n и m изменяются с шагом 1, т.е. 1, 2, 3, 4… (аналогично способу-прототипу), а дробные части принимают на интервале [0, 1]d равноотстоящих значений с шагом 1/d. В этом случае выражение (2) запишется в следующем виде:

Отсюда следует, что количество точек, в которых происходит полное уравновешивание, увеличивается по сравнению со способом-прототипом в d раз. Для того же примера при (n+m)=100 и d=10 получим 998 фиксированных значений, при которых может произойти полное уравновешивание процесса интегрирования, т.е. выигрыш составляет десятичный порядок. Кроме того, в остальных точках входного диапазона, где имеет место погрешность квантования, ее размер также уменьшается в d раз по сравнению с известным способом. Действительно, минимальное значение абсолютной погрешности квантования в способе-прототипе равно (Ux-U0)T0П, а в предлагаемом способе эта погрешность будет равна (Ux-U0)T0/(TПd). Что касается максимально возможных значений погрешностей квантования, то для рассматриваемых способов они будут равны (Ux+U0)T0/TП и (Ux+U0)T0/(TПd) соответственно.

Структурная схема, реализующая предложенный способ и показанная на Фиг.3, содержит сумматор 1, интегратор 2 (И), компаратор 4 (К), триггер 7, одноразрядный ЦАП, устройство управления 9 (УУ), состоящее из схемы управления сбросом 10 (СУС) и устройства счета 11 (УСЧ). Работа схемы тактируется генератором тактовых импульсов 6 (ГТИ) частотой f0/d, соответствующей дополнительным интервалам времени фиксированной длительности T0/d. Ключ 3 в составе одноразрядного ЦАП осуществляет коммутацию положительного +U0 и отрицательного -U0 опорных напряжений, формируемых источником опорных напряжений 5 (ИОН), которые посредством сумматора складываются с входным напряжением Ux. Результат преобразования вычисляется ЦФ 8 на каждом интервале преобразования TП, соответствующем частоте дискретизации fД входного сигнала, как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения. Масштабирующий коэффициент находится преобразованием выборки бинарных данных с выхода триггера 7, соответствующей текущему интервалу преобразования, как отношение разности количества логических «1» и количества логических «0» в выборке к их сумме (т.е. их общему количеству на интервале преобразования).

Временные диаграммы, поясняющие работу предлагаемого способа, приведены на Фиг.4. Развертывающая функция R(t) формируется интегратором 1 путем интегрирования суммы входного напряжения Ux с положительным +U0 или отрицательным -U0 опорным напряжением. Для показанной на Фиг.4 временной диаграммы интегрирование суммы входного напряжения Ux и положительного +U0 опорного напряжения синхронизируется интервалами времени фиксированной длительности T0, а суммы входного и отрицательного -U0 опорного напряжения - дополнительными интервалами времени фиксированной длительности T0/d. Формирование интервалов T0 осуществляется устройством счета 11 путем подсчета дополнительных интервалов T0/d. Для управления работой устройства счета 11 применяется схема управления сбросом 10, входным сигналом которой служит выходной логический уровень компаратора. Если на предыдущем фиксированном интервале времени происходит изменение полярности развертывающей функции, схема управления сбросом устанавливает коэффициент счета УСЧ, равный 1 для четных переходов (Фиг.4) и равный d для нечетных.

Из временных диаграмм видно, что предлагаемый способ для своей реализации не требует повышения характеристик аналоговой части преобразователя: интегратор, компаратор, одноразрядный ЦАП работают в тех же режимах быстродействия, что и в устройстве, реализующем способ-прототип. Выбор величины d определяется необходимым компромиссом между вычислительными возможностями цифровой части устройства и точностью преобразования.

Источники информации

1. Патент ФРГ №2214602, кл. G01R 19/26, 04.09.75.

2. Орнатский П.П. Автоматические измерения и приборы. Киев: Вища школа, 1973, с.435-437.

3. Кестер У. Аналого-цифровое преобразование. Перевод с английского под редакцией Володина Е.Б. - М.: «Техносфера», 2007. - 1016 с.

4. Шахов Э.К., Ашанин В.Н., Надев А.И. Реализация концепций ΣΔ-АЦП в интегрирующих АЦП с другими видами импульсной модуляции / Известия высших учебных заведений(поволжский регион). Пенза: ПГУ, 2006, №6. С.226-237.

5. Шахов Э.К. ΣΔ-АЦП: Процессы передискретизации, шейпинга шума квантования и децимации // Датчики и системы. - 2006 г. - №11. - с.50-57.

Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования, основанный на формировании интервала преобразования, состоящего из конечного числа интервалов времени фиксированной длительности, и формировании в течение каждого интервала преобразования непрерывной развертывающей функции путем интегрирования суммы или разности входного и опорного напряжений в течение каждого интервала времени фиксированной длительности, при этом результат преобразования определяют как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения, причем масштабирующий коэффициент вычисляют как отношение разности всех интервалов времени фиксированной длительности, соответствующих подключениям положительного и отрицательного опорных напряжений в течение интервала преобразования, к длительности интервала преобразования, отличающийся тем, что, с целью повышения точности, формируются дополнительные интервалы времени фиксированной длительности, причем длительность дополнительных интервалов времени фиксированной длительности задается меньше длительности интервалов времени фиксированной длительности в целое число раз, изменение полярности опорного напряжения осуществляется в момент времени, соответствующий началу текущего фиксированного интервала времени, если на предыдущем фиксированном интервале времени происходит изменение полярности развертывающей функции, причем все нечетные переходы синхронизируются интервалами времени фиксированной длительности, а четные - интервалами дополнительной длительности.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к измерительной технике, представляет собой способ и устройство для определения входного напряжения трансформатора местной сетевой станции.

Изобретение относится к области электроизмерительной техники и может быть использовано для измерения токов и напряжений. Электронный датчик тока и напряжения на высоком потенциале содержит измерительный модуль, высоковольтный токопровод, соединенные с аналого-цифровым преобразователем.

Изобретение относится к измерительной технике, представляет собой устройство для масштабного преобразования тока и напряжения с гальванической развязкой между высоковольтной сетью и приборами измерения на основе аналого-цифрового кодирования величин тока и напряжения с последующим излучением модулированного светового потока.

Изобретение относится к автомату защиты от тока неисправности. Технический результат изобретения заключается в создании автомата защиты от тока неисправности с высоким разрешением сигнала тока неисправности в широком динамическом диапазоне при исключении в значительной степени перерегулирования, характеризующегося низкими стоимостями компонентов.

Изобретение относится к информационно-измерительной технике, в частности к преобразователям напряжения в длительность импульсов. .

Изобретение относится к области электромагнитных измерений и может быть использовано в электроэнергетике, в измерительной технике высоких напряжений, в области релейной защиты и автоматики.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для измерения тока в проводнике в режиме реального времени, в частности в системе индикации коротких замыканий, измерения мгновенных значений тока, активной и реактивной мощности, фазы, полярности.

Изобретение относится к волоконно-оптическим датчикам тока и работает на принципе эффекта Фарадея. .

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в телеметрических системах с времяимпульсной модуляцией. Преобразователь напряжений в интервалы времени содержит последовательную RC-цепь, клемму напряжения смещения, источники преобразуемого напряжения, триггер, выходную клемму, первый, второй, третий и четвертый элементы И, резистор, аналоговый мультиплексор, двоичный счетчик, дешифратор, формирователь коротких импульсов, клемму установки нуля, первый, второй и третий элементы ИЛИ-НЕ, триггер Шмитта, операционный усилитель, клемму запуска, элемент задержки. Два источника преобразуемого напряжения выполнены с детекторами. Технические результаты, на достижение которых направлено заявляемое изобретение, заключаются в упрощении, уменьшении габаритов, повышении технологичности и надежности, повышении точности преобразования и помехозащищенности. 4 ил.
Настоящая группа изобретений относится к защите электрических систем и, более конкретно, относится к способу измерения, анализа и различения сигналов для определения утечки и/или токов повреждения в электрических устройствах, запитанных от таких систем. Способ включает цифровую дискретизацию тока или группы токов в электрической системе с использованием достаточной полосы частот в упомянутой дискретизации для реконструкции амплитуды и фазы созданной электрической частоты и ее гармоник и основной несущей частоты переключающей электроники и боковых полос частот модуляции, анализ в реальном времени сигналов от нескольких преобразователей или точек измерения, чтобы получить информацию по диагностике и местонахождению неисправности в питающих электрических сетях с изолированной нейтралью. При этом способ включает распознавание частотных составляющих токов в электрических системах. Изобретение кроме того раскрывает способы обнаружения замыканий на землю и утечек высокочастотных токов, в частности, хотя и не исключительно, в питающих электрических сетях с изолированной нейтралью (I-T) и/или ограниченным замыканием на землю и, в частности, в питающих электрических сетях в опасных зонах, например, таких как шахты. Изобретение также относится к способу повышения надежности реле при определении утечек на землю, в частности, когда реле работают вместе с электроникой переключения электропитания. Изобретение кроме того относится к способу интерпретации широкополосных сигналов измерений для выявления потенциальных опасностей, которые могут произойти из-за работы переключающей электроники, вместо того чтобы отвергать такие сигналы, как шум, для упрощения анализа. Защитное устройство способно обнаруживать сигналы постоянного тока и более высокой частоты, которые относятся к нормальной и анормальной эксплуатации переключающей силовой электроники, подключенной в качестве нагрузки к электрической системе, при этом осуществляется анализ токов утечки на землю с целью включения защитного оборудования. Технический результат заключается в повышении точности измерения и анализа сигналов электрических систем, включающих переключающую электронику, и улучшении их методов защиты. 3 н. и 36 з.п. ф-лы.

Изобретение относится к технологическим устройствам в системах управления и мониторинга процессов. Технический результат - в повышении точности диагностики устройства. Технологическое устройство (102) содержит датчик (120) технологического параметра, выполненный с возможностью генерирования выходного сигнала (126), указывающего обнаруженный технологический параметр; схему (122) вывода тока контура, выполненную с возможностью регулирования тока контура в двухпроводном контуре (106) управления процессом до некоторого значения на основании выходного сигнала; схему (140) измерения тока контура, соединенную с контуром управления процессом и выполненную с возможностью генерирования измеренного значения (142) тока контура на основе тока контура; и схему (124) проверки тока контура, выполненную с возможностью аппроксимации значения тока контура на основе выходного сигнала и свойств фильтра (150, 156) нижних частот и генерирования диагностического сигнала (144) на основании сравнения аппроксимированного значения (164) тока контура и измеренного значения тока контура. 2 н. и 13 з.п. ф-лы, 9 ил.

Изобретение относится к контрольно-измерительной технике, в частности к измерению и контролю параметров в автоматике, и может быть использовано для непрерывного автоматического диагностирования вторичных источников питания систем автоматического управления, регулирования и контроля в различных отраслях промышленности. Технический результат заключается в сокращении длительности цикла измерения и контроля уровня и размаха пульсации напряжения, повышении точности, достоверности и оперативности диагностирования вторичного источника питания путем измерения и контроля основных параметров его выходного напряжения: уровня (постоянной составляющей) и размаха пульсации (переменной составляющей). Для реализации способа диагностирования вторичного источника питания измеряемое напряжение с выхода вторичного источника питания одновременно подают на узел масштабирования напряжения и узел преобразования пульсации, с выхода узла масштабирования напряжения нормализованное и отфильтрованное напряжение подают на вход аналого-цифрового преобразователя микроконтроллера, где его преобразовывают в цифровой код усредненного уровня напряжения, вес которого сравнивают в микропроцессоре с весом кодов пороговых значений, и при весе кода усредненного уровня напряжения больше (меньше) веса кода максимального (минимального) порогового значения формируют сигнал признака неисправности на индикатор единичный "ВЫШЕ" ("НИЖЕ"), в узле преобразования пульсации переменную составляющую входного напряжения преобразовывают в напряжение постоянного тока, которое в аналоговом компараторе микроконтроллера сравнивают с опорным напряжением внутреннего источника опорного напряжения, и при превышении значения напряжения постоянного тока значения опорного напряжения внутреннего источника опорного напряжения формируют сигнал признака неисправности на индикатор единичный "ПУЛЬС". Контроллер диагностирования вторичных источников питания содержит электронный блок, включающий узел 2 масштабирования напряжения, узел 3 преобразования пульсации, микроконтроллер 4, индикатор 5 единичный "ВЫШЕ", индикатор 6 единичный "НИЖЕ", индикатор 7 единичный "ПУЛЬС". 2 н.п. ф-лы. 4 ил.

Настоящее изобретение касается анализа качества электрической энергии в электрической сети. Способ анализа качества электрической энергии в трехфазной электрической сети содержит следующие этапы, на которых: измеряют (Е1) совокупность электрических величин, при этом совокупность содержит одну электрическую величину на каждую фазу; формируют (Е2) пространственный вектор на основании моментального трехмерного преобразования совокупности измеренных электрических величин; определяют (Е3) совокупность, содержащую параметр, характеризующий качество электрической энергии в трехфазной электрической сети, в зависимости от зависящего от времени пространственного вектора, вычисленного в скользящем окне. Технический результат заключается в возможности производить общее трехфазное измерение качества электрической энергии в трехфазной сети. 3 н. и 14 з.п. ф-лы, 4 ил.

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано для измерения сигналов с различных первичных преобразователей, используемых для определения деформаций и напряжений при прочностных испытаниях объектов транспорта. Быстродействующий преобразователь изменения сопротивления датчиков в электрический сигнал предназначен для измерения сигналов с различных первичных преобразователей, используемых для определения деформаций и напряжений при прочностных испытаниях. Устройство содержит резистивные датчики (1-4), источник тока питания датчиков (5), ключ для переключения питания датчиков (14), подключенный к дополнительному источнику опорного напряжения (13), аналого-цифровой преобразователь (6), подключенный к устройству управления (10), ключ для переключения диапазона измерения (19) преобразователя (6), цифроаналоговый преобразователь (7), подключенный к двухпозиционным ключам для переключения режима измерения (16), подсоединенный к основному источнику опорного напряжения (12) и инструментальным усилителям (8, 9), при этом вход инструментального усилителя (8) подключен к выходам программируемых делителей напряжения (17), (18), потенциальные линии датчиков, общий провод (20), цифроаналоговый преобразователь для источника тока (21), выход которого подключен к входу источника тока (5), цифровые шины данных (22), подсоединенные к шине управления (23). Техническим результатом является упрощение обслуживания, обеспечение работы с широкой номенклатурой разнообразных датчиков, увеличение диапазонов измерений за счет программирования источников тока, номинального напряжения и делителей напряжения. 1 ил.

Изобретение относится к метрологии, а именно к устройствам для масштабного преобразования тока и напряжения. Устройство содержит опорный изолятор, измерительный модуль, в состав которого входят первичный масштабный преобразователь тока, делитель напряжения, блок измерительного преобразователя, включающий аналого-цифровой преобразователь и оптический коммуникационный модуль, волоконно-оптическую линию передачи, дополнительный датчик тока, приемное коммуникационное устройство, блок питания и трансформатор питания с дополнительной вторичной обмоткой. Блок питания получает энергию от высоковольтной сети посредством трансформатора питания, через первичную обмотку которого течет ток, создаваемый в первичном масштабном преобразователе напряжения напряжением сети. С дополнительной вторичной обмотки трансформатора питания на блок измерительного преобразователя подается сигнал, пропорциональный напряжению на первичной обмотке трансформатора питания, который позволяет скомпенсировать влияние этого напряжения на точность преобразования напряжения. При коротком замыкании в сети блок питания получает энергию от измерительного трансформатора тока. При этом блок измерительного преобразователя получает информацию о токе в сети от дополнительного датчика тока. Технический результат - повышение точности и надежности. 1 з.п. ф-лы, 3 ил.

Использование – в области электротехники. Технический результат – снижение потерь и повышение надежности контактора. Настоящее изобретение относится к способу 60 в блоке 12 управления для замыкания контактора 1. Блок 12 управления выполнен с возможностью обеспечения перемещения между замкнутым положением и разомкнутым положением за счет возбуждения катушки 6 электромагнитной схемы. Способ 60 содержит подачу 61 напряжения на катушку 6; определение 62, в течение первого периода времени, тока, протекающего через катушку 6, и напряжения на катушке 6 и оценку на этом основании параметров модели для модели, предсказывающей поведение тока, протекающего через катушку 6, как если бы контактор 1 оставался в разомкнутом положении, и измерение 63, после окончания первого периода времени, тока, протекающего через катушку 6, и определение 64 разности между, с одной стороны, измеренным током и, с другой стороны, предсказанным током модели, и повторение измерения 63 и определения 64 до тех пор, пока не будет обнаружено изменение состояния с разомкнутого положения на замкнутое положение с помощью разности токов. 2 н. и 16 з.п. ф-лы, 10 ил.

Использование – в области электротехники. Технический результат – снижение потерь и повышение надежности контактора. Настоящее изобретение относится к способу 60 в блоке 12 управления для замыкания контактора 1. Блок 12 управления выполнен с возможностью обеспечения перемещения между замкнутым положением и разомкнутым положением за счет возбуждения катушки 6 электромагнитной схемы. Способ 60 содержит подачу 61 напряжения на катушку 6; определение 62, в течение первого периода времени, тока, протекающего через катушку 6, и напряжения на катушке 6 и оценку на этом основании параметров модели для модели, предсказывающей поведение тока, протекающего через катушку 6, как если бы контактор 1 оставался в разомкнутом положении, и измерение 63, после окончания первого периода времени, тока, протекающего через катушку 6, и определение 64 разности между, с одной стороны, измеренным током и, с другой стороны, предсказанным током модели, и повторение измерения 63 и определения 64 до тех пор, пока не будет обнаружено изменение состояния с разомкнутого положения на замкнутое положение с помощью разности токов. 2 н. и 16 з.п. ф-лы, 10 ил.

Изобретение относится к электрическому оборудованию для измерения (масштабного преобразования) величин переменного тока и напряжения. Устройство измерения переменного тока и напряжения с гальванической развязкой содержит электромагнитный трансформатор тока, трансформатор тока с воздушным сердечником или с сердечником из ферромагнетика с сосредоточенным или рассредоточенным немагнитным зазором, аналого-цифровой преобразователь с оптическим выходом преобразованного сигнала, блок питания, оптическое стеклянное волокно (оптоволоконный кабель) или оптический канал связи, блок питания, цифро-аналоговый преобразователь с оптическим входом, делитель напряжения, устройство согласования выхода с трансформаторной гальванической развязкой. Для питания аналого-цифрового преобразователя применяются фотопреобразователь, излучатель светового потока и световоды, или приемная катушка совместно с катушкой передачи энергии с генератором для создания резонансной частоты. Технический результат – расширение диапазона измеряемых токов от нуля до 40-60 крат от номинального, упрощение устройства, повышение надежности, возможность работы устройства в составе систем защиты цепи от токов короткого замыкания. 2 ил.

Изобретение относится к области электроизмерительной техники. Способ интегрирующего аналого-цифрового преобразования основан на формировании интервала преобразования, состоящего из конечного числа интервалов времени фиксированной длительности, и формировании в течение каждого интервала преобразования непрерывной развертывающей функции путем интегрирования суммы или разности входного и опорного напряжений в течение каждого интервала времени фиксированной длительности. Результат преобразования определяют как произведение масштабирующего коэффициента и опорного напряжения, а масштабирующий коэффициент вычисляют как отношение разности всех интервалов времени фиксированной длительности, соответствующих подключениям положительного и отрицательного опорных напряжений в течение интервала преобразования, к длительности интервала преобразования. Затем формируют дополнительные интервалы времени, длительность которых меньше длительности интервалов времени фиксированной длительности в целое число раз, изменяют полярность опорного напряжения, если на предыдущем фиксированном интервале времени происходит изменение полярности развертывающей функции, причем все нечетные переходы синхронизируются интервалами времени фиксированной длительности, а четные - интервалами дополнительной длительности. Технический результат - повышение точности. 4 ил.

Наверх