Система и способ обнаружения вторичного сигнала синхронизации (sss) при сдвиге несущей частоты в нисходящем канале при множественном доступе с ортогональным частотным разделением каналов

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в системах беспроводной связи при множественном доступе с ортогональным частотным разделением каналов (OFDMA). Технический результат состоит в повышении качества передающих сигналов. Для этого процессор получает дискретный сигнал, содержащий передачу по первичному сигналу синхронизации (PSS) и передачу по вторичному сигналу синхронизации (SSS). Процессор определяет корреляции «Р» первого символа, передаваемого по сигналу PSS дискретного сигнала, с первым известным символом в каждый момент времени «t» из временных приращений k дискретного сигнала, и корреляцию «S» второго символа, передаваемого по сигналу SSS, со вторым известным символом в каждый момент времени t - 0,5/7 мс. Процессор получает вариант поворота фазы θ_i из совокупности «i» вариантов и определяет корреляции «Cmax» по всем временным приращениям k, причем Cmax представляет собой максимальную амплитуду суммарной корреляции S и Р при повороте Р на угол θ_i. Процессор определяет идентификатор ячейки по первому и второму известным символам, дающим корреляции S и Р, приводящие к корреляции Сmах, и оценку сдвига частоты между передатчиком дискретного сигнала и приемником дискретного сигнала. 4 н. и 12 з.п. ф-лы, 9 ил.

 

Уровень техники

[0001] Согласно стандарту «Долгосрочное развитие сетей связи» (Long Term Evolution, LTE), разработанному в рамках консорциума «Проект партнерства третьего поколения» (3rd Generation Partnership Project, 3GPP), ширина полосы частот сигнала может варьироваться от 14 МГц до 20 МГц. Стандарт LTE использует множественный доступ с ортогональным частотным разделением каналов (Orthogonal Frequency-Division Multiple Access, OFDMA) для формирования нисходящего канала. Ширина полосы указанного канала может быть 1,4 МГц, 3 МГц, 5 МГц, 10 МГц, 15 МГц и 20 МГц.

[0002] Поиск ячейки представляет собой процедуру, посредством которой приемник приобретает временную и частотную синхронизацию с ячейкой и выявляет идентификатор (ID) ячейки физического уровня. В системах LTE для облегчения указанной процедуры используют первичный сигнал синхронизации (PSS) и вторичный сигнал синхронизации (SSS) (иногда их называют также первичным каналом синхронизации (PSCH) и вторичным каналом синхронизации (SSCH) соответственно). Сигналы синхронизации представляют собой определенные последовательности, вводимые в последние два OFDM-символа (Orthogonal Frequency-Division Multiplexing, «мультиплексирование с ортогональным частотным разделением»), в первый слот субкадров ноль и пять (слоты 0 и 10). Первичный сигнал синхронизации PSS передается по каналу PSCH, а вторичный сигнал синхронизации SSS - по каналу SSCH. Сигнал PSS обычно используют для получения данных о времени и частоте, в то время как сигнал SSS обычно используют для получения идентификатора (ID) ячейки и другой относящейся к ячейке информации. Оба указанных канала синхронизации занимают полосу 960 кГц в узле связи и попадают в символ каждые 5 мс. Имеется три возможных сигнала PSS и сто шестьдесят восемь возможных сигналов SSS. Таким образом, существует 3*168=504 возможных сигналов, каждый из которых рассматривается как идентификатор (ID) ячейки.

[0003] Идентификатор (ID) ячейки в системе LTE состоит из двух частей, Nid1 и Nid2, при этом идентификатор (ID) ячейки вычисляют как: Nid=Nid1*3+Nid2. Первичный сигнал синхронизации PSS соответствует одному из трех кодов Nid2, а вторичный сигнал синхронизации SSS - одному из 168 кодов Nid1. В LTE-сигнале символ PSS следует за символом SSS.

[0004] Синхронизация (или захват) в системе LTE представляет собой двухэтапную процедуру, определяемую спецификацией стандарта LTE. Первый этап заключается в обнаружении сигнала PSS для выявления сдвига по времени (кадровая синхронизация) и Nid2, а второй этап состоит в обнаружении сигнала SSS для выбора Nid1, обладающего максимальной энергией корреляции.

[0005] Корреляцию используют для определения степени связи между двумя сигналами. Например, пусть имеется две последовательности данных Х=[x₁, x₂,…, x_L] и Y=[y₁, y₂,…, y_L+M], где X - опорная последовательность из L элементов, а Y - принятая последовательность из L+M элементов, коррелируемая с последовательностью X. Корреляция между Х и Y при сдвигах по времени k определяется уравнением 1:

[006] $$\rho \left(k\right)={\displaystyle \sum _{i=1}^L{y}_{i+k}*conj\left(x_i\right)},k=\mathrm{0,}\cdots ,M-1\left[1\right]$$

[0007] В рассматриваемом примере Х представляет собой опорный сигнал PSS или SSS, дискретизированный во временном интервале, а Y -полученный по каналу связи сигнал X, характеризующийся задержкой по времени j и амплитудой а. При этом Y имеет вид Y=[0, 0,…, 0, ax₁, ax₂,…, ax_L, 0,…, 0]. Поскольку последовательности PSS и SSS выбраны с хорошими автокорреляционными свойствами, то полученный результат корреляции будет выглядеть так, как показано на фиг.1, то есть с пиковым значением при задержке j и малыми значениями в остальном интервале. Таким образом, корреляцию широко используют для проверки наличия известного опорного сигнала в принятом сигнале при определенной задержке.

[0008] В случае сигналов PSS и SSS задержка определяет время поступления сигнала PSS и позволяет обнаружить сигнал SSS. Используя синхронизацию по времени и идентификатор (ID) ячейки, приемник синхронизируется с передатчиком базовой станции.

[0009] Что касается обнаружения сигнала SSS, то типичный подход заключается в использовании для поиска сигнала SSS только корреляции сигнала SSS. Такой подход отбрасывает информацию, которая может быть получена из корреляции сигнала PSS, и не всегда оказывается удовлетворительным в условиях реального мира.

[0010] В типичной системе беспроводной связи передаваемым сигналом до его передачи модулируют более высокую частоту несущей. Предполагается, что приемник настроен на ту же самую несущую частоту для переноса принятого сигнала с высокой частоты в основную полосу частот перед его демодуляцией. Однако в реальных условиях несущая частота приемника может отличаться от несущей частоты передатчика. В этом случае принятый модулирующий сигнал будет иметь среднее значение не в точке 0 МГц, а с некоторым сдвигом от требуемой средней частоты.

[0011] При использовании существующих систем обнаружения и захвата сигнала могут наблюдаться потери, превышающие 2 дБ, при сдвиге несущей частоты на±2,5 кГц. Одной из возможных причин таких потерь может быть используемый алгоритм обнаружения.

Сущность изобретения

[0012] В настоящем изобретении предложены системы и способы обнаружения сигнала SSS в режиме LTE при сдвиге частоты. Предпочтительные варианты направлены на использование корреляции Р первичного сигнала синхронизации и S вторичного сигнала синхронизации для получения оценки частотных сдвигов в приемнике.

[0013] В одном из вариантов изобретения модуль обнаружения SSS использует корреляцию сигналов PSS и SSS для идентификации сигнала SSS при вычислении частотных сдвигов между базовой станцией и приемником.

Краткое описание чертежей

[0014] На фиг.1 проиллюстрирован результат корреляции сигнала при задержке j.

[0015] На фиг.2А представлена векторная диаграмма, иллюстрирующая использование корреляций сигналов PSS и SSS для получения суммарной корреляции в случае отсутствия частотного сдвига согласно одному из вариантов изобретения.

[0016] На фиг.2В представлена векторная диаграмма, иллюстрирующая влияние на суммарную корреляцию частотного сдвига согласно одному из вариантов изобретения.

[0017] На фиг.3 показана функциональная схема, иллюстрирующая использование модуля обнаружения для оптимизации суммарной корреляции в случае частотного сдвига согласно одному из вариантов изобретения.

[0018] На фиг.4А, В и С представлены векторные диаграммы, иллюстрирующие определение максимального значения суммарной корреляции С согласно настоящему изобретению.

[0019] На фиг.5 показана функциональная схема, иллюстрирующая объединение трех корреляций Р и S, полученных в одном дискретном сигнале, согласно одному из вариантов изобретения.

[0020] На фиг.6 представлена векторная диаграмма, иллюстрирующая определение максимального значения суммарной корреляции С при значительных частотных сдвигах согласно вариантам изобретения.

Подробное описание изобретения

[0021] Согласно стандарту LTE информация передается в виде символов, закодированных в фазе передаваемого сигнала по его несущей частоте. Таким образом, для надлежащего извлечения символов местная опорная частота приемника должна быть достаточно близка к несущей частоте сигнала. Различие в частотах приводит к явному нежелательному «повороту» фазового соотношения. В результате, влияние частотных сдвигов можно описывать с точки зрения поворотов фазы сигнала относительно идеального сигнала.

[0022] Как уже было отмечено выше, символы PSS и SSS близко расположены в LTE-сигнале. На фиг.2А представлена векторная диаграмма, иллюстрирующая использование корреляций сигналов PSS и SSS для получения суммарной корреляции в случае отсутствия частотного сдвига согласно одному из вариантов изобретения. В данном варианте изобретения корреляцию сигнала PSS объединяют с корреляцией сигнала SSS для улучшения обнаружения сигнала SSS. Указанное когерентное сложение эквивалентно корреляции при удвоении длины, что улучшает показатель на 3 ДБ.

[0023] Однако само по себе указанное объединение не учитывает сдвиг несущей частоты. На фиг.2В представлена векторная диаграмма, иллюстрирующая влияние частотного сдвига на суммарную корреляцию согласно одному из вариантов изобретения.

[0024] В математических терминах корреляция сигнала PSS может быть представлена символом Р, корреляция сигнала SSS - символом S, а суммарная корреляция - символом С. Приведенное ниже уравнение описывает способ когерентного сложения:

[0025] $$C=P+S=P*\exp \left(j*0\right)+S,\left[2\right]$$

[0026] где Р - корреляция сигнала PSS, exp(j*0) - поворот фазы Р на ноль градусов (отсутствие поворота фазы), a S - корреляция сигнала SSS. Корреляции Р и S суммируют без учета поворота фазы, обусловленного частотным сдвигом. Заметим, что в приведенном выше уравнении 2 числа Р, S и С являются комплексными числами.

[0027] В одном из вариантов изобретения суммарную корреляцию корректируют с учетом сдвига частоты, используя поворот корреляции Р.

[0028] Длительность каждого кадра при дуплексной передаче с разделением по частоте (Frequency Division Duplex, FDD) в системе LTE равна 10 мс. Каждый кадр состоит из 20 слотов. Таким образом, длительность каждого слота составляет 0,5 мс. Для LTE-сигнала с нормальным циклическим префиксом каждый слот содержит 7 OFDM-символов. Сигналы PSS и SSS передаются в соседних OFDM-символах. Поэтому разница во времени между двумя OFDM-символами равна длительности одного символа или 0,5 мс/7. Для сдвига частоты на ±2,5 кГц разность фаз между указанными двумя OFDM-символами равна: 0,5 мс/7*±2,5 кГц*2π=±2,5π/7=±0,357 π. Этот поворот фазы соответствует: exp(j*±0,357π)=0,4339±0,9010i.

[0029] Если предположить, что Р и S имеют одинаковую амплитуду, то суммарная корреляция пропорциональна 1,4339±0,9010i, что проиллюстрировано на фиг.2В. При сдвиге частоты на 0 Гц суммарная корреляция пропорциональна 2,0+0,0i. Потери при сдвиге частоты на ±2,5 кГц равны: 20*log(abs(2,0+0.0i)/abs(1.4339±0,9010i))=1,45 дБ.

[0030] На фиг.3 показана функциональная схема, иллюстрирующая использование модуля обнаружения для оптимизации суммарной корреляции в случае частотного сдвига согласно одному из вариантов изобретения.

[0031] Антенна 302 принимает радиосигнал LTE. Оконечный радиочастотный узел 304 переносит принятый сигнал с радиочастоты в основную полосу частот. Затем этот аналоговый модулирующий сигнал преобразуется в аналого-цифровом преобразователе 306 в цифровой сигнал для создания дискретного сигнала 308.

[0032] Согласно одному из вариантов изобретения дискретный сигнал 308 представляет собой LTE-сигнал длительностью 15 мс. Сигналы PSS и SSS появляются в LTE-сигнале каждые 5 мс. Таким образом, сигналы PSS и SSS появляются в указанном дискретном сигнале три раза. Модуль 300 обнаружения содержит процессор 310 обработки сигналов, который определяет величины корреляции Р первичного сигнала синхронизации PSS и корреляции S вторичного сигнала синхронизации SSS. Модуль 300 обнаружения содержит также процессор 312 оценки, который объединяет S с «N» повернутыми по фазе вариантами Р и выбирает максимальное значение суммарной корреляции С 316 в соответствии с уравнением [3]:

[0033] $$C=\underset{i}{\max }\left\{abc\left(P*\exp \left(j*{\theta }_i\right)+S\right)\right\}.\left[3\right]$$

[0034] Уравнение [3] поясняет процедуру, проиллюстрированную на фиг.2 В, где Р - корреляция первичного сигнала синхронизации PSS, exp(j*θ_i) -поворот фазы Р на угол θ_i, а S - корреляция вторичного сигнала синхронизации SSS. Таким образом, Р и S складывают вместе с учетом поворота фазы, обусловленного сдвигом частоты. Имеется «i» возможных вариантов поворота фазы. Тот вариант, который приводит к максимальной норме (амплитуде) суммарной корреляции, выбирают в качестве наилучшего, причем соответствующее ему значение суммарной корреляции представляет собой С.

[0035] Согласно одному из вариантов изобретения пользователь модуля 300 обнаружения может выбрать «i» вариантов поворота фазы из базы данных 314. Как следует из прилагаемых чертежей, i=5, а возможными вариантами поворота фазы являются ±2π/7, ±π/7 и 0. Указанные пять вариантов поворота фазы -2π/7, -π/7, 0, π/7 и 2 π/7 соответствуют сдвигам частоты на 2 кГц, 1 кГц, 0 Гц, -1 кГц и -2 кГц. Средняя точка между -2π/7 и -π/7 составляет -1,5π/7, что соответствует сдвигу частоты на 1,5 кГц. Таким образом, каждый из пяти вариантов поворота фазы в данном примере охватывает окно размером ±0,5π/7 вокруг. Если мы соединим указанные пять окон вместе, то варианты поворота фазы будут охватывать ±2,5π/7, что эквивалентно ±2,5 кГц. Указанные углы поворота корректируют («деротируют») сдвиг частоты от -2,5 кГц до 2,5 кГц. Тот вариант поворота фазы, который «корректирует» фазу Р таким образом, что корреляция Р и S достигает максимума, представляет собой тот сдвиг частоты, который имеет место в приемнике.

[0036] Определение оптимальной корреляции с использованием вариантов поворота фазы можно также применять для получения оценки сдвига частоты в конкретном приемнике (см. фиг.3, блок 316). Пять вариантов поворота фазы -2π/7, -π/7, 0, π/7 и 2 π/7 из предыдущего примера соответствуют оценкам сдвигов частоты на 2 кГц, 1 кГц, 0 Гц, -1 кГц и 2 кГц.

[0037] Процессор 310 обработки сигналов, процессор 312 оценки и база данных 314 показаны на фиг.3 в виде отдельных элементов. Однако, функции указанных элементов могут осуществляться одной микросхемой цифрового сигнального процессора (DSP), либо одним или несколькими программируемыми пользователем вентильными матрицами (FPGA) или специализированными интегральными микросхемами (ASIC). В качестве альтернативы, требующий большого объема вычислений процессор 210 обработки сигналов может быть реализован в виде одной программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA), а требующие меньшего объема вычислений блоки (процессор 312 оценки и база данных 314) - в виде микросхемы цифрового сигнального процессора (DSP).

[0038] После синхронизации (выявление сдвига по времени и обнаружение идентификатора (ID) ячейки посредством сигналов PSS и SSS) LTE-приемник производит оценку канала с использованием опорных сигналов и осуществляет демодуляцию данных. Если исходный сдвиг частоты значителен, например, составляет 1,2 кГц, то оценка канала с использованием опорных сигналов не может быть произведена непосредственно по принятому сигналу. Для одной и той же поднесущей частоты опорные сигнала в системе LTE разнесены на 1 слот (0,5 мс) по времени. Таким образом, точная оценка сдвига частоты с использованием опорных сигналов может быть применена только к сдвигам частоты, находящимся в пределах ±1 кГц (1/0,5 мс=2 кГц, что соответствует диапазону ±1 кГц).

[0039] Указанный выше сдвиг частоты на ±1 кГц может включать в себя также допплеровский сдвиг частоты, достигающий величин ±0,3 кГц. Таким образом, предел сдвига несущей частоты уменьшается до диапазона ±0,7 кГц.

[0040] Определенная выше оценка сдвига частоты может быть использована для уменьшения большого сдвига частоты.

[0041] Например, пусть реальный сдвиг частоты между передатчиком и приемником равен 1,2 кГц. Вариант поворота фазы, который обеспечивает значение Cmax, будет при этом -π/7. Поскольку -π/7 соответствует сдвигу частоты на 1 кГц, то оценка сдвига частоты будет равна 1 кГц.

[0042] Исходный сигнал со сдвигом частоты 1,2 кГц описан уравнением 4:

[0043] $$r\left(t\right)=a\left(t\right)*\exp \left(-j2\pi \left(f_c+1200\right)t\right),\left[4\right]$$

[0044] где f_c - несущая частота, r(t) - принятый в момент t сигнал и a(t) -амплитуда сигнала в момент t.

[0045] Используя оценку сдвига частоты в 1 кГц, можно уменьшить разность частот до 200 Гц, что проиллюстрировано уравнением 5:

[0046] $$r\text{'}\left(t\right)=r\left(t\right)*\exp \left(j2\pi *1000t\right)=a\left(t\right)*\exp \left(-j2\pi \left(f_c+200\right)t\right).\left[5\right]$$

[0047] Поскольку оставшийся сдвиг частоты после уменьшения посредством предложенного процесса находится в диапазоне±0,5 кГц, то его можно использовать для оценки канала.

[0048] На фиг.4А, В и С представлены векторные диаграммы, иллюстрирующие определение максимального значения суммарной корреляции С согласно настоящему изобретению.

[0049] Как видно на фиг.4А, корреляция С достигает максимального значения при угле смещения -2π/7, т.е. когда Р поворачивается на -2π/7. В данном примере Р имеет относительную разность фаз +2,5π/7 по сравнению с S, что эквивалентно сдвигу на 2,5 кГц.

[0050] Как показано на фиг.4 В, корреляция С достигает максимального значения при угле смещения -π/7, т.е. когда Р поворачивается на -π/7. В данном варианте Р имеет относительную разность фаз π/7 по сравнению с S, что эквивалентно сдвигу на 1,0 кГц.

[0051] Как следует из фиг.4С, корреляция С достигает максимального значения при угле смещения +π/7, т.е. когда Р поворачивается на +π/7. В данном варианте Р имеет относительную разность фаз -π/7 по сравнению с S, что эквивалентно сдвигу на -1,0 кГц.

[0052] На фиг.5 представлена функциональная схема, иллюстрирующая объединение трех корреляций Р и S, полученных в одном дискретном сигнале, согласно одному из вариантов изобретения.

[0053] Поскольку фаза шума равномерно распределена в диапазоне от -π до π, описываемый уравнением 3 алгоритм может захватить поворот фазы, который соответствует фазе шума. Как уже было сказано выше, в одном из вариантов изобретения дискретный сигнал оказывается достаточно длительным и содержит три экземпляра передаваемого сигнала PSS. Например, если дискретный сигнал имеет длительность 15 мс, то в нем будет содержаться три экземпляра сигнала PSS, обозначенные в данном случае как P₁, P₂ и P₃. Все указанные экземпляры P₁, P₂ и P₃ имеют один и тот же поворот фазы, обусловленный сдвигом по частоте. Однако фазовые повороты шумовых компонентов указанных трех сигналов будут некоррелированными. Данная особенность может быть использована для компенсации шума.

[0054] Предположим, что длительность дискретного сигнала равна 15 мс, тогда процессор 310 обработки сигналов передает в операционные устройства 500 выборки (Р1, S1), (Р2, S2) и (Р3, S3). Операционные устройства 500 получают варианты поворота фазы из базы данных 314. Как показано на чертежах, варианты поворота фазы находятся в диапазоне от -2π/7 до +2π/7. Однако данный диапазон приведен только для наглядности и не является ограничивающим. В общем случае для каждой из «R» выборок и «i» вариантов поворота фазы сумматоры 502 оценивают значение C_i, используя уравнение 6:

[0055] $$C_i=Abs\left(P_1*\exp \left(j*{\theta }_i\right)+S_1\right)+\dots ABS\left(P_R*\exp \left(j*{\theta }_i\right)+S_R\right).\left[6\right]$$ C

[0056] Абсолютное значение или квадрат величины C_i вычисляют операционные устройства 504. Как видно на фиг.5, значения «С» для трех (R=3) выборок (Р1, S1), (Р2, S2) и (Р3, S3) при выбранном варианте угла поворота суммируются в сумматорах 506. Полученная сумма представляет собой корреляцию «C_i» для конкретного варианта угла поворота при компенсации шума.

[0057] Указанный процесс повторяется для каждого из вариантов угла поворота, затем определяют максимальное значение «Cmax» из всех значений C_i, рассчитанных по R выборкам и i вариантам поворота фазы. В данном примере Cmax представляет собой величину корреляции при компенсации шумов, а также оценку сдвига частоты (блок 508).

[0058] Поскольку фазы шума во всех трех выборках распределены равномерно в диапазоне от -π до π и являются некоррелированными, то вероятность того, что все фазы шума будут расположены в одном направлении, очень мала, поэтому влияние шума существенно уменьшается.

[0059] Обычно в процессоре 310 обработки сигналов модуля 300 обнаружения вычисление квадрата нормы можно выполнить более эффективно, чем вычисление самой нормы. В варианте изобретения, в котором 1=5 и R=3, уравнение 3 может быть заменено приведенным ниже уравнением 7 при совсем небольшом ухудшении показателей:

$$C=\underset{i=1}{\overset{5}{\max }}\left\{\begin{array}{l}\left(P_1*\exp \left(j{\theta }_i\right)+S_1)*conj\left(P_1*\exp (j{\theta }_i\right)+S_1\right)\\ +\left(P_2*\exp \left(j{\theta }_i\right)+S_2)*conj\left(P_2*\exp (j{\theta }_i\right)+S_2\right)\\ +\left(P_3*\exp \left(j{\theta }_i\right)+S_3)*conj\left(P_3*\exp (j{\theta }_i\right)+S_3\right)\end{array}\right\}.\left[7\right]$$

[0060] Можно заметить, что выгода, получаемая при таком подходе, является результатом поиска фактического поворота фазы, вызванного сдвигом частоты. В одном из вариантов изобретения поиск производят по пяти дискретным точкам в диапазоне от -2π/7 до +2π/7, в то время как случайная фаза шума распределена в диапазоне от -π to π, при этом используют комбинацию трех выборок. Если максимально возможный сдвиг частоты меньше ±2,5 кГц, то окно поиска можно уменьшить, что улучшит показатели.

[0061] При сдвиге частоты на ±2,5 кГц поворот фазы между соседними символами при расширенном циклическом префиксе в LTE-сигнале равен ±2,5π/6=±0,417π. Поскольку указанный поворот фазы не сильно отличается от поворота фазы ±0.357π при нормальном циклическом префиксе в LTE-сигнале, то показатели данного алгоритма сравнимы со случаем нормального циклического префикса. В одном из примеров изобретения варианты поворота фазы для LTE-сигнала с расширенным циклическим префиксом равны ±π/3, ±π/6 и 0. В худшем случае потери равны 20*log(abs(2,0+0,0i)/abs(1+exp(j*±π0,5/6))=20*log(abs(2,0+0,0i)/abs(1,9659±0,2588i))=0,075 дБ.

[0062] С увеличением сдвига частоты эффективность вычислений корреляций Р и S сигналов PSS и SSS снижается, поскольку эти вычисления производятся с допущением нулевого сдвига частоты для корреляционного интервала. Однако по мере увеличения сдвига частоты данное допущение оказывается несправедливым. При сдвиге частоты на 2,5 кГц потери согласно оценке составляют приблизительно 0,5 дБ.

[0063] Из приведенного выше описания предлагаемого алгоритма также следует, что с увеличением сдвига частоты окно поиска также расширяется и, в итоге, оно будет находиться в диапазоне от -тт до тт. При этом выгода от использования описываемого алгоритма отсутствует.

[0064] В одном из вариантов изобретения модуль обнаружения выполнен с возможностью деления корреляционного интервала сигналов PSS и SSS на более мелкие сегменты Sa, Sb, Pa и Pb (корреляционный интервал уменьшен в два раза) в порядке возрастания по времени. В данном примере указанные четыре сегмента объединены с вариантами поворота фаз, как показано на фиг.6, результат представлен уравнением 8:

$$C=\underset{i}{\max }\left\{abs\left(Pb*\exp (j*3{\theta }_i\right)+Pa*\exp \left(j*2{\theta }_i\right)+Sb*\exp \left(j*{\theta }_i\right)+Sa)\right\}.\left[8\right]$$

[0065] Поворот фазы при ±2,5 кГц между соседними сегментами уменьшен вдвое до величины ±2,5π/14 и теперь для поиска используют варианты поворота фазы ±2π/14, ±π/14 и 0. Указанные варианты поворота фазы соответствуют сдвигам частоты ±2 кГц, ±1 кГц и 0 Гц. Вариант поворота фазы, который приводит к максимальной корреляции, обеспечивает также оценку сдвига частоты.

[0066] В процессе обнаружения сигнала PSS можно использовать оригинальный двухсегментный алгоритм для объединения сегментов Ра и Pb:

$$P=\underset{i}{\max }\left\{abc\left(pb*\exp \left(j*\theta \right)+Pa\right)\right\}.\left[9\right]$$

[0067] Для упрощения описания алгоритма в уравнении 9 используется только один результат наблюдений за данными. Однако при наличии нескольких таких результатов предыдущий алгоритм объединения может быть использован для отдельных результатов наблюдений.

[0068] При еще более значительных сдвигах частоты корреляционный интервал может быть разделен на 8 сегментов, 16 сегментов и другое количество сегментов в зависимости от максимально возможного сдвига частоты, от требуемого улучшения показателей и от доступных вычислительных возможностей. Например, при том же самом максимальном сдвиге частоты деление на 16 сегментов обеспечит более высокие показатели, но потребует больше вычислений. С увеличением числа сегментов получаемая от этого дополнительная выгода снижается, поэтому можно выбрать оптимальное соотношение, позволяющее получить приемлемые показатели при разумных затратах.

[0069] Поскольку варианты поворота фазы симметричны и имеют вид ±29, ±9 и 0, то умножение комплексных чисел, связанное с поворотом фазы, может быть повторно использовано аналогично операциям «бабочка» в быстром преобразовании Фурье (FFT) для снижения объема вычислений.

[0070] Приведенные выше описания способов и схемы алгоритмов являются лишь иллюстративными примерами, не предписывающими и не подразумевающими, что этапы, соответствующие различным вариантам осуществления изобретения, должны выполняться в указанном порядке. Специалистам в данной области техники будет очевидно, что этапы в вышеизложенных вариантах осуществления изобретения можно выполнять в любой последовательности. При этом такие употребляемые в описании слова, как «после этого», «затем», «следующий», или аналогичные им, не предписывают конкретной последовательности выполнения этапов и используются только для ориентации при чтении описания предлагаемых способов.

[0071] Различные пояснительные логические блоки, модули, схемы и этапы алгоритмов, описываемые в связи с раскрываемыми вариантами осуществления изобретения, могут быть реализованы в виде электронной аппаратуры, компьютерного программного обеспечения или их комбинации. Для наглядного пояснения взаимозаменяемости аппаратной части и программного обеспечения различные иллюстративные компоненты, блоки, модули, схемы и этапы описаны выше в основном с точки зрения их функциональных возможностей. Реализация указанных функциональных возможностей, посредством аппаратной части или программного обеспечения, зависит от конкретного применения и конструктивных ограничений, предъявляемых ко всей системе. Несмотря на то, что для каждого отдельного варианта применения специалисты могут найти различные пути реализации описанных функциональных возможностей, такие технические решения следует считать входящими в объем настоящего изобретения.

[0072] Аппаратная часть, используемая для осуществления различных иллюстративных логических схем, логических блоков, модулей и схем, описанных для пояснения раскрываемых аспектов изобретения, может быть реализована или выполнена посредством универсального процессора, цифрового сигнального процессора (DSP), специализированной интегральной микросхемы (ASIC), программируемой пользователем вентильной матрицы (FPGA) или иного программируемого логического устройства, логического элемента на дискретных компонентах или транзисторной логической схемы, различных компонентов аппаратной части, либо любой комбинации указанных устройств, предназначенных для реализации описанных функциональных возможностей. Универсальный процессор может представлять собой микропроцессор, при этом в альтернативном варианте в качестве указанного процессора можно использовать стандартный процессор, контроллер, микроконтроллер или конечный автомат. Процессор может быть также реализован в виде комбинации вычислительных устройств, например, комбинации цифрового сигнального процессора (DSP) и микропроцессора, нескольких микропроцессоров, одного или нескольких микропроцессоров в сочетании с ядром цифрового сигнального процессора (DSP) либо любой другой такой конфигурации. Другими вариантами предусмотрено, что некоторые этапы или способы могут быть осуществлены посредством схемы, специально используемой для выполнения заданной функции.

[0073] По меньшей мере в одном из примерных вариантов изобретения выполнение описанных функций можно обеспечить аппаратными средствами, программными средствами, аппаратно-программными средствами или различными комбинациями указанных средств. Если выполнение функций обеспечено программными средствами, функции можно хранить или передавать в виде одной или нескольких команд или программы на машиночитаемом носителе. Раскрытые в данном изобретении этапы способа или алгоритма можно объединить в выполняемый процессором программный модуль, разместив последний на машиночитаемый носитель. К машиночитаемому носителю относятся как компьютерные носители информации, так и различные средства передачи информации, в том числе любые средства, позволяющие переносить компьютерную программу из одного места в другое. В качестве носителя информации можно выбрать любой имеющийся подключаемый к компьютеру носитель, в том числе, но не ограничиваясь перечисленным, оперативное запоминающее устройство (RAM), постоянное запоминающее устройство (ROM), электрически-стираемое программируемое постоянное запоминающее устройство (EEPROM), компактный оптический диск (CD-ROM) или иной накопитель на оптических дисках, накопитель на магнитных дисках или иное магнитное запоминающее устройство, или любое другое подключаемое к компьютеру средство, применяемое для переноса или хранения заданной программы в виде команд или структур данных.

[0074] Любое соединение также надлежит считать машиночитаемым носителем. Например, если программу пересылают с вебсайта, сервера или иного удаленного источника с использованием коаксиального кабеля, волоконно-оптического кабеля, витой пары, цифровой абонентской линии (DSL) или технологии беспроводной связи, например сотовой связи, инфракрасной связи, радиосвязи или СВЧ-связи, то носителями надлежит считать коаксиальный кабель, волоконно-оптический кабель, витую пару, цифровую абонентскую линию (DSL) или технологию беспроводной связи, например инфракрасной связи, радиосвязи или СВЧ-связи. К используемым в данном изобретении дискам относятся, в частности, компакт-диски (CD), лазерные диски, оптические диски, цифровые универсальные диски (DVD), дискеты и диски формата Blu-ray, причем одни диски обычно воспроизводят данные магнитным способом, а другие диски - оптическим способом при помощи лазера. Комбинации вышеперечисленных носителей также следует относить к машиночитаемым носителям. Кроме того, этапы способа или алгоритма в виде одного кода, любой комбинации или набора кодов и/или команд могут находиться на машиночитаемом и/или компьютерно-считываемом носителе, включаемом в компьютерный программный продукт.

[0075] Приведенное выше описание раскрытых вариантов изобретения направлено на то, чтобы позволить любому специалисту в данной области техники реализовать или использовать данное изобретение. Различные модификации вариантов изобретения будут вполне очевидны специалисту в данной области техники, причем общие принципы, приведенные в данном описании, применены к другим вариантам изобретения без выхода за рамки объема данного изобретения. Таким образом, настоящее изобретение не ограничивается описанными вариантами его осуществления и охватывает множество вариантов, соответствующих раскрытым в данном описании принципам и новым признакам. Следует также отметить, что любое употребление грамматической категории единственного числа при описании признаков не должно толковаться, как ограничивающее соответствующий признак единственным числом.

1. Способ получения идентификатора ячейки при передаче с множественным доступом с ортогональным частотным разделением каналов (OFDMA), содержащий следующие этапы:
прием процессором дискретного сигнала, причем дискретный сигнал содержит передачу по первичному каналу синхронизации (PSS) и передачу по вторичному каналу синхронизации (SSS);
определение процессором корреляции «Р» первого символа, передаваемого по каналу PSS дискретного сигнала, с первым известным символом в каждый момент времени «t» из временных приращений k дискретного сигнала, где Р - комплексное число;
определение процессором корреляции «S» второго символа, передаваемого по каналу SSS, со вторым известным символом в каждый момент времени t - 0,5/7 мс, где S - комплексное число;
получение процессором варианта поворота фазы θ_i из совокупности «i» вариантов;
определение процессором корреляции «Cmax» по всем временным приращениям k, причем Cmax представляет собой комплексное число и вычисляется какC max = max{abs(P * exp( j * + S)}
; при этом Cmax представляет собой максимальную амплитуду суммарной корреляции S и Р при повороте Р на угол θ_i, и
определение процессором идентификатора ячейки по первому и второму известным символам, дающим корреляции S и Р, приводящие к корреляции Cmax.

2. Способ по п.1, при котором к «i» вариантам поворота фазы относятся следующие значения: -2π/7, -2π/7, 0, π/7 и 2 π/7.

3. Способ по п.1, дополнительно предусматривающий определение процессором оценки сдвига частоты, равной θ_i при Cmax.

4. Способ по п.3, дополнительно предусматривающий:
использование приемником оценки сдвига частоты θ_i при Cmax применительно к сигналу для получения откорректированного сигнала R_c(t) в момент времени t, причем R_c(t)=a(t)*exp(-j2π(f_c+f_offset)t), где a(t) - амплитуда в момент времени t, a f_c - несущая частота и f_offset=θ_i при Cmax/(2π*0,5 мс/7), и
использование приемником откорректированного сигнала R_c(t) для оценки канала.

5. Способ получения идентификатора ячейки при передаче с множественным доступом с ортогональным частотным разделением каналов (OFDMA), содержащий следующие этапы:
прием процессором дискретного сигнала, причем дискретный сигнал содержит «R» передач по первичному сигналу синхронизации (PSS) и «R» передач по вторичному сигналу синхронизации (SSS), где R больше или равно двум;
определение процессором корреляции «Р» первого символа, передаваемого при каждой из R передач сигнала PSS дискретного сигнала, с первым известным символом в каждый момент времени «t» из временных приращений k дискретного сигнала, где Р - комплексное число;
определение процессором корреляции «S» второго символа, передаваемого при каждой из R передач сигнала SSS дискретного сигнала, со вторым известным символом в каждый момент времени t - 0,5/7 мс, где S - комплексное число;
получение процессором варианта поворота фазы θ_i из совокупности «i» вариантов;
определение процессором корреляции «С_i» по всем временным приращениям k для каждой из R передач сигнала PSS и сигнала SSS в дискретном сигнале при каждом из вариантов i поворота фазы, причем C_i является комплексным числом и вычисляется как C_i=Abs(P₁*ехр(j*θ_i)+S₁)+…ABS(P_R*exp(j*θ_i)+S_R);
определение процессором корреляции Cmax, где ,
определение процессором идентификатора ячейки по первому и второму известным символам, дающим корреляции S и Р, приводящие к корреляции Cmax.

6. Способ по п.5, при котором к «i» вариантам поворота фазы относятся следующие значения: -2π/7, -2π/7, 0, π/7 и 2 π/7.

7. Способ по п.5, дополнительно предусматривающие определение процессором оценки сдвига частоты, равной θ_i при Cmax.

8. Способ по п.7, дополнительно предусматривающий использование приемником оценки сдвига частоты θ_i при Cmax применительно к сигналу для получения откорректированного сигнала R_c(t) в момент времени t, причем R_c(t)=a(t)*exp(-j2π(f_c+f_offset)t), где a(t) - амплитуда в момент времени t, a f_c - несущая частота и f_offset=θ_i при Cmax/(2π*0,5 мс/7), и использование приемником откорректированного сигнала R_c(t) для оценки канала.

9. Способ получения идентификатора ячейки при передаче с множественным доступом с ортогональным частотным разделением каналов (OFDMA), содержащий следующие этапы:
прием процессором дискретного сигнала, причем дискретный сигнал содержит «R» передач по первичному каналу синхронизации (PSS) и «R» передач по вторичному каналу синхронизации (SSS), где R больше или равно двум;
определение процессором корреляции «Р» первого символа, передаваемого при каждой из R передач по каналу PSS дискретного сигнала, с первым известным символом в каждый момент времени «t» из временных приращений k дискретного сигнала, где Р - комплексное число;
определение процессором корреляции «S» второго символа, передаваемого при каждой из R передач по каналу SSS дискретного сигнала, со вторым известным символом в каждый момент времени t - 0,5/7 мс, где S - комплексное число;
получение процессором варианта поворота фазы θ_i из совокупности «i» вариантов;
определение процессором корреляции «C_i» по всем временным приращениям k для каждой из R передач по каналу PSS и каналу SSS в дискретном сигнале при каждом из вариантов i поворота фазы, причем C_i является комплексным числом и вычисляется как
,
определение процессором корреляции Cmax, где ,
определение процессором идентификатора ячейки по первому и второму известным символам, дающим корреляции S и Р, приводящие к корреляции Cmax.

10. Способ по п.9, при котором к «i» вариантам поворота фазы относятся следующие значения: -2π/7, -2π/7, 0, π/7 и 2 π/7.

11. Способ по п.9, дополнительно предусматривающий определение процессором оценки сдвига частоты, равной θ_i при Cmax.

12. Способ по п.11, дополнительно предусматривающий:
использование приемником оценки сдвига частоты θ_i при Cmax применительно к сигналу для получения откорректированного сигнала R_c(t) в момент времени t, причем R_c(t)=a(t)*exp(-j2π(f_c+f_offset)t), где a(t) - амплитуда в момент времени t, a f_c - несущая частота и f_offset=θ_i при Cmax/(2π*0,5 мс/7), и
использование приемником откорректированного сигнала R_c(t) для оценки канала.

13. Способ получения идентификатора ячейки при передаче с множественным доступом с ортогональным частотным разделением каналов (OFDMA), содержащий следующие этапы:
прием процессором дискретного сигнала, причем дискретный сигнал содержит передачу по первичному сигналу синхронизации (PSS) и передачу по вторичному сигнала синхронизации (SSS);
определение процессором корреляции двух равных сегментов Ра и Рb первого символа, передаваемого по сигналу PSS дискретного сигнала, с соответствующим сегментом первого известного символа в моменты времени «ta» и «tb» соответственно из временных приращений k дискретного сигнала, где Ра и Pb - комплексные числа;
определение процессором корреляции двух равных сегментов Sa и Sb второго символа, передаваемого по сигналу SSS дискретного сигнала, с соответствующим сегментом второго известного символа в каждый момент времени ta - 0,5/7 мс и tb - 0,5/7 мс, причем Sa и Sb - комплексные числа;
получение процессором варианта поворота фазы θ_i из совокупности «i» вариантов;
определение процессором корреляции «Cmax» по всем временным приращениям k, причем Cmax - комплексное число и вычисляется как ; при этом Cmax представляет максимальную амплитуду суммарной корреляции сегментов Sa, Sb, Ра и Pb, при многократных поворотах Р на угол θ_i, и определение процессором идентификатора ячейки по первому и второму известным символам, дающим корреляцию Cmax.

14. Способ по п.13, при котором к «i» вариантам поворота фазы относятся следующие значения: -2π/14, -2π/14, 0, π/14 и 2π/14.

15. Способ по п.14, дополнительно предусматривающий определение процессором оценки сдвига частоты, равной θ_i при Cmax.

16. Способ по п.15, дополнительно предусматривающий использование приемником оценки сдвига частоты θ_i при Cmax применительно к сигналу для получения откорректированного сигнала R_c(t) в момент времени t, причем R_c(t)=a(t)*exp(-j2π(f_c+f_offset)t), где a(t) - амплитуда в момент времени t, a f_c - несущая частота и f_offset=θ_i при Cmax/2π*0,5 мс/7), и использование приемником откорректированного сигнала R_c(t) для оценки канала.