Способ радиолокации на малых дальностях



Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях
Способ радиолокации на малых дальностях

 


Владельцы патента RU 2559828:

Федеральное государственное унитарное предприятие "Государственный научно-исследовательский институт авиационных систем" (RU)

Изобретение относится к способам локации на малых дальностях и может быть использовано в радиосистемах посадки летательных аппаратов, сближения и стыковки космических объектов, безопасности вождения и парковки автомобилей. Достигаемый технический результат - разработка способа локации объекта при малых дальностях с использованием прерывистого сигнала при подавлении побочных лепестков его автокорреляционной функции. Сущность изобретения состоит в том, что способ основан на использовании прерывистого импульсного сигнала, при этом выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции этого сигнала, для чего определяют требуемое число Ктр подавляемых первых (ближних) ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах автокорреляционной функции, что достигается за счет определенного выбора периода повторения этих лепестков и соответствующих длительностей, при этом Ктр может быть определено исходя из требуемой величины подавления ДЛ. 2 з.п. ф-лы, 6 ил.

 

Изобретение относится к способам локации на малых дальностях (до нескольких километров) в радиосистемах посадки летательных аппаратов (ЛА), сближения и стыковки космических объектов, безопасного вождения и парковки автомобилей, мониторинга местности и пр. при решении задач обнаружения и распознавания объектов, особенно малоразмерных с малой эффективной площадью рассеивания (ЭПР), при определении их местоположения, построении радиолокационного изображения (РЛИ) местности с заданным разрешением, навигации в плохих погодных условиях и т.д.

В локаторе длительность зондирующего сигнала, как правило, определяется энергетическими соображениями, и, зачастую, особенно при использовании твердотельных генераторов и усилителей мощности, требуемая минимальная длительность зондирующего сигнала значительно превышает задержку эхо-сигнала на минимальной дальности работы локатора. При этом вследствие неидеальности развязки приемо-передающих трактов, при лоцировании объектов на малых дальностях в приемном тракте на принимаемый эхо-сигнал накладывается «пролезающий» зондирующий сигнал и возникает задача приема эхо-сигналов, отраженных от лоцируемых объектов, на фоне этого паразитного мешающего сигнала.

Амплитуда эхо-сигнала уменьшается обратно пропорционально 4-й степени увеличения дальности, а уровень мешающих сигналов («пролезающего» от зондирующего сигнала и собственных шумов приемного тракта) постоянен. При этом могут возникнуть три варианта приема. Первый случай соответствует приему эхо-сигналов на малых «нулевых» дальностях, когда эхо-сигнал значительно превышает паразитный сигнал от зондирующего сигнала. В этом случае можно использовать обычный зондирующий сигнал, например в виде одиночного импульса.

По мере увеличения дальности особенно при лоцировании малоразмерных объектов мощность эхо-сигналов становится соизмеримой или даже меньше мощности «пролезающей» помехи от зондирующего сигнала. На этом втором участке работа локатора невозможна без увеличения развязки приемо-передающих каналов. Наконец, третий участок соответствует дальности, когда задержка эхо-сигналов превосходит длительность зондирующего сигнала, и лоцирование осуществляется на фоне собственных шумов приемного тракта (и внешних помех, в общем случае).

Второй участок требует принятия специальных мер по развязке принятых эхо-сигналов от излучаемого. Но при использовании пространственных, частотных и поляризационных методов развязку более 50…70 дБ технически реализовать трудно. Полностью устранить эту проблему можно за счет разнесения по времени излучения зондирующего сигнала и приема отраженных от лоцируемых объектов сигналов, т.е. когда в любой момент времени система либо излучает сигнал, либо его принимает. В этом случае для решения проблемы можно использовать прерывистый сигнал (статья G. Brooker, D. Birch, J. Solms «W-Band Airborne Interrupted frequency Modulated CW Imaging Radar», журнал «Aerospace and Electronic Systems», vol. 41, no. 3, июль 2005).

Прерывистый сигнал на каждом такте зондирования имеет вид последовательности подымпульсов и характеризуется длительностью подымпульсов, их периодом повторения, их количеством и модуляцией сигналов в подымпульсах.

Похожие сигналы используют в ультразвуковой дефектоскопии (см., например, В.Г. Карташев, И.В. Соколов «Сплит-сигнал, его характеристики и методы обработки», журнал «Радиотехника», 2009, №1).

В указанной статье решают задачи согласованной фильтрации зондирующего сигнала в виде набора импульсов (квазигармоник, если использовать терминологию Карташева) с индивидуальной постоянной частотой заполнения и заданной огибающей (прямоугольной, гауссовской). В статье, в частности, показано, что если в импульсе укладывается не целое число длин волн частоты заполнения, то автокорреляционная функция (АКФ) такого сигнала дает побочные максимумы при t=К×Тп, где К=1, 2, 3…, а Тп - период повторения импульсов, т.е. в общем случае возникает неопределенность в местоположении лоцируемого объекта, а также возможны взаимные помехи эхо-сигналов от объектов, смещенных по дальности на величину сКТп/2, где с - скорость света.

Вместе с тем, так как в этой статье главной задачей является уменьшение объема вычислительных операций, то основное внимание в ней уделяется непрерывному сигналу и практически не обсуждаются методы подавления побочных максимумов для прерывистого сигнала. Тем не менее рассмотренный вариант применения прерывистого сигнала является наиболее близким аналогом-прототипом способа, предлагаемого для решения задач в условиях малой дальности локации.

Задачей предлагаемого изобретения является разработка способа локации объекта на малых дальностях с использованием прерывистого сигнала при подавлении побочных лепестков его АКФ до требуемого уровня. При этом для зондирования выбирают прерывистый импульсный сигнал, соответствующий стробированию (вырезанию) из прямоугольного импульса с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) и с девиацией частоты fдев N подымпульсов длительностью τи каждый и с периодом повторения Тп, так что длительность всей пачки подымпульсов τс=N×Тп. Причем суммарная длительность всех подымпульсов τиΣ=N×τи должна быть не менее τс_min_с/ш - минимально допустимой длительности зондирующего сигнала, определяемой требуемой энергией зондирующего сигнала (энергетическим потенциалом локатора). Девиацию частоты fдев определяют исходя из требований по разрешающей способности лоцирования по дальности, а при приеме проводят согласованную с зондирующим сигналом обработку, а также весовую обработку для уменьшения боковых лепестков по дальности. Применение прерывистого сигнала и подавление побочных лепестков его АКФ обеспечивают, с одной стороны, полную развязку принимаемых эхо-сигналов от «пролезающего» в приемный тракт локатора зондирующего сигнала, а, с другой, однозначность лоцирования объектов на заданном интервале дальностей и подавление помех от объектов, расположенных далее этого интервала, до требуемого уровня.

Сущность изобретения состоит в том, что в способе радиолокации на малых дальностях, при котором при зондировании используют прерывистый импульсный сигнал, выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого значения подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции (АКФ) этого сигнала, вызванных переходом от одиночного ЛЧМ импульса к пачке из N подымпульсов, для чего определяют требуемое число Ктр первых подавляемых ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах АКФ путем выбора периода повторения этих лепестков, определяемого выражением ТДЛ=N/fдев, и длительностей τи и τmax, где τи - длительность подымпульса, τmax≥2Rmax/c, Rmax - максимальная дальность лоцирования, а с - скорость света, причем для k-го подавляемого ДЛ в диапазоне 1≤k≤Ктр выполняется неравенство ((k-1)τmax+kτи)<kТДЛ<(kτmax+(k-1)τи).

При этом число подавляемых ДЛ Ктр определяется выражением:

где Lпод - требуемое значение подавления ДЛ в дБ, а Е[х] - целая часть от х.

Кроме того, при выборе параметров зондирующего сигнала сначала вычисляют требуемое количество подымпульсов N при τmax=2Rmax/c в соответствии с выражением:

N=Е[τmax×fдев],

а затем находят длительность подымпульса как τи =(τc_min_c/ш)/N и количество подавляемых ДЛ, соответствующее этому τи:

К п о д = τ max τ и

и, если Ктр ≤ Кпод, то полученное Ктр используют для вычисления τи

τ и = τ max К т р

причем при невыполнении условия Ктр ≥ Кпод увеличивают Rmax или уменьшают τс_min_с/ш до выполнения этого условия.

Кроме того, для учета протяженности ДЛ и его расширения при весовой обработке для найденных параметров сигнала вычисляют корректировочные поправки

Δ τ max = 1,8 f д е в и Δ τ и = Δ τ max × ( К т р 1 К т р ) ,

а итоговые параметры сигнала получают из выражений

τ и _ р а б = 2 R max c К т р 1,8 f д е в × ( К т р 1 К т р ) ,

Т п о в _ р а б = 2 ( К т р + 1 ) R max c К т р + 1,8 К т р f д е в .

Технический результат применения предлагаемого способа заключается в обеспечении возможности лоцирования объектов на малой дальности при недостаточном для радиолокации соотношении мощностей эхо-сигнала и мешающего «пролезающего» в приемный тракт зондирующего сигнала. Это достигается за счет использования для локации на малых дальностях прерывистого ЛЧМ сигнала, обработка и выбор параметров которого осуществляются в соответствии с предлагаемым способом.

Перечень фигур:

На фиг. 1 изображены два сдвинутых относительно друг друга ЛЧМ сигнала, что иллюстрирует физический смысл разностной частоты (fразн) и ее зависимость от временного сдвига.

На фиг. 2 приведены два подымпульса прерывистого сигнала и сигнал разностной частоты. Показана причина возникновения дифракционных лепестков при когерентном суммировании - укладывание кратного количества длин волны разностной частоты в период повторения подымпульсов.

На фиг. 3 показан общий вид взаимокорреляционной функции, полученной при свертке прерывистого ЛЧМ сигнала с соответствующим непрерывным сигналом той же длительности. Здесь видны все возникающие дифракционные лепестки.

На фиг. 4 приведен общий вид автокорреляционной функции, полученной при свертке прерывистого ЛЧМ сигнала с точно таким же сигналом. Видны «нулевые зоны» и подавление некоторых дифракционных лепестков за счет попадания в эти зоны.

На фиг. 5 приведен вид взаимокорреляционной функции для расчетного примера.

На фиг. 6 приведен вид автокорреляционной функции для расчетного примера, показывающий подавление десяти дифракционных лепестков.

Предлагаемый для лоцирования на малых дальностях зондирующий сигнал в виде прерывистого сигнала имеет периодическую структуру. При использовании прерывистого сигнала с линейной частотной модуляцией (ЛЧМ) его согласованную обработку можно представить как последовательное выполнение двух операций. Сначала осуществляют перемножение принятого сигнала на такой же, но смещенный по времени опорный сигнал, и получение сигнала разностной частоты (см. фиг. 1). Затем осуществляют интегрирование разностного сигнала за длительность всех подымпульсов опорного сигнала. При определенных взаимных смещениях принятого и опорного сигналов будут наблюдаться дифракционные максимумы - дифракционные лепестки (ДЛ). Действительно, это произойдет при укладывании целого числа волн разностной частоты λразн в период повторения Тп (см. фиг. 2), поэтому справедливо соотношение

К × λ р а з н = с × Т п , ( 1 ) ,

где К=1, 2, 3…

Эти ДЛ оказывают негативное влияние, выражающееся, как уже отмечалось, в двух факторах: в неоднозначности определения местоположения отражающего объекта и во взаимном влиянии (помехах) объектов, смещенных по своему положению на период(ы) повторения ДЛ.

Из фиг. 1 видна связь между сдвигом подымпульса и разностной частотой. Из подобия треугольников и с учетом доплеровского смещения частоты fдоп за счет движения ЛА, можно записать

f р а з н = f д е в × τ с д в τ с и г + f д о п ( 2 )

Исходя из (2) и (1), для К-го ДЛ справедливо соотношение

К Т п = f д е в × τ с д в N Т п + f д о п

τ с д в = N f д е в ( К f д о п × Т п ) , К = 1, 2, 3

Доплеровская частота имеет порядок килогерц, а время Тп порядок микросекунд, поэтому доплеровским слагаемым, в первом приближении, можно пренебречь. В результате формулу для положения К-го ДЛ можно записать как

τ с д в К × N f д е в . ( 3 )

Отсюда следует, что период повторения ДЛ равен N f д е в и не зависит от временных параметров сигнала.

Вместе с тем, наличие в опорном сигнале «нулевых зон» (опорный сигнал равен 0), приводит к появлению так называемых «нулевых зон» в АКФ. В пределах одного периода повторения подымпульсов Тп «нулевая зона» начинается в момент времени τи и заканчивается в (Тп - τи). Таким образом, возникает возможность добиться такого перекрытия двух временных последователностей (повторение «нулевых зон» и повторение ДЛ), чтобы некоторое требуемое количество ДЛ было подавлено за счет их попадания в «нулевые зоны» АКФ. Подбором разности периодов повторения ДЛ и подымпульсов возможно наложение К-го ДЛ на К-ю «нулевую зону», т.е. когда каждый ДЛ совпадает со своей «нулевой зоной».

Расстояние между двумя ближайшими дифракционными максимумами (период их повторения) равно N f д е в , поэтому для К-го ДЛ можно записать условия нахождения его в К-й «нулевой зоне» при заданной девиации сигнала:

где Nmin - количество подымпульсов, при котором К-й ДЛ находится в самом начале К-й «нулевой зоны», a Nmax - количество подымпульсов, при котором К-й ДЛ находится в самом конце К-й «нулевой зоны». Поэтому, если расположить первый ДЛ в конце первой «нулевой зоны» АКФ, то, так как все последующие ДЛ смещаются к началу соответствующей зоны, при оптимальном размещении некоторый К-й ДЛ встанет в начало К-й зоны. Приравняв количество подымпульсов в сигнале при условии Nmax1=NminK, получим выражение для количества подавляемых ДЛ:

Количество подавляемых ДЛ зависит от временных параметров (τи, Тп) подымпульсов и не зависит от девиации и количества подымпульсов, поэтому есть возможность менять Кmax, не изменяя при этом положение ДЛ, период повторения которых равен N f д е в .

Из условия нахождения первого ДЛ в конце первой «нулевой зоны» получаем условие на количество подымпульсов в сигнале:

функция Е[х] - целая часть от х

Далее, зная полученное, исходя из требуемого энергетического потенциала локатора, минимальное общее время излучения τс_min с/ш, можно вычислить минимальную длительность подымпульса

и определить максимально возможное количество подавляемых ДЛ Кmax в соответствии с выражением (4). Далее необходимо сравнить полученное значение Кmax с требуемым количество подавляемых ДЛ, которое определяется заданным значением подавления ДЛ. Т.к. расстояние между ДЛ равно максимальной дальности локации, то минимальное (учитывающее только увеличение дальности) подавление К-го ДЛ будет равно . Отсюда получаем выражение для требуемого количества ДЛ:

где Lпод - требуемое задаваемое значение подавления ДЛ в дБ, функция Е[х] - целая часть от х. При этом Lпод определяется с учетом имеющихся пространственной и частотной развязок приемного тракта от зондирующего сигнала.

Если Ктр ≤ Кmax, то это означает, что выбранные параметры прерывистого зондирующего сигнала отвечают поставленным требованиям и могут только уточняться, исходя из требований их технической реализации.

Если же Ктр > Кmax, то нужно:

- увеличивать Rmax (увеличивая, таким образом, время τmax и количество подымпульсов N),

- уменьшать минимальную длительность подымпульса τи (задавая тем самым более жесткие требования к локатору),

- уменьшать требуемый уровень подавления ДЛ Lпод, но любым способом добиться выполнения условия Ктр ≤ Кmax.

После выполнения этого условия при необходимости уточняют длительность подымпульса из условия количество подымпульсов , период повторения .

Проведенные расчеты проводились в предположении, что длительность главного лепестка АКФ (и ДЛ также) значительно меньше τmax. В этом случае теоретически максимум первого ДЛ помещался точно в конец первой «нулевой зоны». При этом примерно половина ДЛ попадает в ненулевую зону. Аналогичная ситуация для Ктр-го ДЛ, который теоретически помещается (в худшем случае) в начало К-й «нулевой зоны». На практике при больших значениях девиации частоты это не имеет существенного значения. Тем не менее, чтобы подавить ДЛ полностью нужно несколько изменить положение «нулевых зон», т.е. изменить параметры τи и τmax.

Введем следующие обозначения:

Δτmax - приращение τmax относительно полученного ранее значения,

Δτи - приращение τи относительно начального значения,

Δτсж - полуширина ДЛ, определяемая девиацией частоты за длительность всего прерывистого сигнала.

Отметим, что для сохранения количества подавляемых максимумов Кmax τmax должно увеличиваться, а τи - уменьшаться. Т.е., новые значения будут

Тогда, чтобы подавить первый ДЛ полностью, нужно «нулевую зону» расширить вправо. При этом должно выполняться условие: Δτmax≥Δτсж.

Запишем абсолютное положение К-го максимума через исходные параметры сигнала и через скорректированные

Раскрыв скобки и убрав одинаковые члены, получим результат:

При согласованной обработке полуширина полученного центрального сжатого импульса, как и ширина половины ДЛ, определяются

При весовой обработке импульс расширяется в 1,5-2 раза, например, моделирование для окна Хэмминга дает результат примерно 1,8. Тогда для полуширины ДЛ можем записать:

Отсюда следует условие на минимальное Δτmax и Δτи:

В качестве примера можно рассмотреть выбор параметров сигнала при ближней локации в диапазоне до Rmax=3 км. Для определенности положим, что требуемый уровень подавления Lпод = 40 дБ, девиация частоты fдев =10 МГц, общая длительность излучения τс_min_с/ш = 40 мкс.

При этом:

время приема ;

количество подымпульсов

требуемое количество подавляемых

минимальное значение длительности подымпульса (исходя из энергетических соображений)

максимальное количество подавляемых

Так как Ктрmax, то длительность подымпульса может быть увеличена (что не противоречит указанным ранее энергетическим соображениям) до

При использовании весовой обработки (окно Хэмминга):

округляем (в большую сторону) до 0,2 мкс,

округляем (в большую сторону) до 0,2 мкс.

Итоговые параметры сигнала:

Прерывистый сигнал с полученными параметрами может быть достаточно легко реализован на практике. ВКФ и АКФ такого сигнала с округленными для практической реализации значениями параметров τи_итог =1,8 мкс, τmax_итог =20,2 мкс, τп_итог=22 мкс приведены на фиг. 5 и фиг. 6 соответственно. Эти фигуры подтверждают подавление заданного количества ДЛ и эффективность предлагаемого способа.

1. Способ радиолокации на малых дальностях, основанный на использовании прерывистого импульсного сигнала, характеризующийся тем, что выбор параметров прерывистого сигнала осуществляют исходя из требуемого подавления «дифракционных» лепестков (ДЛ) автокорреляционной функции этого сигнала, вызванных переходом от одиночного ЛЧМ импульса к пачке из N подымпульсов, для чего определяют требуемое число Ктр первых подавляемых ДЛ и осуществляют их подавление за счет размещения их в «нулевых» зонах автокорреляционной функции путем выбора периода повторения этих лепестков, определяемого выражением ТДЛ=N/fдев, и длительностей τи и τmax, где τи - длительность подымпульса, τmax≥2Rmax/c, Rmax - максимальная дальность лоцирования, а с - скорость света, причем для k-го подавляемого ДЛ в диапазоне 1 ≤ k ≤ Kтр выполняется неравенство ((k-1) τmax+kτи)<kТДЛ<(kτmax+(k-1)τи).

2. Способ по п. 1, характеризующийся тем, что число подавляемых лепестков Kтр определяют исходя из выражения:

где Lпод - требуемая величина подавления ДЛ в дБ, оператор Е[х] - целая часть от х.

3. Способ по п. 1, характеризующийся тем, что при выборе параметров прерывистого сигнала сначала вычисляют требуемое количество подымпульсов N при τmax=2Rmax/c в соответствии с выражением:
N=Е[τmax×fдев],
а затем находят длительность подымпульса как τи =(τc_min_c/ш)/N и количество подавляемых ДЛ, соответствующее этому τи, как
К п о д = τ max τ и
и, если Ктр ≤ Кпод, то полученное Ктр используют для вычисления τи:
τ и = τ max К т р
причем при невыполнении условия Ктр ≥ Кпод увеличивают Rmax или уменьшают τс_min_с/ш до выполнения этого условия.

4. Способ по п. 3, характеризующийся тем, что для найденных параметров сигнала вычисляют корректировочные поправки
Δ τ max = 1,8 f д е в и Δ τ и = Δ τ max × ( К т р 1 К т р ) ,
а итоговые параметры сигнала получают из выражений
τ и _ р а б = 2 R max c К т р 1,8 f д е в × ( К т р 1 К т р ) ,
Т п о в _ р а б = 2 ( К т р + 1 ) R max c К т р + 1,8 К т р f д е в .



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к радионавигации и может быть использовано в локальных навигационных системах и сетях для управления движением мобильных объектов в локальных зонах навигации.

Изобретение предназначено для выявления и радиолокационного сопровождения групп взаимодействующих воздушных объектов (ВО). Достигаемый технический результат - увеличение времени сопровождения групп ВО за счет более раннего их выявления.

Изобретение относится к технике радиолокации, радиосвязи, радионавигации и радиоуправления и может быть использовано в радиоэлектронных системах для решения задачи обнаружения сигналов.
Группа изобретений относится к системам вооружения. При способе самонаведения ракеты с оружием на цель облучают цель непрерывным сигналом с частотной модуляцией по одностороннему пилообразно линейно возрастающему закону (НЛЧМ сигнал).

Изобретение относится к лазерной технике и может быть использовано при оптической локации быстроперемещающихся объектов. Достигаемый технический результат - повышение эффективности оптической локации и селекции высокоскоростных целей в условиях действия помех.

Изобретение относится к способам для определения состояния поверхности дорожного полотна, на котором возможно образование слоя воды, снега или льда. Контролируемый участок поверхности дороги зондируют электромагнитными волнами, принимают отраженные от этого участка поверхности электромагнитные волны, определяют фазовый сдвиг между падающими и отраженными волнами или изменение амплитуды (мощности) принимаемых волн по отношению к их значениям для падающих волн, предварительно определяют, соответственно, основной фазовый сдвиг этих волн или основное изменение амплитуды (мощности) этих волн в отсутствие покрывающего слоя на поверхности дороги.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в автономных бортовых радиосистемах управления посадкой летательных аппаратов. Достигаемый технический результат - расширение функциональных возможностей за счет измерения составляющих вектора скорости.

Изобретение относится к способам для определения состояния поверхности дорожного полотна, на котором возможно образование слоя воды, снега или льда. Контролируемый участок поверхности дороги зондируют электромагнитными волнами по нормали к ней, принимают отраженные от этого участка поверхности электромагнитные волны.

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может быть использовано при построении различных радиолокационных систем, предназначенных для определения дальности до поверхности земли, использующих принцип отражения радиоволн (радиодальномеры или дальномеры).
Изобретения относятся к области радиолокации и могут быть использованы в радиолокационных станциях (РЛС) для защиты от импульсных помех. Достигаемый технический результат - формирование признаков импульсной и, в частности, синхронной ответной помехи и ее распознавание на любой дальности.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в многопозиционных системах пассивной радиолокации для определения местоположения и скорости движения радиоизлучающих объектов. Достигаемый технический результат - обеспечение измерения скорости движения объекта при одновременном увеличении точности определения координат в моноимпульсном режиме. Указанный результат достигается за счет того, что способ включает прием радиосигналов объекта в пространственно-разнесенных пунктах приема и передачу их с периферийных на центральный пункт приема, где измеряют и компенсируют разности доплеровских частот радиосигналов периферийных и центрального пункта приема. Затем, с учетом времени распространения электромагнитных волн в пункты приема, выполняют пространственно-временную обработку преобразованных радиосигналов и определяют координаты объекта, а по измеренным разностям частот и координатам объекта вычисляют вектор его скорости. 5 ил.

Изобретение относится к системам разнесенной радиолокации околоземного космоса и может быть использовано для решения задач дистанционного зондирования Земли с помощью летательных и космических аппаратов. Достигаемый технический результат - расширение зоны мониторинга и обнаружения целей, повышение надежности и помехозащищенности радиолокационной системы. Указанный результат достигается за счет того, что в способе оперативного получения радиолокационной информации производят оперативное развертывание локальной радиолокационной системы на основе локальных разнесенных станций в определенном, заранее заданном районе, путем запуска в данный район носителя с отделяемыми платформами, на каждой из которых устанавливают локальную станцию с приемопередающим оборудованием, при этом используют сигналы подсвета от внешнего источника излучения или от локального источника излучения, который устанавливают на одной из отделяемых платформ или непосредственно на носителе. Радиолокационная система содержит локальную радиолокационную систему с локальными станциями приема и обработки данных, а также внешний или локальный источник излучения сигналов подсвета. 2 н. и 17 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано для экспериментальной оценки вклада участков крупногабаритного объекта, например авиационного турбореактивного двигателя, в интегральную величину эффективной поверхности рассеяния двигателя. Достигаемый технический результат - определение эффективной поверхности рассеяния участков объекта для различных ракурсов. Указанный результат достигается за счет того, что способ измерения эффективной поверхности рассеяния крупногабаритных объектов включает установку объекта на опорно-поворотное устройство, измерение фона, эталонирование неподвижного объекта при его полном укрытии радиопоглощающим материалом, облучение и определение мощности отраженных сигналов при вращении объекта вокруг вертикальной оси, при этом объект разбивают на участки, измеряют мощность отраженных сигналов от участков при последовательном удалении с них радиопоглощающего материала и определяют ЭПР участков, затем получают интегральную ЭПР методом сравнения измерений, проведенных в штатном состоянии и с замаскированным участком, при этом относительный вклад каждого участка объекта в интегральную ЭПР в заданном угловом секторе определяют в соответствии с выражением: где - средние значения ЭПР объекта в штатном состоянии и с замаскированным участком соответственно. В качестве радиопоглощающего материала используют материал с коэффициентом отражения электромагнитного излучения на металлической поверхности не более -20 дБ в рабочем диапазоне частот и поляризации электромагнитного излучения. 1 з.п. ф-лы.

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано в системах пеленгации и сопровождения различных объектов. Достигаемый технический результат - повышение точности пеленгации и сопровождения объектов за счет учета изменений крутизны и нелинейных искажений пеленгационной характеристики в процессе функционирования системы антенна-обтекатель. В отличие от известных устройств принципиально новый эффект уменьшения погрешностей пеленгации и сопровождения достигается путем введения устройства решения уравнения компенсации, сигнальные входы которого подключены к выходам пеленгационного приемника, а выходы подключены к входам электромеханического привода, N входов коэффициентов пеленгационной характеристики устройства решения уравнения компенсации подключены к N выходам текущих значений коэффициентов пеленгационной характеристики вычислителя аппроксимирующих сплайнов, где N - количество коэффициентов разложения пеленгационной характеристики системы антенна-обтекатель, используемых для компенсации, причем значение N выбирается равным N≥2. 2 ил.

Изобретение относится к радиолокации и может быть использовано в импульсных радиолокационных станциях (РЛС). Достигаемый технический результат - улучшение эффективности работы РЛС при флуктуациях эффективной площади рассеяния (ЭПР) обнаруживаемых объектов, а также в условиях прицельных по частоте активных шумовых помех (АШП) в дальней зоне работы при сохранении качества подавления помеховых сигналов, отраженных от местных предметов в ближней зоне работы РЛС. Указанный технический результат достигается за счет использования для обзора дальней и ближней рабочих зон РЛС двух последовательностей импульсов, которые формируют на промежуточной частоте и после смешивания их с синусоидальными сигналами высокой частоты и фильтрации преобразуют в зондирующие импульсы, при этом обзор дальней зоны производят, перестраивая поимпульсно рабочую частоту зондирующих импульсов путем изменения высокой частоты синусоидальных сигналов от такта к такту, а обзор ближней зоны - на постоянной рабочей частоте, затем принятый отраженный сигнал смешивают с высокочастотным синусоидальным сигналом своей зоны, преобразуя его на промежуточную частоту, фильтруют и, после аналого-цифрового преобразования, подвергают обработке. Устройство, реализующее способ, состоит из основной и компенсационной антенн, двух формирователей сигналов, двух смесителей, двух генераторов синусоидального сигнала, твердотельного передающего устройства, приемников основного и компенсационного каналов, коммутатора синусоидальных сигналов, устройств первичной обработки, отображения, вторичной обработки и сопряжения, с соответствующими связями. 2 н.п. ф-лы, 1 ил.

Изобретение относится к области радиолокационной техники и может быть использовано при пассивной локации быстроперемещающихся объектов. Достигаемый технический результат изобретения - повышение эффективности пассивной локации за счет увеличения чувствительности и помехоустойчивости локационной системы, реализации возможности пассивной локации высокоскоростного объекта в условиях действия помех. Сущность изобретения заключается в том, что в способе пассивной локации подвижного объекта, основанном на приеме сигналов, излучаемых объектом, оптимальной обработке принятых сигналов, принимают излучаемые объектом сигналы в разнесенных в пространстве точках, вычисляют взаимную корреляционную функцию (ВКФ) сигналов, принятых в разнесенных точках, предварительно осуществив компенсацию доплеровского сдвига частоты сигналов, по превышению импульсного значения корреляционной функции сигналов над порогом судят о наличии объекта в обозреваемом пространстве, при этом компенсацию доплеровского сдвига частоты принятых сигналов осуществляют путем мультипликативного преобразования частотного спектра названных сигналов, вычисление ВКФ принятых сигналов производят многократно, варьируя величину корректирующего сдвига частоты сигнала, после вычисления ВКФ сигналов выбирают выходной сигнал с максимальным импульсным значением. 2 з.п. ф-лы, 2 ил.

Изобретение относится к радионавигации и может быть использовано в локальных навигационных системах и сетях для управления движением мобильных объектов в локальных зонах навигации. Система содержит два расположенных на объекте навигации передатчика высокочастотных гармонических сигналов с общей передающей антенной, три приемника этих сигналов с приемными антеннами, установленных в опорных радионавигационных точках с известными координатами, три измерительных канала (каналы формирования разностной частоты), три фазовых детектора, три аналого-цифровых преобразователя и вычислитель координат объекта навигации. Каждый из измерительных каналов содержит последовательно включенные балансный смеситель, узкополосный фильтр, усилитель-ограничитель и резонансный усилитель. Достигаемый технический результат - повышение точности определения местоположения объекта навигации и помехозащищенности системы. 2 ил.

Изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано при создании средств идентификации воздушных целей. Достигаемый технический результат изобретения - повышение вероятности правильной идентификации воздушных целей, обнаруженных бортовой радиолокационной станцией (РЛС) в условиях многоцелевой обстановки за счет уменьшения объема неопределенности радиолокационной системы с активным ответом (РСАО). Сущность изобретения заключается в применении в РСАО дополнительной селекции запросного сигнала по пространственным координатам обнаруженной воздушной цели, заключающейся в выделении на стороне каждого i-го воздушного судна из множества запросных сигналов, запросного сигнала, адресованного данному воздушному судну, где , I - число воздушных судов, находящихся в зоне действия самолетного радиолокационного запросчика, имеющих на борту самолетный радиолокационный ответчик. Данная процедура осуществляется путем сравнения собственных пространственных координат i-го воздушного судна и пространственных координат воздушной цели, обнаруженной бортовой РЛС запрашивающего воздушного судна, информация о которых передается в запросном сигнале, что позволяет уменьшить пространственный объем неопределенности РСАО до размеров, определяемых ошибками измерения пространственных координат обнаруженной воздушной цели, а также ошибками измерения пространственных координат собственного местоположения запрашивающего и i-го воздушных судов. 2 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано на вертолетах и других летательных аппаратах для обнаружения наземных объектов. Достигаемый технический результат - улучшение технико-эксплуатационных характеристик. Указанный результат достигается за счет того, что вертолетный радиолокационный комплекс (РЛК) содержит бортовую радиолокационную станцию (БРЛС) в составе антенно-приемопередающего устройства (АППУ) с фазированной антенной решеткой (ФАР), бортового процессора (ПБ), бортового рабочего места оператора (РМОБ), бортовой части широкополосной линии связи (ШЛСБ), включающей антенну и аппаратуру связи, и бортовой части узкополосной линии связи (УЛСБ), а также наземный пост (НП) в составе рабочих мест операторов (РМОН), наземной части ШЛС (ШЛСН), включающей направленную антенну, расположенную на телескопической мачте, и аппаратуру связи, наземной части УЛС (УЛСН), системы ориентации и топопривязки (СОТ), наземного процессора (ПН) и генератора мощности (ГМ) с соответствующими связями, содержит также систему ориентации и навигации (СОН) в составе бесплатформенной инерциальной системы (БИНС), встроенной в ФАР, навигационного приемника сигналов и электронно-вычислительную машину, а также модуль жизнеобеспечения и технического обслуживания (МЖТО) в составе жилого отсека, второго ГМ и отсека технического обслуживания с соответствующими связями. Кроме того, в программное обеспечение ПБ введена программа для обнаружения разрывов снарядов, основанная на особенностях доплеровского спектра отраженных от них сигналов, увеличены размеры ФАР, антенна ШЛСБ выполнена в виде четырех направленных антенн, расположенных по бортам вертолета, а направленная антенна ШЛСН является реперным отражателем вертолетного РЛК. 1 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано при создании средств обнаружения высокоскоростных воздушных целей. Достигаемый технический результат изобретения - повышение вероятности обнаружения высокоскоростных воздушных целей за счет учета скорости их сближения с носителем импульсно-доплеровской радиолокационной станции (ИД РЛС). Сущность изобретения заключается в применении N каналов обнаружения, в которых когерентное накопление энергии полезного сигнала осуществляется в рамках подвижных участков, образованных путем перемещения временных стробов с соответствующей каждому каналу скоростью, согласованной с ожидаемой скоростью сближения воздушной цели с носителем ИД РЛС. Это позволяет избежать потери энергии сигнала, отраженного от воздушной цели, характерной для одного канала обнаружения с неподвижными временными стробами. 2 ил.
Наверх