Способ передачи дискретной информации по гидроакустическому каналу связи в условиях многолучевого распространения сигнала

Изобретение относится к области гидроакустической связи. Технический результат - повышение помехоустойчивости передачи информации. На передающей стороне осуществляют формирование синхросигнала и исходного информационного сигнала, имеющих малый коэффициент взаимной корреляции, на приемной стороне осуществляют вычисление спектральных отсчетов комплексной огибающей принятого синхросигнала и комплексной огибающей посылки принятого информационного сигнала, на передающей стороне из выбранного объема ансамбля информационных сигналов, содержащего m циклических сдвигов исходного информационного сигнала, формируют передаваемый сигнал, состоящий из К информационных кадров, содержащих одну посылку синхросигнала и L посылок информационных сигналов, на приемной стороне для каждой посылки принятого информационного сигнала формируют вспомогательную последовательность, осуществляют поэлементное умножение вспомогательной последовательности на комплексно-сопряженную последовательность, выполняют обратное дискретное преобразование Фурье полученной последовательности для вычисления комплексной огибающей автокорреляционной функции синхросигнала, сдвинутой во времени на m тактов, в огибающей производят поиск позиции максимальной компоненты и отождествляют найденную позицию с цифровым кодом m, передаваемым информационным сигналом в кадре. 1 ил.

 

Изобретение относится к области гидроакустической связи и может быть использовано, в частности, при построении систем передачи телеметрической информации подводных аппаратов, гидроакустических навигационных систем.

При передаче сигналов по гидроакустическому каналу основными факторами, ограничивающими эффективность работы систем связи, являются многолучевое распространение сигналов и случайная изменчивость параметров среды в каждом из путей распространения. Многолучевость вызывает интерференцию сигналов в точке приема, которая является одним из основных препятствий для повышения достоверности и скорости передачи информации [Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Советское радио, 1970]. Для передачи информации в таких условиях используются сложные шумоподобные сигналы, обладающие большой базой - большим по сравнению с единицей значением произведения длительности посылки сигнала на ширину полосы занимаемых им частот, а на приемной стороне применяется корреляционная обработка, позволяющая осуществить прием сигналов с разнесением по времени их прихода и перевести многолучевость из разряда мешающих явлений в разряд явлений, способствующих повышению достоверности приема информации [Петрович Н.Т., Размахнин М.К. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Советское радио, 1989].

Известны способы [Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Советское радио, 1970; Курьянов Б.Ф., Пенкин М.М. Цифровая акустическая связь в мелком море для океанологических применений // Акустический журнал. 2010. Т. 56. №2. С. 245-255], в которых используются сложные шумоподобные сигналы с большой базой, обеспечивающие наибольшую помехоустойчивость среди различных методов корреляционной обработки сигналов, основанные на взаимно-корреляционном приеме с когерентно-весовым сложением сигналов, приходящих в точку приема по различным лучам. При этом на приемной стороне оценивается импульсная характеристика канала: количество лучевых компонент в принимаемом сигнале, их временные задержки, уровни, начальные фазы, а также величины коэффициента доплеровских искажений. Основным недостатком данных способов является их высокая вычислительная сложность, поскольку для обеспечения высокой достоверности приема информации приемник должен постоянно отслеживать изменения указанных параметров канала, так как в реальных условиях они непрерывно изменяются во времени.

Известны способы [Захаров Ю.В., Коданев В.П. Экспериментальные исследования акустической системы передачи информации с шумоподобными сигналами // Акустический журнал. 1994. Т. 40. №5. С. 799-808; Финк Л.М. Теория передачи дискретных сообщений. М.: Советское радио, 1970], осуществляющие взаимно-корреляционный прием, в которых для уменьшения вычислительных и аппаратных затрат используют упрощенные методы обработки: прием по первому или наиболее мощному приходящему сигналу, либо некогерентное сложение сигналов, распространяющихся по различным лучам. Основным недостатком данных способов является снижение помехоустойчивости по сравнению с взаимно-корреляционным приемом с когерентно-весовым сложением лучевых составляющих принимаемого сигнала.

Известны способы [Ланге Ф. Корреляционная электроника. Л.: Судпромгиз, 1963; Петрович Н.Т., Размахнин М.К. Системы связи с шумоподобными сигналами. М.: Советское радио, 1989; Окунев Ю.Б., Яковлев Л.А. Широкополосные системы связи с составными сигналами. М.: Связь, 1968], в которых уменьшение вычислительных затрат при приеме сигнала достигается применением автокорреляционного приема. Основными недостатками данных способов является их низкая помехоустойчивость по сравнению с взаимно-корреляционным приемом.

Известен способ автокорреляционного приема шумоподобных сигналов, заключающийся в перемножении принимаемого сигнала с опорным сигналом и интегрировании полученного произведения, отличающийся тем, что опорный сигнал формируют путем задержки принимаемого сигнала на время, не большее тактового периода, принимаемый и опорный сигналы сдвигают по фазе на 90°, перемножают между собой, интегрируют полученное произведение, проинтегрированные напряжения возводят в квадрат, суммируют их, извлекают из суммарного напряжения квадратный корень, ограничивают по амплитуде сверху полученное низкочастотное напряжение, формируя короткие отрицательные импульсы, используют их для формирования модулирующей функции в прямом или обратном коде (см. описание изобретения к патенту РФ №2309550, МПК H04L 27/22, публикация 27.10.2007). Основным недостатком данного способа является его неустойчивость к условиям многолучевого распространения.

Наиболее близким способом, который выбран в качестве прототипа, является способ передачи информации с помощью шумоподобных сигналов, включающий модуляцию несущего колебания шумоподобным сигналом на передающей стороне, передачу модулированного сигнала через линию связи, нахождение автокорреляционной функции Y(τ) сигнала на приемной стороне и принятие решения о значении передаваемого символа путем сравнительного анализа значений Y(τ), вычисленных для различных τ, причем в качестве модулирующего шумоподобного сигнала используют периодическую псевдошумовую последовательность, каждый символ $$a_i$$ алфавита кодируют периодическим шумоподобным сигналом со своим отличным от других периодом повторения T_i, а на приемной стороне находят значения автокорреляционной функции Y(τ) входного сигнала при задержке τ, отличающийся тем, что на приемной стороне дополнительно находят значения автокорреляционной функции принятого сигнала при задержках t=2T_i, 3T_i,…nT_i, затем суммируют соответствующие значения автокорреляционной функции входного сигнала

и присваивают принятому символу то значение $$a_j$$ , для которого результат обработки сигнала S(T_i) оказался максимальным (см. описание изобретения к патенту РФ №2435323, МПК H04L 27/00, публикация 27.11.2011). Основным недостатком данного способа является низкая скорость передачи информации.

Задачами заявляемого изобретения являются:

- повышение помехоустойчивости передачи информации путем использования преимуществ сложных шумоподобных сигналов с большой базой;

- снижение аппаратных и вычислительных затрат путем применения автокорреляционного приема.

Сущность заявляемого изобретения заключается в следующем.

Способ передачи дискретной информации по гидроакустическому каналу связи в условиях многолучевого распространения сигнала, включающий на передающей стороне формирование методом ортогонального частотного разделения каналов синхросигнала и исходного информационного сигнала таким образом, что каждый из них, представляет собой частотный сигнал, обладающий большой базой, сгенерированный по формирующей кодовой последовательности $$a(k),$$ в качестве которой используется последовательность максимальной длины, элементы которой принимают одно из двух возможных значений +1 или -1 и однозначно связаны со значениями начальных фаз φ(k) соответствующих гармонических составляющих частотного сигнала, причем формирующие кодовые последовательности для синхросигнала $$a_{cc}(k)$$ и для исходного информационного сигнала $$a_{иc}(k)$$ выбираются таким образом, чтобы синхросигнал и информационные сигналы имели малый коэффициент взаимной корреляции, на приемной стороне вычисление с помощью дискретного преобразования Фурье N спектральных отсчетов $${\dot{H}}_{cc}(f)$$ комплексной огибающей принятого синхросигнала и N спектральных отсчетов комплексной огибающей r-й посылки принятого информационного сигнала, отличающийся тем, что на передающей стороне ансамбль информационных сигналов выбирают объемом M=(N+1), содержащим m циклических сдвигов исходного информационного сигнала, определяемых цифровым кодом предаваемой информации, формируют передаваемый сигнал, состоящий из К информационных кадров, содержащих одну посылку синхросигнала и следующих за ней без временных пауз L посылок информационных сигналов, на приемной стороне для каждой r-й посылки принятого информационного сигнала формируют вспомогательную последовательность

осуществляют поэлементное умножение вспомогательной последовательности $$\dot{Z}(t)$$ на комплексно-сопряженную последовательность $${\dot{H}}_{cc}(f)$$ , выполняют обратное дискретное преобразование Фурье полученной последовательности для вычисления комплексной огибающей автокорреляционной функции синхросигнала $$\dot{r}(n)$$ , сдвинутой во времени на m тактов, в огибающей $$\left|\dot{r}(n)\right|$$ производят поиск позиции максимальной компоненты и отождествляют найденную позицию с цифровым кодом m, передаваемым r-м информационным сигналом в кадре.

Сущность заявляемого изобретения поясняется на фиг. 1, где показана временная структура информационных кадров:

СС - посылки синхросигнала; ИС - посылки информационных сигналов; L - количество информационных посылок в кадре.

Заявляемый способ осуществляют следующим образом. На передающей стороне методом ортогонального частотного разделения каналов, например с использованием дискретного преобразования Фурье, формируют синхросигнал и исходный информационный сигнал таким образом, что каждый из них представляет собой составной частотный сигнал

где А - амплитудный множитель, ω_c=2πf_c, где f_c - частота средней гармонической составляющей сигнала, ω₁=2π/T_c, T_c - длительность сигнала, φ(k), $$k=\overline{\mathrm{0,}N-1}$$ - начальные фазы гармонических составляющих сигнала, принимающие одно из двух возможных значений (0, π), N - нечетное количество гармонических составляющих сигнала, заключенных в полосе частот ΔF_c=N/T_c, которому соответствует аналитический сигнал

где $$a(k)$$ - формирующая кодовая последовательность, в качестве которой используют последовательность максимальной длины, элементы которой принимают одно из двух возможных значений +1 или -1 и однозначно связаны со значениями начальных фаз φ(k) соответствующих гармонических составляющих $$a(k)$$ =exp[jφ(k)], причем синхросигналу соответствует формирующая кодовая последовательность $$a_{сc}(k),$$ а исходному информационному сигналу - $$a_{иc}(k)$$ , $$a_{cc}(k)$$ и $$a_{иc}(k)$$ выбираются таким образом, чтобы синхросигнал и информационные сигналы имели малый коэффициент взаимной корреляции, при этом ансамбль информационных сигналов объемом M=(N+1) содержит m циклических сдвигов исходного информационного сигнала, определяемых цифровым кодом предаваемой информации, а формируемый для передачи сигнал состоит из К информационных кадров, каждый из которых содержит одну посылку синхросигнала и следующих за ним L посылок информационных сигналов, передаваемых последовательно без временных пауз, на приемной стороне в принятом информационном кадре выделяют N отсчетов комплексной огибающей синхросигнала, с помощью дискретного преобразования Фурье вычисляют N спектральных отсчетов $${\dot{H}}_{cc}(f)$$ этой комплексной огибающей

,

где К - коэффициент пропорциональности, выделяют N отсчетов комплексной огибающей r-й посылки информационного сигнала в кадре, и с помощью дискретного преобразования Фурье вычисляют N спектральных отсчетов $${\dot{H}}_{иc}^r(f)$$ этой комплексной огибающей

,

где exp(-j2πmf) характеризует изменение спектральных отсчетов r-й посылки информационного сигнала в результате циклического сдвига исходного информационного сигнала на передаче, формируют вспомогательную последовательность $$\dot{Z}(t)$$ путем поэлементного умножения спектральных отсчетов комплексной огибающей r-й посылки информационного сигнала и элементов формирующих кодовых последовательностей исходного информационного сигнала $$a_{иc}(k)$$ и синхросигнала $$a_{cc}(k)$$

,

осуществляют поэлементное умножение вспомогательной последовательности $$\dot{Z}(t)$$ на комплексно-сопряженную последовательность $${\dot{H}}_{cc}(f)$$ , над полученной последовательностью выполняют процедуру обратного дискретного преобразования Фурье

результатом которой является комплексная огибающая автокорреляционной функции синхросигнала, сдвинутой во времени на m тактов, в огибающей $$\left|\dot{r}(n)\right|$$ производят поиск позиции максимальной компоненты и отождествляют найденную позицию с цифровым кодом m, передаваемым r-м информационным сигналом в кадре.

Заявленное изобретение позволяет сократить аппаратные и вычислительные ресурсы при организации связи в условиях многолучевого распространения сигнала в гидроакустическом канале связи, используя при этом преимущества шумоподобных сигналов с большой базой, обеспечивающей повышение помехоустойчивости передачи информации.

Способ передачи дискретной информации по гидроакустическому каналу связи в условиях многолучевого распространения сигнала, включающий на передающей стороне формирование методом ортогонального частотного разделения каналов синхросигнала и исходного информационного сигнала таким образом, что каждый из них представляет собой частотный сигнал, обладающий большой базой, сгенерированный по формирующей кодовой последовательности $$a(k),$$ в качестве которой используется последовательность максимальной длины, элементы которой принимают одно из двух возможных значений +1 или -1 и однозначно связаны со значениями начальных фаз φ(k) соответствующих гармонических составляющих частотного сигнала, причем формирующие кодовые последовательности для синхросигнала $$a_{cc}(k)$$ и для исходного информационного сигнала $$a_{иc}(k)$$ выбираются таким образом, чтобы синхросигнал и информационные сигналы имели малый коэффициент взаимной корреляции, на приемной стороне вычисление с помощью дискретного преобразования Фурье N спектральных отсчетов $${\dot{H}}_{сc}(f)$$ комплексной огибающей принятого синхросигнала и N спектральных отсчетов $${\dot{H}}_{иc}^r(f)$$ комплексной огибающей r-й посылки принятого информационного сигнала, отличающийся тем, что на передающей стороне ансамбль информационных сигналов выбирают объемом М=(N + 1), содержащим m циклических сдвигов исходного информационного сигнала, определяемых цифровым кодом предаваемой информации, формируют передаваемый сигнал, состоящий из К информационных кадров, содержащих одну посылку синхросигнала и следующих за ней без временных пауз L посылок информационных сигналов, на приемной стороне для каждой r-й посылки принятого информационного сигнала формируют вспомогательную последовательность

осуществляют поэлементное умножение вспомогательной последовательности $$\dot{Z}(t)$$ на комплексно-сопряженную последовательность $${\dot{H}}_{cc}(f),$$ выполняют обратное дискретное преобразование Фурье полученной последовательности для вычисления комплексной огибающей автокорреляционной функции синхросигнала $$\dot{r}(n)$$ , сдвинутой во времени на m тактов, в огибающей $$\left|\dot{r}(n)\right|$$ производят поиск позиции максимальной компоненты и отождествляют найденную позицию с цифровым кодом m, передаваемым r-м информационным сигналом в кадре.