Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции



Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции
Оптимизированные шаблоны опорных сигналов демодуляции

 


Владельцы патента RU 2562407:

ТЕЛЕФОНАКТИЕБОЛАГЕТ Л М ЭРИКССОН (ПАБЛ) (SE)

Изобретение относится к сетям беспроводной связи и может использоваться для выбора ортогональных параметров передачи для опорных сигналов демодуляции в системах беспроводной связи. Достигаемый технический результат - обеспечение лучшей ортогональности между мультиплексированными опорными сигналами демодуляции из разных уровней передачи. Каждый опорный сигнал демодуляции определен путем определения значений циклического сдвига и ортогонального кода покрытия, при этом определяют минимальные разделения циклических сдвигов между опорными сигналами разных уровней, а полустатическое значение кодового сдвига n D M R S является независимо конфигурируемым для каждой компонентной несущей. 3 н. и 16 з.п. ф-лы, 9 ил., 1 табл.

 

Родственные заявки

Эта заявка испрашивает приоритет предварительной заявки на патент США №61/358985, поданной 28 июня 2010 г., которая полностью включена в настоящее описание посредством ссылки.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение, в целом, относится к сетям беспроводной связи и, в частности, к выбору ортогональных параметров передачи для опорных сигналов в системах с MIMO и агрегированием несущих.

Уровень техники

Сети беспроводной связи являются повсеместной частью современной жизни во многих областях. Непреклонной тенденцией в развитии беспроводной связи является спрос на более высокие скорости передачи данных, чтобы доставлять более широкий набор услуг и более богатые впечатления от использования для пользователей. Одним последним достижением с перспективой повысить скорости передачи данных и надежность является использование множества антенн в передатчике и/или приемнике. Использование множества антенн, как в передатчике, так и в приемнике приводит к каналам связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO), имеющие наибольшие увеличения производительности относительно систем с одной антенной или гибридных систем.

Сети беспроводной связи работают согласно одному или более промышленных стандартов, таким как WCDMA, WiMax, GSM/EDGE, UTMS/HSPA, и тому подобных. Одним таким стандартом является долгосрочное развитие (LTE), разработанное и опубликованное Проектом партнерства 3-го поколения (3GPP). Версия 10 стандарта LTE, также известная как Rel-10 LTE или усовершенствованное LTE, поддерживает применения антенн MIMO и способы, ассоциированные с MIMO. Текущим рабочим положением для восходящей линии связи (UL) Rel-10 LTE является поддержка режима пространственного мультиплексирования (SU-MIMO) в связи от одного пользовательского оборудования (UE) в базовую станцию или в усовершенствованный Node B (eNodeB или eNB). SU-MIMO предназначено для высоких скоростей передачи данных при благоприятных состояниях каналов. SU-MIMO заключается в одновременной передаче множества потоков данных в одной и той же ширине полосы, где каждый поток данных называется уровнем. Многоантенные методы, такие как линейное предварительное кодирование, используются в передатчике, для того чтобы различать уровни в пространственной области и обеспечить возможность восстановления переданных данных в приемнике.

Другим методом MIMO, поддерживаемым в Rel-10 LTE, является MU-MIMO, где для множества UE, принадлежащих одной и той же соте, осуществляется, полностью или частично, совместное планирование в одной и той же ширине полосы и в одних и тех же временных слотах. Каждое UE в этой конфигурации MU0-MIMO может передавать множество уровней, таким образом, работая в режиме SU-MIMO.

Необходимо обеспечить возможность приемнику оценивать эквивалентный канал, ассоциированный с каждым переданным уровнем в соте, чтобы обеспечить возможность обнаружения всех потоков данных. Следовательно, каждое UE должно передавать уникальный опорный сигнал (RS или пилот-сигнал), по меньшей мере, для каждого переданного уровня. Определены разные типы RS - в том числе RS демодуляции, т.е. DMRS. Приемник учитывает, какой DMRS ассоциирован с каждым уровнем, и выполняет оценку ассоциированного канала посредством выполнения алгоритма оценки канала, как известно в данной области техники. Затем оцененный канал используется приемником в процессе обнаружения, чтобы восстанавливать данные из принятого потока данных.

В соответствии со стандартом Rel-10 LTE, в его текущем состоянии, определяется множество потенциальных RS, где каждый DMRS уникально определен посредством значения циклического сдвига (CS), причем поддерживаются 12 значений CS, и ортогонального кода покрытия (ОСС), причем определены 2 значения ОСС. В Rel-8 LTE, формат 0 управляющей информации нисходящей линии связи (DCI) для планирования физического совместно используемого канала восходящей линии связи (PUSCH) включает в себя 3-х битовое поле ( n D M R S ) для сигнализации CS для DMRS. Чтобы поддерживать SU-MIMO в восходящей линии связи Rel-10 LTE, множество циклических сдвигов и/или ортогональных кодов покрытия должны сигнализироваться в UE для мультиплексирования DMRS. Однако непрактично явным образом сигнализировать индексы множества циклических сдвигов для всех уровней, из-за большого объема служебных данных, которые потребовались бы для этого. Таким образом, рабочим положением для сигнализации CS является следующее.

Только один индекс циклического сдвига сигнализируется в соответствующей DCI, как в Rel-8. Отображенное значение циклического сдвига n D M R S ( 2 ) из сигнализированного индекса циклического сдвига n D M R S используется для DMRS уровня 0; значения циклического сдвига для других уровней получают из n D M R S ( 2 ) , в соответствии с предварительно определенным правилом. Таблица фиг.1 представляет рабочее положение для такого предварительно определенного правила.

Имеются два возможных ОСС для двух символов DMRS в одном подкадре (см. фиг.1). Помимо разделения множества DMRS посредством разных CS, ОСС может быть сигнализирован в UE, чтобы обеспечить лучшую ортогональность между мультиплексированными DMRS из разных уровней. Рабочим положением для сигнализации ОСС в RAN1 является неявная сигнализация ОСС.

Неявно назначенный ОСС может быть получен из сигнализированного значения циклического сдвига: n D M R S ( 1 ) + n D M R S ( 2 ) , где n D M R S ( 1 ) предоставляется более высокими уровнями, как полустатический CS, а n D M R S ( 2 ) - сигнализированное (динамическое) значение CS в самой недавней DCI для соответствующей передачи PUSCH, в соответствии с предварительно определенным правилом. Таблица фиг.1 представляет рабочее положение для такого предварительно определенного правила. В соответствующей DCI не требуется дополнительного бита для сигнализации ОСС.

Рабочее положение для отображения из значения CS в ОСС проиллюстрировано в таблице фиг.1, где разные ОСС отображены в соседние (смежные) значения CS. Следует заметить, что само n D M R S ( 2 ) будет в состоянии сигнализировать только 8 значений CS: 0, 2, 3, 4, 6, 8, 9 и 10. Однако n D M R S ( 1 ) + n D M R S ( 2 ) будет в состоянии передавать все возможные значения CS.

DMRS для каждого уровня (также известного как виртуальная антенна) конструируют, в соответствии со следующей процедурой.

Во-первых, после приема динамического значения CS n D M R S ( 2 ) из соответствующего физического канала управления нисходящей линии связи (PDCCH) и полустатического значения CS n D M R S ( 1 ) из верхних уровней, в соответствии с предварительно определенным правилом, изображенным в таблице 1, отображенный индекс ортогонального кода покрытия определяют как: I O C C = f ( n D M R S ( 1 ) + n D M R S ( 2 ) ) .

Во-вторых, DMRS для каждого уровня/виртуальной антенны может быть сконструирован, в соответствии с правилами, изображенными в таблице 1 для каждого ранга:

Таблица 1
Правила, специфические для уровня, для вычисления CS и ОСС
Передача Ранг-1 Уровень (виртуальная антенна) DMRS в слоте 0 и 1
0 CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
Передача Ранг-2 0 CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
1 CS: n D M R S ( 2 ) +6, индекс OCC: 1- I O C C
Передача Ранг-3 0 CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
1 CS: n D M R S ( 2 ) +3, индекс OCC: 1- I O C C
2 CS: n D M R S ( 2 ) +6, индекс OCC: I O C C
Передача Ранг-4 0 CS: n D M R S ( 2 ) , индекс OCC: I O C C
1 CS: n D M R S ( 2 ) +3, индекс OCC: 1- I O C C
2 CS: n D M R S ( 2 ) +6, индекс OCC: I O C C
3 CS: n D M R S ( 2 ) +9, индекс OCC: 1- I O C C

Следует заметить, что в таблице 1 значения CS для каждого уровня содержат отображенное динамическое значение CS для уровня 0, n D M R S ( 2 ) , смещенное на предварительно определенную величину для каждого последовательного уровня. Из числа этих смещений, минимальное значение равно трем (т.е. для передач ранга-3 и ранга-4). Также следует заметить, что индекс ОСС является значением, определенным из таблицы фиг.1 и полустатического значения CS n D M R S ( 1 ) для уровня 0, а затем, чередующимся с другим определенным значением ОСС для каждого последовательного уровня. В идеальном случае, данная комбинация максимально разделяет DMRS в последовательных уровнях, посредством разделения CS равного трем, и чередующихся значений ОСС.

Эквивалентно поддерживаются схемы для конструирования DMRS для многоуровневой передачи, отличные от схем в таблице 1, приведенной выше. Например, возможны альтернативные правила для назначения значений CS и ОСС для последовательных уровней/виртуальных антенн на основе n D M R S ( 2 ) .

Помимо поддержки MIMO, Rel-10 LTE 3GPP дополнительно поддерживает режим работы с множеством несущих, также известный как агрегирование несущих, чтобы улучшить размер и гибкость назначения спектра. В случае режима работы с множеством несущих независимые каналы данных модулируются в каждую из двух или более несущих частот и передаются на каждой из двух или более несущих частот, известных как компонентные несущие (СС) или просто “несущие”. Назначение несущих восходящей линии связи (UP) и нисходящей линии связи (DL) является гибким, так что можно назначать разные набор и число несущих DL и UL для определенного UE.

Перекрестное планирование СС является новой моделью назначения ресурсов Rel-10, где одна СС DL управляет множеством СС UL. Следовательно, управляющая информация для всех управляемых CC DL может быть передана на одной и той же СС DL. Например, собранные управляющие сообщения ACK/NACK (PHICH), относящиеся к передачам UL для всех СС UL, могут собираться на одной и той же СС DL. Для того чтобы обеспечить возможность мультиплексирования разных сообщений PHICH на одной и той же СС, каждое сообщение PHICH определяется уникальными параметрами n P H I C H g r o u p и n P H I C H s e q , которые, в свою очередь, являются функциями нескольких параметров назначения, включая n D M R S для данной СС. Следовательно, рабочим положением в RAN1 является то, что циклические сдвиги DMRS UL являются доступными в качестве механизма, чтобы избегать конфликтов PHICH. В частности, рабочим положением относительно формул PHICH является:

n P H I C H g r o u p = ( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S ) mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H s e q =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p + n D M R S ) mod 2 N S F P H I C H (1)

где параметры I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x , N P H I C H g r o u p , I P H I C H и N S F P H I C H имеют смыслы, определенные в 3GPP TS 36.211, 36.212 и 36.213 (например, в V.9.0.0). То есть, N S F P H I C H - величина коэффициента разнесения, используемая для модуляции PHICH. I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x - наименьший индекс физического блока ресурса (PRB) в первом слоте соответствующей передачи PUSCH. N P H I C H g r o u p - число групп PHICH, сконфигурированное верхними уровнями, и I P H I C H - постоянная, значение которой зависит от текущей конфигурации дуплексной связи с временным разделением (TDD)/дуплексной связи с частотным разделением (FDD) (например, значение I P H I C H может зависеть от того, сконфигурировано ли UE в текущий момент с возможностью использования конкретного поднабора возможных конфигураций UL/DL), так что:

I P H I C H = { 1 д л я к о н ф и г у р а ц и и U L / D L T D D с п е р е д а ч е й P U S C H в п о д к а д р е n = 4 и л и 9 0 и н а ч е

Кроме того, в соответствии с положениями Rel-8, n D M R S в уравнении (1) задается самым последним форматом 0 DCI.

В случае передачи с множеством кодовых слов (CW) на одной и той же CC UL (как в случае многоуровневой передачи) отдельный PHICH должен быть сгенерирован для каждого CW UL на каждой CC UL в группе перекрестного планирования СС.

Предложенное рабочее решение имеет несколько недостатков. Гибкость планирования оказывается ограниченной в некоторых случаях, представляющих исключительный практический интерес, таких как перекрестное планирование СС. Избежание конфликтов в сигнализации PHICH накладывает ограничения на назначение DMRS UL, что уменьшает гибкость планирования. Ограничения на назначение DMRS-UL могут привести к ненужной суб-оптимальной производительности в оценке канала, вследствие недостаточной ортогональности между DMRS разных UE или уровней. Уменьшенная гибкость в назначении DMRS вследствие ограничений сигнализации PHICH приводит к сложным процедурам назначения для DMRS. Наконец, уменьшенная гибкость в планировании вследствие ограничений сигнализации PHICH приводит к сложному назначению ресурсов.

Раскрытие изобретения

В соответствии с определенными вариантами осуществления, описанными в настоящей заявке, предложены различные шаблоны отображения n D M R S в n D M R S ( 2 ) , которые дают возможность выбора CS и ОСС для DMRS в режиме работы MIMO для соблюдения минимальной эффективной ортогональности. Значения в таблицах отображения расположены в наборах с минимальным разделением CS между значениями в каждом наборе. Кроме того, полустатическое значение n D M R S является независимо конфигурируемым для каждой СС UL в случае перекрестного планирования СС, и формула назначения PHICH, которая определяет назначение процесса PHICH относительно k-го CW на c-й СС UL, является функцией, как от индекса CS n D M R S , k , c ( 2 ) , который динамически распределяется определенному уровню рассматриваемого CW, так и от полустатического смещения CS n D M R S , c ( 1 ) для c-й СС.

Один вариант осуществления относится к способу определения значений CS и ОСС, ассоциированных с DMRS, для множества уровней передачи посредством устройства в системе беспроводной связи, использующей режим работы MIMO. Принимают полустатическое значение CS n D M R S ( 1 ) и динамическое значение CS n D M R S . Предварительно определенную таблицу индексируют посредством n D M R S , чтобы получить первое значение CS n D M R S ( 2 ) и значение ОСС n D M R S O C C , ассоциированные с DMRS, для уровня 0. В предварительно определенной таблице значения CS n D M R S ( 2 ) расположены в двух или более наборах значений CS n D M R S ( 2 ) , причем значения CS n D M R S ( 2 ) в каждом наборе разделены предварительно определенным минимальным смещением, специфическим (т.е. индивидуально заданным) для уровня. Первое значение CS, ассоциированное с DMRS, для других уровней, получают посредством прибавления предварительно определенного смещения, специфического для уровня, к n D M R S ( 2 ) . Второе значение CS для каждого уровня вычисляют посредством сложения n D M R S ( 1 ) и n D M R S ( 2 ) .

Другой вариант осуществления относится к способу определения значений CS и ОСС, ассоциированных в DMRS, для множества уровней передачи и компонентных несущих, и назначения PHICH, посредством устройства в системе беспроводной связи, использующей режим работы MIMO и агрегирование несущих. Принимают полустатическое значение CS n D M R S , c ( 1 ) , ассоциированное с каждой компонентной несущей (СС), в случае перекрестного планирования СС. Назначение процесса PHICH относительно k-го кодового слова на c-й СС является функцией, как от первого значения CS n D M R S , k , c ( 2 ) , ассоциированного с DMRS, для определенного уровня кодового слова, так и от полустатического значения CS n D M R S , c ( 1 ) , ассоциированного с c-й СС.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с предшествующим уровнем техники.

Фиг.2 - схема отображения циклического сдвига DMRS предшествующего уровня техники для режима работы с множеством несущих, в соответствии с таблицей фиг.1.

Фиг.3 - функциональная блок-схема сети беспроводной связи.

Фиг.4 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Фиг.5 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с другим вариантом осуществления настоящего изобретения.

Фиг.6 - таблица отображения для значений циклического сдвига DMRS, в соответствии с еще одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Фиг.7 - схема отображения циклического сдвига DMRS для режима работы с множеством несущих, в соответствии с таблицей фиг.4.

Фиг.8 - блок-схема последовательности этапов способа определения значений циклического сдвига для DMRS.

Фиг.9 - схема отображения циклического сдвига DMRS для режима работы с множеством несущих, в соответствии с таблицей фиг.1, но с использованием полустатических значений циклического сдвига, в соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения.

Осуществление изобретения

Фиг.3 изображает примерную сеть 10 беспроводной связи, такую как сеть 10 усовершенствованного LTE (хотя варианты осуществления изобретения не ограничены этой технологией радиодоступа). UE 12 осуществляет связь с узлом В или eNodeB 14, который предоставляет услуги радиосвязи в множество UE 12 в географической области или соте 16. eNodeB 14 управляется контроллером радиосети (RNC) 18, который соединяется через базовую сеть (CN) 20 с одной или более сетями передачи пакетных данных или телекоммуникационными сетями, такими как коммутируемая телефонная сеть общего пользования (PSTN) 22.

UE 12 включает в себя радиочастотный (RF) приемопередатчик 30, который принимает сигналы беспроводной связи (например, данных и управления) из eNodeB 14 и передает сигналы беспроводной связи в eNodeB 14 по одной или более антенн 31А, 31В. Приемопередатчиком 30 управляет контроллер 32, который может содержать универсальный процессор, процессор цифровых сигналов (DSP) или другую схему обработки, как известно в данной области техники. Функциональные возможности, содержащие варианты осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены как модули программного обеспечения, сохраненные в памяти 34 и выполняемые контроллером 32.

Аналогично, eNodeB 14 включает в себя RF приемопередатчик 40, который принимает сигналы беспроводной связи из одного или более UE 12 и передает сигналы беспроводной связи в одно или более UE 12 в соте 16 по одной или более антенн 41А, 41В. Приемопередатчиком 40 управляет контроллер 42, который может содержать универсальный процессор, процессор цифровых сигналов (DSP) или другую схему обработки, как известно в данной области техники. Функциональные возможности, содержащие варианты осуществления настоящего изобретения, могут быть осуществлены как модули программного обеспечения, сохраненные в памяти 44, и выполняемые контроллером 42. Кроме того, таблица, отображающая индекс CS n D M R S в динамическое значение CS для уровня 0 n D M R S ( 2 ) , обсуждаемая ниже, может находиться в памяти 44. Двойные антенны 31А, 31В и 41а, 41b в UE 10 и в eNodeB 14, соответственно, указывают, что сеть 10 поддерживает SU-MIMO и MU-MIMO. Кроме того, двойные указатели беспроводной связи означают, что сеть 10 поддерживает агрегирование несущих.

При использовании многоуровневой передачи важно достичь максимальной ортогональности между DMRS разных уровней посредством комбинирования разделения CS и ОСС и посредством максимизации дистанции между соседними DMRS. Минимальная дистанция между DMRS становится особенно важной, когда четыре уровня планируются совместно на одной и той же СС. Все эти уровни могут принадлежать одному и тому же UE или разным UE, которые планируются совместно в конфигурации MU-MIMO.

Для того чтобы максимизировать дистанцию между уровнями, рабочим положением в случае четырех уровней на СС является разделение соседних DMRS комбинацией из трех CS и, возможно, ОСС. Результаты моделирования показали, что эффективность, получаемая с меньшей дистанции между DMRS, является недостаточной для достижения приемлемой производительности линии связи в случае четырехуровневой передачи.

В случае двух уровней для каждого UE, рабочим положением является разделение этих 2 DMRS UE шестью значениями CS, в то время как в случае трех уровней для каждого UE рабочим положением является разделение соседних DMRS UE тремя значениями CS и ОСС. Таким образом, в соответствии с рабочим положением в Rel-10, DMRS должны назначаться в позиции, которые являются кратными трем позициям CS, для того чтобы максимизировать разнесение между DMRS, принадлежащим одному и тому же UE, или разным UE в модели MU-MIMO.

Как замечено ранее, поле n D M R S используется в Rel-8 также и для назначения PHICH, в соответствии с уравнением (1). В случае перекрестного планирования СС и передачи с множеством CW, как для Rel-10, назначение PHICH будет разным для каждого CW и каждой СС. Обычным расширением уравнения (1) является замена n D M R S на n D M R S , k , c ( 2 ) , таким образом, получая:

n P H I C H , k , c g r o u p =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S , k , c ( 2 ) )mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H , k , c s e q =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p + n D M R S , k , c ( 2 ) )mod 2 N S F P H I C H (2)

В уравнении (2) поле n D M R S , k , c ( 2 ) представляет индекс CS для одного из уровней, ассоциированных с k-м CW на c-й СС UL. В случае, когда рассматриваемое CW отображается в множество уровней (и, таким образом, в множество значений CS), n D M R S , k , c ( 2 ) выбирается, в соответствии с правилом. Например, n D M R S , k , c ( 2 ) мог бы связывать CS с DMRS, соответствующим 1-ому уровню рассматриваемого CW.

Замечено, что текущее отображение n D M R S в значения n D M R S , k , c ( 2 ) , в соответствии, например, с таблицей 1, не соблюдает желаемое свойство регулярности, делая его неэффективным для планирования пользователей, особенно, в конфигурации MU-MIMO. Пример этого продемонстрирован на фиг.2, которая изображает разнесение CS/OCC с использованием таблицы отображения фиг.1. В этом примере две несущие UL управляются посредством одной несущей DL. Два UE 12 планируются совместно в модели MU-MIMO на каждой СС и предполагают два уровня для каждого UE 12. В соответствии с рабочими положениями Rel-10, в случае передачи ранга-2 (два уровня для каждого UE 12) разная CW ассоциируется с каждым уровнем. Следовательно, экземпляр PHICH генерируется, в соответствии с индексом n D M R S , k , c ( 2 ) для каждого k-го назначенного кодового слова на каждой c-й СС UL.

Следует заметить, что в соответствии с рабочим положением предшествующего уровня техники (например, фиг.1), назначение CS на второй СС является суб-оптимальным, так как не соблюдается разнесение, равное трем CS и ОСС между соседними уровнями. Следуя отображению на фиг.1 и правилам, перечисленным выше в таблице 1, первым двум DMRS, передаваемым на первой несущей, распределяются циклические сдвиги, равные 0, 3, 6 и 9, с чередованием ОСС. Однако это невозможно для DMRS, передаваемым на второй несущей. CS, равный единице, не поддерживается в таблице фиг.1, таким образом, DMRS для уровня 2 отображаются в CS, равный 2. Правила таблицы 1 требуют минимального разнесения CS, равного трем, однако CS, равный пяти, не поддерживается в таблице фиг.1, таким образом, DMRS для уровня 2 отображаются в CS, равный 4.

В соответствии с одним вариантом осуществления настоящего изобретения, таблица, отображающая n D M R S в значения n D M R S , k , c ( 2 ) , содержит множество наборов, причем значения CS в каждом наборе имеют минимальное разнесение CS, соответствующее минимуму из смещений, специфических для уровня, заданных в правилах таблицы 1. В частности, состоящая из двенадцати потенциальных значений CS таблица, отображающая n D M R S в значения n D M R S , k , c ( 2 ) , содержит два набора, и минимальное разнесение CS в каждом наборе равно трем. Фиг.4 изображает один вариант осуществления, в котором таблица соответствует этому ограничению. В таблице фиг.4 отображение конструируют в соответствии с принципом отображения 8 CS из сетки доступных 12 CS регулярным способом, таким образом, что можно назначать DMRS, которые разделены тремя значениями CS в установках MU-MIMO. Фиг.5 и фиг.6 изображают альтернативные отображения, которые соответствуют этому же ограничению.

Фиг.7 изображает назначение ресурсов в том же примере, что и для фиг.2, но учитывая правило назначения, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения, изображенным на фиг.4. Теперь можно достичь оптимального разнесения между DMRS для рассматриваемой конфигурации, таким образом, преодолевая технический недостаток в отображении предшествующего уровня техники (например, фиг.1). В частности, DMRS на несущей 0 отображаются в CS 0, 3, 6 и 9 с чередующимися ОСС, как в предшествующем уровне техники. Однако, в соответствии с отображением таблицы фиг.4, DMRS на несущей 1 могут быть отображены в CS 1, 4, 7 и 10, также достигая разделения CS, равного трем.

Фиг.8 изображает способ 100 определения значений CS и ОСС, ассоциированных с DMRS, для каждого уровня передачи посредством приемопередатчика, такого как UE 12, в системе беспроводной 10 связи, использующей режим работы MIMO. Принимают полустатическое значение CS n D M R S ( 1 ) (блок 102), например, из сигнализации верхнего уровня через eNodeB 14. Принимают динамическое значение CS n D M R S (блок 104), например, в передаче DCI из eNodeB 14. Предварительно определенную таблицу индексируют посредством n D M R S (блок 106), чтобы получить одно, например, из двенадцати первых значений CS n D M R S ( 2 ) и значение ОСС n D M R S O C C , ассоциированные с DMRS, для уровня 0. Значения CS n D M R S ( 2 ) в таблице расположены, например, в двух наборах значений CS n D M R S ( 2 ) , причем значения CS n D M R S ( 2 ) в каждом наборе разделены предварительно определенным минимальным смещением (например, равным трем). Для уровней, отличных от уровня 0, первое значение CS, ассоциированное с DMRS, для этого уровня, получают посредством прибавления целого числа, кратного предварительно определенному минимальному смещению, к n D M R S ( 2 ) (блок 108). Второе значение CS для каждого уровня (уровня, используемого для кодирования DRMS) вычисляют посредством сложения n D M R S ( 1 ) и ( n D M R S ( 2 ) +смещение) (блок 110). Значение ОСС вычисляют посредством сложения n D M R S O C C (значения ОСС для уровня 0, полученного индексированием таблицы посредством n D M R S ) со смещением, специфическим для уровня (блок 112). Затем DRMS кодируют с использованием конечных значений CS и ОСС для каждого уровня, и передают (блок 114). DRMS принимается и декодируется, например, посредством eNodeB 14, и используется, чтобы определить параметры канала, в качестве помощи в интерпретации принятых потоков данных на каждом уровне. Затем процесс повторяется с приемом нового динамического значения CS n D M R S (блок 104). Полустатическое значение CS n D M R S ( 1 ) обновляют (блок 102) на нечастой основе посредством сигнализации верхнего уровня, как указано пунктирной линией на фиг.8.

Один вариант осуществления настоящего изобретения основан на модификации правила отображения PHICH. В соответствии с предшествующим уровнем техники (например, Rel-8), назначение PHICH является функцией динамически сигнализируемого индекса назначения DMRS n D M R S в PDCCH.

Однако гибкость в назначении CS увеличивается посредством объединенного использования динамически сигнализируемого индекса n D M R S ( 2 ) и полустатически сигнализируемого индекса n D M R S ( 1 ) . В соответствии с одним вариантом осуществления, n D M R S ( 1 ) используют, чтобы улучшить гибкость в назначении ресурса PHICH в случае перекрестного планирования СС. В частности, индекс n D M R S ( 1 ) сигнализируют на CC UL в случае перекрестного планирования СС и повторно обозначают как n D M R S , c ( 1 ) , где «с» обозначает индекс СС.

Кроме того, модифицируется формула назначения PHICH уравнения (1). Вводят зависимость назначения PHUCH относительно индекса DMRS n D M R S , k , c ( 2 ) для CW «k» и несущей «с», выборочно, совместно с полустатическим смещением назначения DMRS на несущую n D M R S , c ( 1 ) .

Модифицированное правило назначения PHICH, в соответствии с одним вариантом осуществления, является следующим:

n P H I C H , k , c g r o u p =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S , k , c ( 2 ) + n D M R S , c ( 1 ) )mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H , k , c s e q =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p + n D M R S , k , c ( 2 ) + n D M R S , c ( 1 ) )mod 2 N S F P H I C H (3)

Модифицированное правило назначения PHICH, в соответствии с другим вариантом осуществления, является следующим:

n P H I C H , k , c g r o u p =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S , k , c ( 2 ) + n D M R S , c ( 1 ) )mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H , k , c s e q =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p + n D M R S , k , c ( 2 ) )mod 2 N S F P H I C H (4)

Модифицированное правило назначения PHICH, в соответствии с другим вариантом осуществления, является следующим:

n P H I C H , k , c g r o u p =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x + n D M R S , k , c ( 2 ) )mod N P H I C H g r o u p + I P H I C H N P H I C H g r o u p

n P H I C H , k , c s e q =( I P R B _ R A l o w e s t _ i n d e x / N P H I C H g r o u p + n D M R S , k , c ( 2 ) + n D M R S , c ( 1 ) )mod 2 N S F P H I C H (5)

Эти варианты осуществления обеспечивают достижение двух целей. Во-первых, обеспечивается возможность мультиплексирования разных сообщений PHICH, относящихся к разным CW в модели перекрестного планирования СС. Во-вторых, достигается увеличение гибкости назначения DMRS посредством использования разных n D M R S , c ( 1 ) на разных СС.

Фиг.9 изображает пример, рассматривающий те же установки, что и установки, описанные относительно примера фиг.2, и рассматривающий n D M R S ,0 ( 1 ) =0 и n D M R S ,1 ( 1 ) =1. Правило отображения n D M R S в n D M R S ( 2 ) рассматривается в соответствии с предшествующим уровнем техники (т.е. таблицей фиг.1). Рассматриваются модифицированные правила назначения PHICH, в соответствии с любым из уравнений (3), (4) или (5). Теперь можно сохранить оптимальное назначение DMRS, даже в этой установке, поскольку никакие из назначенных DMRS не ассоциированы с идентичными параметрами ( n P H I C H , k , c g r o u p , n P H I C H , k , c s e q ) .

Варианты осуществления настоящего изобретения представляют многочисленные преимущества относительно предшествующего уровня техники. Варианты осуществления обеспечивают возможность большей ортогональности DMRS посредством учета минимального рекомендуемого разделения DMRS в CS и ОСС для каждого уровня передачи. Варианты осуществления также обеспечивают дополнительную эффективность в назначении DMRS по сравнению с предшествующим уровнем техники. Обеспечивается возможность улучшенной гибкости планирования для режима работы с множеством несущих и уменьшаются ограничения PHICH для практических конфигураций планирования.

Несмотря на то, что варианты осуществления настоящего изобретения описаны в настоящей заявке, как выполняемые в UE 12 на основе параметров CS принятых из eNodeB 14, изобретение не ограничено этой конфигурацией. Вместо этого, варианты осуществления могут быть преимущественно выполнены в любом узле приемопередатчика сети 10 беспроводной связи, который передает опорные сигналы, чтобы помочь приемнику в определении параметров канала. Кроме того, несмотря на то, что варианты осуществления настоящего изобретения описаны в настоящей заявке относительно сети 10 усовершенствованного LTE, настоящее изобретение не ограничено этим протоколом или технологией радиодоступа, и может быть выгодно применено в большом разнообразии систем беспроводной связи.

Конечно, настоящее изобретение может быть осуществлено другими способами, чем способы, конкретно приведенные в настоящей заявке, не выходя из существенных характеристик изобретения. Настоящие варианты осуществления должны рассматриваться во всех отношениях как иллюстративные, а не ограничительные, и подразумевается, что все изменения, происходящие в пределах смысла и эквивалентности прилагаемой формулы изобретения, должны быть включены в объем формулы изобретения.

1. Способ определения значений циклического сдвига, CS, и ортогонального кода покрытия, ОСС, ассоциированных с опорными сигналами демодуляции, DMRS, для множества уровней передачи посредством устройства в системе беспроводной связи, использующей режим работы с множеством входов и множеством выходов, MIMO, причем способ содержит этапы, на которых
принимают (102) полустатическое значение циклического сдвига, CS, ,
принимают (104) динамическое значение индекса CS ,
индексируют (106) предварительно определенную таблицу посредством , чтобы получить первое значение CS и значение ортогонального кода покрытия, ОСС, , ассоциированные с DMRS, для уровня 0,
получают (108) первое значение CS, ассоциированное с опорными сигналами демодуляции, DMRS, для каждого другого уровня, посредством прибавления разного целого числа, кратного предварительно определенному минимальному смещению, к , и
вычисляют (110) второе значение CS для каждого уровня посредством прибавления к первому значению CS,
причем в предварительно определенной таблице значения CS расположены в двух или более наборах значений CS , причем значения CS в каждом наборе разделены предварительно определенным минимальным смещением.

2. Способ по п.1, в котором динамическое значение CS содержит три бита.

3. Способ по п.1, дополнительно содержащий этап, на котором получают (112) значение ОСС, ассоциированное с DRMS, для других уровней посредством прибавления предварительно определенного смещения ОСС к значению ОСС , ассоциированному с DRMS, для уровня 0.

4. Способ по п.3, дополнительно содержащий этап, на котором кодируют (114) DRMS для всех уровней с использованием второго значения CS для каждого уровня и конечного значения ОСС для каждого уровня.

5. Способ по п.1, в котором предварительно определенное минимальное смещение равно трем.

6. Способ по п.1, в котором этап, на котором принимают динамическое значение CS , содержит прием в формате управляющей информации нисходящей линии связи (DCI).

7. Способ по п.1, в котором этап, на котором принимают из передатчика полустатическое значение CS , содержит прием через сигнализацию верхнего уровня.

8. Способ по п.1, в котором предварительно определенная таблица содержит

9. Способ по п.1, в котором предварительно определенная таблица содержит

10. Способ по п.1, в котором предварительно определенная таблица содержит

11. Способ по п.1, в котором предварительно определенная таблица содержит двенадцать записей отображения.

12. Способ по п.11, в котором значения CS предварительно определенной таблицы расположены в двух наборах.

13. Способ определения значений циклического сдвига (CS), ассоциированных с опорными сигналами демодуляции (DMRS), для множества уровней передачи и назначения ресурсов передачи, посредством устройства в системе беспроводной связи, использующей режим работы с множеством входов и множеством выходов (MIMO) и агрегирование несущих, содержащий этапы, на которых
принимают полустатическое значение циклического сдвига (CS) , ассоциированное с каждой компонентной несущей (СС), в случае перекрестного планирования СС и
назначают ресурсы передачи для передачи физического канала гибридного автоматического запроса повторения (HARQ) (PHICH) таким образом, что назначение для k-го кодового слова на c-й СС является функцией как от первого значения CS , ассоциированного с опорным сигналом демодуляции (DMRS) для определенного уровня кодового слова, так и от полустатического значения CS , ассоциированного с c-й СС.

14. Способ по п.13, в котором этап, на котором назначают ресурсы передачи, содержит определение одного или более ресурсов, подлежащих использованию для передачи PHICH, на основе значений , , и , причем - величина коэффициента разнесения, используемая для модуляции PHICH, - индекс, ассоциированный с наименьшим индексом физического блока ресурса (PRB) в определенном слоте соответствующей передачи управления восходящей линии связи, - число групп PHICH, конфигурируемое верхними уровнями, и - постоянная, значение которой зависит от используемой конфигурации дуплексной связи с временным разделением (TDD) или дуплексной связи с частотным разделением (FDD).

15. Способ по п.14, в котором этап, на котором определяют один или более ресурсов, содержит определение пары индексов (, ), ассоциированных с первым ресурсом, причем содержит номер группы PHICH, а содержит индекс ортогонального сигнала в пределах номера группы PHICH и причем
=(++)mod+
=(++)mod.

16. Способ по п.14, в котором этап, на котором определяют один или более ресурсов, содержит определение пары индексов (, ), ассоциированных с первым ресурсом, причем содержит номер группы PHICH, а содержит индекс ортогонального сигнала в пределах номера группы PHICH и причем
=(++)mod+
=(+)mod.

17. Способ по п.14, в котором этап, на котором определяют один или более ресурсов, содержит определение пары индексов (, ), ассоциированных с первым ресурсом, причем содержит номер группы PHICH, а содержит индекс ортогонального сигнала в пределах номера группы PHICH и причем
=(+)mod+
=(++)mod.

18. Устройство для определения значений циклического сдвига (CS) и ортогонального кода покрытия (ОСС), ассоциированных с опорными сигналами демодуляции (DMRS), для множества уровней передачи в системе беспроводной связи, использующей режим работы с множеством входов и множеством выходов (MIMO), содержащее
приемник (30), действующий с возможностью приема полустатического значения циклического сдвига (CS) и динамического значения индекса CS , и
контроллер (32), действующий с возможностью
индексирования предварительно определенной таблицы посредством , чтобы получить первое значение CS и значение ортогонального кода покрытия (ОСС) , ассоциированные с опорными сигналами демодуляции (DMRS), для уровня 0,
получения первого значения CS, ассоциированного с DMRS, для каждого другого уровня посредством прибавления разного целого числа, кратного предварительно определенному минимальному смещению, к , и
вычисления второго значения CS для каждого уровня посредством прибавления к первому значению CS,
причем в предварительно определенной таблице значения CS расположены в двух или более наборах значений CS , причем значения CS в каждом наборе разделены предварительно определенным минимальным смещением.

19. Устройство для определения значений циклического сдвига (CS), ассоциированных с опорными сигналами демодуляции (DMRS), для множества уровней передачи и назначения ресурсов передачи в системе беспроводной связи, использующей режим работы с множеством входов и множеством выходов (MIMO) и агрегирование несущих, содержащее
приемник (40), действующий с возможностью приема полустатического значения циклического сдвига (CS) , ассоциированного с одной или более компонентными несущими (СС), и
контроллер (42), действующий с возможностью назначения ресурсов передачи для передачи физического канала гибридного автоматического запроса повторения (HARQ) (PHICH) таким образом, что назначение для k-го кодового слова на c-й СС является функцией как от первого значения CS , ассоциированного с опорным сигналом демодуляции (DMRS) для определенного уровня кодового слова, так и от полустатического значения CS , ассоциированного с c-й СС.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к технике беспроводной связи и может быть использовано для генерирования кодов, используемых в системах долгосрочного (LTE) и улучшенного долгосрочного (LTE-A) развития.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в устройстве для передачи управляющей информации восходящей линии связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности.

Изобретение относится к технике беспроводной связи и может быть использовано для генерирования кодов, используемых в системах долгосрочного (LTE) и улучшенного долгосрочного (LTE-A) развития.

Изобретение относится к области беспроводной связи. Технический результат состоит в эффективности связи при мультиплексировании сигналов квитирования и зондирующих опорных сигналов.

Изобретение относится к области светотехники. Предложен кодированный свет для обеспечения улучшенного управления источниками света и передачи информации с использованием источников света.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов связи.

Изобретение относится к области техники связи и раскрывает способ и устройство для преобразования ресурсов и мультиплексирования с кодовым разделением каналов. В настоящем изобретении каждая сота выбирает схему преобразования, по меньшей мере, из двух схем преобразования, чтобы реализовывать преобразование ресурсов, которое эффективно уменьшает помехи, накладываемые на символы опорных сигналов пользователей на границе соты; векторное переключение выполняется для ортогональной матрицы, чтобы получать несколько различных последовательностей кодовых слов и реализовывать расчет кодовых слов, так что такая проблема, что выходная мощность символов опорных сигналов является несбалансированной, может эффективно уменьшаться.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах мобильной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов передачи путем снижения скорости передачи данных на интерфейсе основной полосы и радиочастоты.

Изобретение относится к технике связи и может быть использовано главным образом, в процессе многочастотного приема. Технический результат - улучшение производительности приема сети.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов передачи.

Изобретение относится к области радиоизмерений и предназначено для определения фазового сдвига импульсных последовательностей с произвольными длительностями импульсов и скважностями.

Изобретение относится к области радиоизмерений и предназначено для определения фазового сдвига как синусоидальных сигналов, так и последовательностей импульсов.

Изобретение относится к системах автоматики для получения информации о знаке и величине разности фаз двух импульсных колебаний близких частот. Технический результат заключается в повышении точности оценки разности фаз при одновременном использовании знаковых и пропорциональных выходов.

Изобретение относится к радиоэлектронике, а именно к импульсному частотно-фазовому детектору. Технический результат заключается в уменьшении времени переходных процессов в контуре фазовой автоподстройки частоты за счет оптимизации алгоритма формирования выходных управляющих сигналов импульсного частотно-фазового детектора.

Изобретение относится к беспроводной связи, в частности к сигнализации канала управления нисходящей линии связи по каналам общего доступа в сетях беспроводной связи. Технический результат - повышение качества канала управления. Для этого способ в терминале беспроводной связи включает в себя прием множества подкадров, имеющих элементы временно-частотных ресурсов и поля выделения ресурсов, связанные с соответствующим подкадром, причем поля выделения ресурсов указывают назначение ресурсов. Терминал принимает радиокадр, содержащий множество подкадров и поле выделения с частотным разнесением, указывающее выделения ресурсов с частотным разнесением во множестве подкадров радиокадра. 1 з.п. ф-лы, 5 ил.

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением (OFDM), работающих в 1 ГГц диапазоне и на более низких диапазонах частот. Технический результат состоит в повышении пропускной способности каналов передачи. Для этого логическая схема физического уровня может реализовывать мультиплексирование с ортогональным частотным разделением символов, закодированных 32 поднесущими, такими как двадцатью поднесущими информации, четырьмя поднесущими пилот-сигнала, семью защитными поднесущими и одной поднесущей постоянного тока (DC). Многие варианты осуществления могут преобразовывать OFDM символы между частотой и временной областями быстрым преобразованием Фурье 32 точек или обратным быстрым преобразованием Фурье. Некоторые варианты осуществления могут осуществлять преобразование с повышением частоты и передавать коммуникационный сигнал с OFDM символами на частоте один мегагерц. Дополнительные варианты осуществления могут принимать и детектировать коммуникационный сигнал с OFDM символами на частоте один мегагерц. 4 н. и 17 з.п. ф-лы, 12 ил.

Изобретение относится к передающему устройству, способу обработки информации, программе и передающей системе стандарта кабельного цифрового телевидения DVB-C2. Техническим результатом является повышение эффективности передачи широкополосного сигнала. Указанный технический результат достигается тем, что передающее устройство включает в себя первый блок получения, который получает первую информацию управления передачей; второй блок получения, который получает вторую информацию управления передачей, аналогичную информации, вводимой в другое передающее устройство; генерирующий блок, который обрабатывает целевые данные передачи на основании параметра, содержащегося в первой информации управления передачей, и генерирует данные, включающие в себя обработанные целевые данные передачи и вторую информацию управления передачей. 4 н. и 7 з.п. ф-лы, 21 ил.

Настоящее изобретение относится к системе обеспечения эксплуатации скважины и может быть использовано для передачи каротажных данных по меньшей мере от одного каротажного прибора в систему сбора данных на поверхности по кабелю. Система содержит приемопередатчик на поверхности, кабель, приемопередатчик в скважине, каротажный прибор и приводное устройство. Приемопередатчик в скважине соединен с приемопередатчиком на поверхности посредством кабеля. Приемопередатчик в скважине осуществляет связь с приемопередатчиком на поверхности с использованием мультиплексирования с ортогональным частотным разделением каналов для передачи данных по кабелю путем модуляции подаваемого в кабель сигнала с широтно-импульсной модуляцией (PWM) посредством транзисторного моста. Приводное устройство и по меньшей мере один каротажный прибор получают питание по кабелю. Кроме того, изобретение относится к скважинному снаряду. Технический результат - повышение скорости связи между датчиками в скважине и установкой на поверхности при одновременном обеспечении высокой мощности для системы обеспечения эксплуатации скважины. 2 н. и 9 з.п. ф-лы, 7 ил.

Изобретение относится к системам беспроводной связи, в частности к передаче информации квитирования в восходящей линии связи. Технический результат - повышение скорости передачи данных. Предложены способы и устройство для пользовательского оборудования (UE), сконфигурированного с множественными сотами на нисходящей линии связи (DL) системы дуплексной связи с временным разделением (TDD) для определения способа кодирования битов информации квитирования как функции их количества, для применения объединения к битам информации квитирования, когда их количество превышает первое заранее определенное значение, и для разделения битов информации квитирования, возможно совместно с битами другой информации управления, на два отдельных кодовых слова, когда их общее количество превышает второе заранее определенное значение. 4 н. и 10 з.п. ф-лы, 15 ил.

Изобретение относится к системам связи. Техническим результатом является выполнение назначения ресурсов в канале управления нисходящей линии связи методом сначала по времени в системе мобильной связи с использованием OFDM. Предложен способ назначения ресурсов канала управления. Способ включает в себя этапы, на которых, когда индекс времени и индекс частоты доступных элементов ресурса (RE) заданы как l и k соответственно, разделяют доступные RE в двумерную структуру (k, l) и назначают сначала по времени каждый RE множеству RE групп, в то время как увеличивают индекс времени l для каждого индекса частоты k от начального значения до предопределенного диапазона. 4 н. и 24 з.п. ф-лы, 24 ил.

Изобретение относится к области беспроводной связи и может быть использовано для произвольного доступа в системе связи. Способ обработки произвольного доступа в системе связи заключается в том, что: принимают (1102) на базовой станции сигнал, посланный пользовательским оборудованием и содержащий первую последовательность Задова-Чу и вторую последовательность Задова-Чу, причем du первой последовательности Задова-Чу меньше, чем du второй последовательности Задова-Чу, где du указывает на сдвиг пика изображения, выводимого базовой станцией, по отношению к двусторонней задержке, когда сдвиг частоты составляет , где TSEQ является периодом времени, занятым последовательностью Задова-Чу; оценивают (1103) на базовой станции диапазон ошибки для задержки подтверждения (RTD) пользовательского оборудования в соответствии с первой последовательностью Задова-Чу; и оценивают (1104) RTD пользовательского оборудования в пределах диапазона ошибки для RTD согласно второй последовательности Задова-Чу. Технический результат - обеспечение сетевого доступа пользовательского оборудования со сдвигом частоты. 6 н. и 9 з.п. ф-лы, 20 ил., 3 табл.
Наверх