Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации



Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации
Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации
Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации
Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации
Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации
Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала и устройство его реализации

 


Владельцы патента RU 2589864:

Федеральное государственное казенное военное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Военный учебно-научный центр Военно-воздушных сил "Военно-воздушная академия имени профессора Н.Е. Жуковского и Ю.А. Гагарина" (г. Воронеж) Министерства обороны Российской Федерации (RU)

Изобретение относится к области радиосвязи и радиолокации. Технический результат изобретения заключается в обеспечении модуляции амплитуды и фазы высокочастотного сигнала при заданных зависимостях отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала. Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала характеризуется тем, что высокочастотный сигнал подают на модулятор, выполненный из четырехполюсника, управляемого двухэлектродного нелинейного элемента, источника управляющего низкочастотного сигнала и нагрузки, амплитуду и фазу высокочастотного сигнала изменяют путем изменения амплитуды управляющего низкочастотного сигнала на нелинейном элементе, при этом заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала обеспечивают за счет выбора зависимости элемента матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью заданных математических выражений. 2 н.п. ф-лы, 4 ил.

 

Изобретение относится к области радиосвязи и радиолокации и можетт быть использовано для амплитудной, фазовой и амплитудно-фазовой модуляции или манипуляции высокочастотных сигналов.

Известен способ манипуляции (модуляции) параметров отраженного сигнала, состоящий в том, что входное сопротивление устройства манипуляции изменяют таким образом, что коэффициент отражения этого устройства изменяет фазу на π, π/2, π/4, причем для разделения входного и отраженного сигналов используют циркулятор [Радиопередающие устройства. / Под редакцией О.А. Челнокова - М.: Радио и связь, 1982, стр. 152-156]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из циркулятора, первый вход которого подключен к источнику сигнала, третий вход подключен к нагрузке, а второй подключен к отрезку разомкнутой линии передачи длиной λ/4, в начале которой включен p-i-n-диод.

Если диод закрыт, то от сечения, в котором он включен, происходит отражение, отраженная волна попадает в нагрузку с сопротивлением 50 Ом. Если диод открыт, то отражение происходит от конца линии. Фаза отраженного сигнала в одном состоянии диода отличается от фазы отраженного сигнала в другом состоянии диода на π радиан. При необходимости изменения разности фаз длина отрезка линии передачи изменяется соответствующим образом.

Недостатком этого способа и устройства его реализации является то, что в двух состояниях диода изменяется только фаза отраженного сигнала, причем заданные значения разности фаз отраженного сигнала в двух состояниях диода обеспечиваются только на одной фиксированной частоте. Другим недостатком является постоянство амплитуды отраженного сигнала в двух состояниях диода, то есть отсутствие манипуляции амплитуды, что сужает функциональные возможности. Например, это не позволяет обеспечить два канала радиосвязи на одной несущей частоте (один канал можно образовать с помощью манипуляции амплитуды, а другой с помощью манипуляции фазы или не позволяет обеспечить кодировку передаваемой информации). Третьим недостатком следует считать большие массы и габариты, связанные с необходимостью использования отрезков линии передачи. Следующим важным недостатком является то, что данный способ и данное устройство не обеспечивают манипуляцию (модуляцию) амплитуды и фазы проходного сигнала. Основным недостатком является отсутствие возможности обеспечения манипуляции (модуляции) амплитуды и фазы проходного сигнала в заданной полосе частот при произвольных частотных характеристиках нагрузки.

Известен способ манипуляции фазы отраженного сигнала, основанный на использовании двухимпедансных устройств СВЧ [В.Г. Соколинский, В.Г. Шейнкман. Частотные и фазовые модуляторы и манипуляторы. - M.: Радио и связь, 1983, стр. 146-158]. Известно устройство реализации этого способа [там же], состоящее из определенного количества реактивных элементов типа L, C, параметры которых выбраны из условия обеспечения требуемой произвольной разности фаз коэффициента отражения.

По сравнению с предыдущим способом и устройством данный способ и устройство его реализации не требуют использования полупроводниковых диодов только в открытом и только закрытом состояниях. При любых состояниях диодов, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего воздействия, при определенных значениях параметров типа L, С может быть обеспечено заданное значение разности фаз отраженного сигнала на фиксированной частоте. Если амплитуда управляющего низкочастотного сигнала между указанными двумя уровнями изменяется непрерывно, то обеспечивается модуляция.

Основным недостатком (как и в первом способе и устройстве) является отсутствие возможности одновременного обеспечения манипуляции (модуляции) амплитуды и фазы проходного сигнала в заданной полосе частот при произвольных частотных характеристиках нагрузки.

Наиболее близким по технической сущности и достигаемому результату (прототипом) является способ [Головков А.А. Устройство для модуляции отраженного сигнала. Авт. св-во №1800579 от 09.10 1992 года], состоящий в том, что неуправляемую часть (согласующе-фильтрующее устройство) формируют из определенным образом соединенных между собой двухполюсников, сопротивление каждого двухполюсника выбирают из условия обеспечения одинакового заданного двухуровневого закона изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала при изменении управляемого элемента из одного состояния в другое под действием управляющего низкочастотного напряжения или тока.

Известно устройство (прототип) реализации способа [там же], содержащее циркулятор, первое и третье плечи которого являются СВЧ-входом и выходом, а во второе плечо включены реактивный четырехполюсник и полупроводниковый диод, подключенный к источнику низкочастотного управляющего воздействия, при этом четырехполюсник выполнен в виде T-образного соединения двухполюсников со значениями реактивных сопротивлений, которые выбраны из условия обеспечения требуемых законов двухуровневого изменения амплитуды и фазы отраженного сигнала на двух заданных частотах. Так же как и в предыдущих способе и устройстве реализации, возможна модуляция фазы и амплитуды, если управляющий сигнал изменяется непрерывно.

Основным недостатком (как и в предыдущих способах и устройствах) является отсутствие возможности одновременного обеспечения манипуляции (модуляции) амплитуды и фазы проходного сигнала в заданной полосе частот по заданному закону при произвольных частотных характеристиках нагрузки. Следующим важным недостатком всех перечисленных способов и устройств является то, что все элементы четырехполюсников выполнены реактивными, что связано со стремлением разработчиков не вносить дополнительных потерь путем использования комплексных двухполюсников на основе как реактивных, так и резистивных элементов. При использовании в согласующих устройствах только реактивных или только резистивных элементов не всегда удается обеспечить условия согласования по критерию обеспечения требуемого отношения модулей и требуемой разности фаз коэффициентов передачи в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями низкочастотного управляющего сигнала, поскольку они имеют определенные области физической реализуемости (области изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки), в пределах которых реализуются эти условия согласования (Головков А.А. Комплексированные радиоэлектронные устройства. М.: Радио и связь, 1996. - 128 с.).

Техническим результатом изобретения является расширение областей физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки, в пределах которых одновременно обеспечивается модуляция амплитуды и фазы высокочастотного сигнала при заданных зависимостях отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты в заданной полосе частот за счет оптимизации схемы и значений параметров комплексного четырехполюсника. Возможность изменения варианта включения нелинейного элемента относительно согласующего комплексного четырехполюсника еще более расширяет области физической реализуемости.

1. Указанный результат достигается тем, что в известном способе амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала, состоящем в том, что высокочастотный сигнал подают на модулятор, выполненный из четырехполюсника, управляемого двухэлектродного нелинейного элемента, источника управляющего низкочастотного сигнала и нагрузки, амплитуду и фазу высокочастотного сигнала изменяют путем изменения амплитуды управляющего низкочастотного сигнала на нелинейном элементе, дополнительно четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, выход источника высокочастотного сигнала подключают к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включают в продольную цепь между выходом четырехполюсника и нагрузкой, заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого, в заданной полосе частот обеспечивают за счет выбора зависимости элемента z11 матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью следующего математического выражения:

z 1 1 = z 2 1 2 D 1 z 2 2 z 0 ,

где D 1 = z H + z 2 ( z H + z 1 ) m 2 1 ( c o s ϕ 2 1 + j s i n ϕ 2 1 ) 1 m 2 1 ( c o s ϕ 2 1 + j s i n ϕ 2 1 ) ; z21, z22 - заданные зависимости соответствующих элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты; m21, φ21 - заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты в заданной полосе частот; z1,2 - заданные зависимости комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты в заданной полосе частот; z0, zn - заданные зависимости комплексных сопротивлений источника высокочастотного сигнала и нагрузки от частоты.

2. Указанный результат достигается тем, что в известном устройстве амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала, состоящем из источника высокочастотного сигнала, четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, источника управляющего низкочастотного сигнала и нагрузки, дополнительно четырехполюсник выполнен комплексным в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, выход источника высокочастотного сигнала подключен к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включен в продольную цепь между выходом четырехполюсника и нагрузкой, первый двухполюсник Г-образного соединения сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R1, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R2 и катушки с индуктивностью L, значения параметров первого двухполюсника Г-образного соединения определены в соответствии со следующими математическими выражениями:

R 1 = ω 2 3 r 1 x 2 ( ω 2 x 2 2 ω 1 x 1 ) ω 1 3 x 1 r 2 ( ω 1 x 1 2 ω 2 x 2 ) + ω 1 2 ω 2 2 ( r 1 r 2 ) 3 ( ω 2 2 ω 1 2 ) ( ω 2 x 2 ω 1 x 1 ) 2 ;

R 2 = ω 1 4 A + ω 2 ω 1 3 B + ω 1 2 ω 2 2 C 1 + ω 1 ω 2 3 D + ω 2 4 E r 2 r 1 ) ( ω 2 2 ω 1 2 ) ( x 1 ω 1 x 2 ω 2 ) 2 ; C = ( ω 1 2 ω 2 2 ) ( ω 1 x 1 ω 2 x 2 ) ω 1 ω 2 ( ω 1 ω 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + x 1 2 + x 2 2 ] x 1 x 2 ( ω 1 2 + ω 2 2 ) ) ;

L = ω 1 4 A + ω 2 ω 1 3 B + ω 1 2 ω 2 2 C 1 + ω 1 ω 2 3 D + ω 2 4 E ( ω 1 2 ω 2 2 ) ( x 1 ω 1 x 2 ω 2 ) 3 ,

где A = x 1 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + x 1 2 ] ; B = 2 x 1 x 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + 2 x 1 2 ] ; D = 2 x 1 x 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + 2 x 2 2 ] ; C 1 = ( x 1 2 + x 2 2 ) ( r 1 r 2 ) 2 + 6 ( r 1 2 r 2 2 + x 1 2 x 2 2 ) + r 1 4 + r 2 4 4 r 1 r 2 ( r 1 2 + r 2 2 ) ; E = x 2 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + x 2 2 ] ; r1, r2, x1, x2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; Z 1 n = r n + j x n = z 0 n D + Z 2 n D + Z 2 n + z 0 n - оптимальные значения комплексного сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; D = z н n + z 2 n ( z н n + z 1 n ) m 2 1 n ( c o s ϕ 2 1 n + j s i n ϕ 2 1 n ) 1 m 2 1 n ( c o s ϕ 2 1 n + j s i n ϕ 2 1 n ) ; Z2n - заданные значения комплексного сопротивления второго комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; m21n, φ21n - заданные значения отношений модулей и разностей фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, на двух частотах; z1n,2n - заданные значения комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, на двух частотах; z0n, znn - заданные значения комплексных сопротивлений источника высокочастотного сигнала и нагрузки на двух частотах; ω1,2=2πf1,2; n=1, 2 - номера заданных двух частот f1,2.

На фиг. 1 показана схема устройства модуляции амплитуды и фазы высокочастотных сигналов (прототип), реализующего способ-прототип.

На фиг. 2 показана структурная схема предлагаемого устройства по п. 2, реализующего предлагаемый способ по п. 1.

На фиг. 3 приведена схема комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п. 2.

На фиг. 4 приведена схема первого комплексного двухполюсника, входящего в состав комплексного четырехполюсника предлагаемого устройства по п. 2

Устройство-прототип содержит циркулятор 1 с входным 2, нагрузочным 3 и выходным 4 плечами, четырехполюсник из трех двухполюсников с реактивными сопротивлениями x1k - 5, x2k - 6, x3k - 7, соединенных между собой по T-схеме, а также полупроводниковый диод 8, подключенный параллельно к источнику сигнала модуляции 9. Двухполюсник 7 подключен к диоду 8, двухполюсник 5 - к нагрузочному плечу 3 циркулятора 1.

Принцип действия устройства манипуляции и модуляции параметров сигнала (прототипа) состоит в следующем.

Высокочастотный сигнал от источника (на фигуре 1 не показан) через входное плечо 2 циркулятора 1 поступает в нагрузочное плечо (нагрузка не показана) 3. В результате взаимодействия пришедшего сигнала с реактивными элементами и диодом и благодаря специальному выбору значений реактивных элементов двухполюсников значения фаз и амплитуд отраженных сигналов на двух частотах оказываются такими, что в результате их интерференции на выходное плечо 4 циркулятора 1 поступают сигналы, амплитуда и фаза которых в одном состоянии диода 8, определяемом одним крайним значением сигнала модуляции источника 9, отличаются от амплитуды и фазы этих сигналов в другом состоянии диода 8 на заданные величины на соответствующих двух частотах. Максимальная девиация фазы может составлять 360°, минимальная - ноль, максимальное отношение амплитуд равно ∞. Отношения модулей и разности фаз коэффициента отражения реализуются на обеих частотах одинаковыми.

Основные недостатки этого способа и устройства описаны выше.

Структурная схема предлагаемого устройства по п. 2 (фиг. 2) состоит из двухэлектродного нелинейного элемента - 8 с сопротивлениями z1,2 в двух состояниях управляющего низкочастотного сигнала, источника управляющего низкочастотного сигнала - 9, источника высокочастотного сигнала с комплексным сопротивлением z0 - 10, комплексного четырехполюсника (КЧ)-11 и нагрузки с комплексным сопротивлением zн - 12. Комплексный четырехполюсник выполнен в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников (фиг. 3) с сопротивлениями Z1,2 - 13, 14. Частотные зависимости элемента матрицы сопротивлений z11 КЧ-11 и сопротивления первого комплексного двухполюсника Z1 - 13 выбираются из условия достижения технического результата, а сопротивление второго комплексного двухполюсника Z2 - 14 может быть выбрано произвольно или из каких-либо физических соображений. Источник сигнала, КЧ, нелинейный элемент в продольной цепи и нагрузка включены по каскадной схеме в порядке перечисления. Частотные зависимости элемента матрицы сопротивлений z11 КЧ-11 и сопротивления первого комплексного двухполюсника Z1 - 13 выбраны из условий обеспечения заданных зависимостей отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданных зависимостей модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого (при этом уровни выбираются из условия реализации квазилинейного участка модуляционной характеристики), в заданной полосе частот. Реализация этой зависимости осуществлена первым комплексным двухполюсником - 13 комплексного четырехполюсника - 11 в виде последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R1 - 15, конденсатора с емкостью С - 16 и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R2 - 17 и катушки с индуктивностью L - 18, (фиг. 4), значения параметров которых выбраны из указанных условий с помощью определенных математических выражений.

Принцип действия данного устройства состоит в том, что при подаче несущего высокочастотного сигнала от источника 10 с сопротивлением z0 в результате специального выбора значений элементов первого комплексного двухполюсника - 13, комплексного четырехполюсника - 11 будут реализованы заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого, в заданной полосе частот. В результате возникают свойства формирования дискретных или аналоговых модулированных по амплитуде и фазе высокочастотных сигналов при увеличенных областях физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки, в пределах которых одновременно обеспечивается модуляция амплитуды и фазы высокочастотного сигнала при заданных зависимостях отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты в заданной полосе частот.

Докажем возможность реализации указанных свойств.

Пусть известны зависимости действительных составляющих комплексных сопротивлений нагрузки zн и источника высокочастотного сигнала z0 от частоты. Известна также зависимость комплексных сопротивлений двухполюсного управляемого нелинейного элемента z1,2 в двух состояниях, определяемых двумя уровнями амплитуды низкочастотного сигнала, от частоты. Здесь и далее аргумент (частота) для простоты опущен. Таким образом, нелинейный элемент характеризуется матрицей передачи:

A Н Э = | 1 0 z 1 , 2 1 | (1)

Комплексный четырехполюсник (КЧ) описывается матрицей передачи:

A С Ф У = [ z 1 1 z 2 1 1 z 2 1 | z | z 2 1 z 2 2 z 2 1 ] , (2)

где | z | = z 1 1 z 2 2 + z 2 1 2 ; z11, z21, z22 - определитель и элементы матрицы сопротивлений СФУ с учетом условия взаимности z12=-z21 [Фельдштейн А.Л., Явич Л.Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсников на СВЧ. М.: Связь, 1965. 40 с.].

Общая нормированная классическая матрица передачи манипулятора (модулятора) получается путем перемножения матриц (2) и (1) с учетом условий нормировки:

A = [ z 1 1 z 2 1 z H z 0 1 z 2 1 z 0 z H ( z 1 1 z 2 1 z 1 , 2 | z | z 2 1 ) 1 z 0 z H ( z 1 , 2 z 2 1 z 2 2 z 2 1 ) z 0 z H ] . (3)

Используя известную связь элементов матрицы рассеяния с элементами матрицы передачи и (3), получим выражение для коэффициента передачи манипулятора в двух состояниях диода:

S 2 1 I , I I = 2 z 2 1 z 0 z H ( z H + z 1 , 2 ) ( z 1 1 + z 0 ) z 0 z 2 2 | z | . (4)

Пусть требуется определить схему комплексного четырехполюсника и значения комплексных сопротивлений двухполюсников, входящих в него, при которых возможно обеспечить заданные зависимости отношения модулей m21 и разности фаз φ21 коэффициентов передачи в двух состояниях диода от частоты:

S 2 1 I = m 2 1 ( c o s ϕ 2 1 + j s i n ϕ 2 1 ) S 2 1 I I . (5)

После подстановки (4) в (5) получим комплексное уравнение, решение которого имеет вид взаимосвязи между элементами искомой матрицы сопротивлений СФУ, оптимальной по критерию обеспечения заданного закона изменения параметров проходного сигнала (5) во всем частотном диапазоне:

z 1 1 = z 2 1 2 D 1 z 2 2 z 0 , (6)

где D 1 = z H + z 2 ( z H + z 1 ) m 2 1 ( c o s ϕ 2 1 + j s i n ϕ 2 1 ) 1 m 2 1 ( c o s ϕ 2 1 + j s i n ϕ 2 1 ) .

Полученная взаимосвязь (6) между элементами матрицы передачи комплексного четырехполюсника означает, что двухуровневые манипуляторы амплитуды и (или) фазы проходного сигнала должны содержать не менее одного независимого двухполюсника с комплексным сопротивлением, значение которого должно удовлетворять уравнению, сформированному на основе этой взаимосвязи. Для отыскания оптимальных значений параметров комплексного четырехполюсника необходимо выбрать какую-либо схему из M≥1 двухполюсника с комплексным сопротивлением, найти ее матрицу сопротивлений, элементы которой выражены через параметры схемы комплексного четырехполюсника, и подставить их в (6). Сформированное таким образом уравнение должно быть решено относительно сопротивления выбранного комплексного двухполюсника. Значения параметров остальных M-1 комплексных двухполюсников могут быть заданы произвольно или выбраны из каких-либо других физических соображений. В соответствии с описанным алгоритмом получена оптимальная по критерию (5) зависимость сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников (фиг. 3) от частоты.

Z 1 n = r n + j x n = z 0 n D 1 + Z 2 n D 1 + Z 2 n + z 0 n , (7)

где n=1, 2… - номера частот интерполяции. Сопротивление Z2n может быть выбрано произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений. Индекс n необходимо ввести и в другие обозначения физических величин, явным образом зависящих от частоты. При частотной характеристике (7) первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения обеспечивались бы заданные зависимости отношения модулей m21 и разности фаз φ21 коэффициентов передачи в двух состояниях диода от частоты на всем спектре частот. Однако реализация (7) в сплошной, даже очень узкой полосе частот, невозможна.

Для реализации оптимальной аппроксимации (7) на конечном числе частот методом интерполяции необходимо сформировать двухполюсник с сопротивлением Z1n из не менее чем 2N (N - число частот интерполяции) элементов типа R, L, C, найти выражения для их сопротивлений, приравнять их к оптимальным значениям сопротивлений двухполюсника на заданных частотах, определенным по формулам (7), и решить сформированную таким образом систему 2N уравнений относительно 2N выбранных параметров R, L, C. Значения параметров остальных элементов могут быть выбраны произвольно или исходя из каких-либо других физических соображений, например из условия физической реализуемости. Пусть первый двухполюсник КЧ с сопротивлением Z1n сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R1, конденсатора с емкостью C и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R2 и катушки с индуктивностью L (фиг. 4). Комплексное сопротивление первого двухполюсника КЧ:

Z 1 n = R 1 + 1 j ω n C + R 2 j ω n L j ω n L + R 2 . (8)

Разделим в (8) между собой действительную и мнимую части и для N=2 составим систему четырех уравнений:

R 1 + R 2 ω n 2 L 2 R 2 2 + ω n 2 L 2 = r n ; 1 ω n C + ω n L R 2 2 R 2 2 + ω n 2 L 2 = x n , n = 1 , 2 ; ω n = 2 π f n . (9)

Решение:

R 1 = ω 2 3 r 1 x 2 ( ω 2 x 2 2 ω 1 x 1 ) ω 1 3 x 1 r 2 ( ω 1 x 1 2 ω 2 x 2 ) + ω 1 2 ω 2 2 [ ( r 1 r 2 ) 3 + r 1 x 1 2 r 2 x 2 2 ] ( ω 2 2 ω 1 2 ) ( ω 2 x 2 ω 1 x 1 ) 2 ; (10)

R 2 = ω 1 4 A + ω 2 ω 1 3 B + ω 1 2 ω 2 2 C 1 + ω 1 ω 2 3 D + ω 2 4 E r 2 r 1 ) ( ω 2 2 ω 1 2 ) ( x 1 ω 1 x 2 ω 2 ) 2 ; C = ( ω 1 2 ω 2 2 ) ( ω 1 x 1 ω 2 x 2 ) ω 1 ω 2 ( ω 1 ω 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + x 1 2 + x 2 2 ] x 1 x 2 ( ω 1 2 + ω 2 2 ) ) ; L = ω 1 4 A + ω 2 ω 1 3 B + ω 1 2 ω 2 2 C 1 + ω 1 ω 2 3 D + ω 2 4 E ( ω 1 2 ω 2 2 ) ( x 1 ω 1 x 2 ω 2 ) 3 , где A = x 1 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + x 1 2 ] ; B = 2 x 1 x 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + 2 x 1 2 ] ; D = 2 x 1 x 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + 2 x 2 2 ] ; C 1 = ( x 1 2 + x 2 2 ) ( r 1 r 2 ) 2 + 6 ( r 1 2 r 2 2 + x 1 2 x 2 2 ) + r 1 4 + r 2 4 4 r 1 r 2 ( r 1 2 + r 2 2 ) ; E = x 2 2 [ ( r 1 r 2 ) 2 + x 2 2 ] ; r1, r2, x1, x2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника комплексного четырехполюсника на двух частотах.

Реализация оптимальных аппроксимаций частотных характеристик КЧ (6) с помощью Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников и частотных характеристик первого комплексного двухполюсника (7) этого соединения с помощью (8), (10) обеспечивает увеличение полосы частот, в пределах которой с определенными отклонениями обеспечиваются заданные зависимости отношения модулей m21 и разности фаз φ21 коэффициентов передачи в двух состояниях диода от частоты (5). Это позволяет при разумном выборе положений заданных частот ω1, ω2 относительно друг друга расширить полосу частот, в пределах которой обеспечиваются заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого, в заданной полосе частот. При разумном выборе обоих уровней амплитуды управляющего сигнала при этом будут сформированы квазилинейные участки фазовой и амплитудной модуляционных характеристик для осуществления режима модуляции. Переменное использование обоих уровней обеспечивает режим манипуляции. Частотные характеристики сопротивлений источника сигнала и нагрузки могут быть заданы любыми.

Предлагаемые технические решения являются новыми, поскольку из общедоступных сведений неизвестны способ и устройство амплитудно-фазовой модуляции, обеспечивающие заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого (при этом уровни выбираются из условия реализации квазилинейного участка модуляционной характеристики), в заданной полосе частот за счет специального выбора частотной зависимости элемента z11 матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника, реализуемой выполнением этого четырехполюсника в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R1, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R2 и катушки с индуктивностью L и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям.

Предлагаемые технические решения имеют изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций (выполнение четырехполюсника комплексным в виде указанной выше схемы, включение двухполюсного нелинейного элемента между четырехполюсником и нагрузкой в продольную цепь, реализация оптимальной частотной зависимости элемента z11 матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника выполнением этого четырехполюсника в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, формированием первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R1, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R2 и катушки с индуктивностью L и выбором указанных параметров по соответствующим математическим выражениям) обеспечивает заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого.

Предлагаемые технические решения практически применимы, так как для их реализации могут быть использованы серийно выпускаемые промышленностью полупроводниковые диоды (параметрические диоды, p-i-n-диоды, ЛПД, туннельные диоды, диоды Ганна и т.д.), индуктивности и емкости, сформированные в заявленную схему устройства модуляции. Частотные характеристики КЧ и первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения, значения сопротивлений резистивных элементов, индуктивностей и емкостей могут быть определены с помощью математических выражений, приведенных в формуле изобретения.

Технико-экономическая эффективность предложенного способа и устройства заключается в одновременном обеспечении заданных зависимостей отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого, что способствует формированию модулированных или манипулированных по амплитуде и (или) по фазе высокочастотных сигналов в большей полосе частот при увеличенных областях физической реализуемости как областей изменения действительной и мнимой составляющих сопротивлений источника сигнала и нагрузки.

1. Способ амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала, состоящий в том, что высокочастотный сигнал подают на модулятор, выполненный из четырехполюсника, управляемого двухэлектродного нелинейного элемента, источника управляющего низкочастотного сигнала и нагрузки, амплитуду и фазу высокочастотного сигнала изменяют путем изменения амплитуды управляющего низкочастотного сигнала на нелинейном элементе, отличающийся тем, что четырехполюсник выполняют комплексным из реактивных и резистивных элементов, выход источника высокочастотного сигнала подключают к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включают в продольную цепь между выходом четырехполюсника и нагрузкой, заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции модулятора в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты и заданные зависимости модуля и фазы передаточной функции модулятора от амплитуды управляющего низкочастотного сигнала, непрерывно изменяемой в пределах от одного уровня управляющего низкочастотного сигнала до другого, в заданной полосе частот обеспечивают за счет выбора зависимости элемента z11 матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты с помощью следующего математического выражения:

где ; z21, z22 - заданные зависимости соответствующих элементов матрицы сопротивлений комплексного четырехполюсника от частоты; m21, φ21 - заданные зависимости отношения модулей и разности фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты в заданной полосе частот; z1,2 - заданные зависимости комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, от частоты в заданной полосе частот; z0, zn - заданные зависимости комплексных сопротивлений источника высокочастотного сигнала и нагрузки от частоты.

2. Устройство амплитудно-фазовой модуляции высокочастотного сигнала, состоящее из источника высокочастотного сигнала, четырехполюсника, двухэлектродного нелинейного элемента, источника управляющего низкочастотного сигнала и нагрузки, отличающееся тем, что четырехполюсник выполнен комплексным в виде Г-образного соединения двух комплексных двухполюсников, выход источника высокочастотного сигнала подключен к входу четырехполюсника, нелинейный элемент включен в продольную цепь между выходом четырехполюсника и нагрузкой, первый двухполюсник Г-образного соединения сформирован из последовательно соединенных первого резистивного двухполюсника с сопротивлением R1, конденсатора с емкостью С и параллельно соединенных между собой второго резистивного двухполюсника с сопротивлением R2 и катушки с индуктивностью L, значения параметров первого двухполюсника Г-образного соединения определены в соответствии со следующими математическими выражениями:





; r1, r2, x1, x2 - оптимальные значения действительных и мнимых составляющих сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; - оптимальные значения комплексного сопротивления первого комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; ; Z2n - заданные значения комплексного сопротивления второго комплексного двухполюсника Г-образного соединения на двух частотах; m21n, φ21n - заданные значения отношений модулей и разностей фаз передаточной функции в двух состояниях управляемого нелинейного элемента, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, на двух частотах; z1n,2n - заданные значения комплексного сопротивления двухполюсного нелинейного элемента в двух состояниях, определяемых двумя уровнями управляющего низкочастотного сигнала, на двух частотах; z0n, znn - заданные значения комплексных сопротивлений источника высокочастотного сигнала и нагрузки на двух частотах; ω1,2=2πf1,2; n=1, 2 - номера заданных двух частот f1,2.



 

Похожие патенты:

Изобретение относится к областям радиосвязи и может быть использовано для создания устройств генерации и частотной модуляции высокочастотных сигналов. Техническим результатом является повышение диапазона генерируемых колебаний в заданном диапазоне изменения амплитуды управляющего сигнала.

Изобретение относится к областям радиосвязи и может быть использовано для создания устройств генерации и частотной модуляции высокочастотных сигналов. Техническим результатом является повышение диапазона генерируемых колебаний в заданном диапазоне изменения амплитуды управляющего сигнала.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности к устройствам формирования сигналов квадратурной амплитудной манипуляции (КАМ), применяемых на линиях многоканальной цифровой связи, а также может быть использовано в области цифрового радиовещания и цифрового телевидения.

Изобретение относится к области усилительной техники и может быть использовано для модуляции слабых постоянных и инфранизкочастотных электрических токов и напряжений.

Изобретения относятся к области радиосвязи и радиолокации и могут быть использованы для амплитудной, фазовой и амплитудно-фазовой модуляции или манипуляции высокочастотных сигналов.

Изобретение относится к радиотехнике, в частности - к технике радиосвязи, и может быть использовано в качестве управляемого аттенюатора систем защиты передатчиков теле- и радиовещания от перегрузок по входу и от рассогласования по выходу.

Изобретение относится к области электротехники и может быть использовано в системах электроснабжения. .

Изобретение относится к имитаторам видео- и радиоимпульсов и может быть использовано в радиотехнических тренажерах. .

Изобретение относится к области радиосвязи. Технический результат изобретения заключается в повышении диапазона генерируемых колебаний, генерации высокочастотных сигналов на заданном количестве частот при произвольных комплексных сопротивлениях нагрузки, что позволяет формировать сложные сигналы и создавать устройства генерации с заданным количеством радиоканалов при любых заданных частотных характеристиках нагрузки.

Изобретение относится к технике СВЧ и может быть использовано в устройствах измерительной техники. Технический результат - уменьшение продольного размера фотонного кристалла вдоль направления распространения электромагнитной волны до величины, меньшей длины волны основного типа.

Использование: для создания частотно-селективной высокоимпедансной поверхности. Сущность изобретения заключается в том, что частотно-селективная высокоимпедансная поверхность содержит однослойную экранированную печатную плату, с одной стороны которой выполнена импедансная решетка из связанных не менее чем двумя емкостными зазорами микрополосковых многозаходных спиралей Архимеда, в центрах которых расположены металлизированные переходные отверстия, соединенные с общим металлическим экраном, емкостные зазоры выполнены в виде микрополосковых копланарных линий.

Изобретение относится к СВЧ электронике, в частности к частотно-селективным фильтрам. Широкополосный полосно-пропускающий фильтр содержит диэлектрическую подложку, на одну сторону которой нанесено заземляемое основание, а на вторую сторону нанесен полосковый проводник, частично расщепленный с одного конца.

Изобретение относится к радиотехнике СВЧ и может быть использовано для подавления внеполосных и паразитных колебаний в трактах приемопередающих систем, в том числе высокой мощности, а также для грубого измерения частоты микроволнового излучения.

Изобретение относится к области радиотехники. Технический результат - расширение полосы пропускания при уменьшении габаритов трансформатора.

Изобретение относится к антенно-фидерным устройствам. Соединение между антенным устройством и устройством радиосвязи содержит фланцевые участки, включающие в себя неконтактные противостоящие поверхности и участки волновода, проходящие через неконтактные противостоящие поверхности, каждый из которых выполнен для антенного устройства и устройства радиосвязи; дроссельную канавку, сформированную вне упомянутого участка волновода на любой одной или на обеих неконтактных противостоящих поверхностях антенного устройства и устройства радиосвязи, и волновод, сформированный из упомянутых участков волновода, противостоящих один другому, с просветом между ними в состоянии, в котором антенное устройство и устройство радиосвязи прикреплены один к другому, и неконтактные противостоящие поверхности непосредственно противостоят друг другу с просветом между ними и помещаются параллельно друг другу, и при этом фланцевые участки противостоят друг другу с промежутком между ними.

Изобретение относится к СВЧ-технике. Невзаимный схемный элемент содержит: ферримагнетик, который размещен поверх схемной платы, проводящую крышку, которая закрывает верхнюю поверхность ферримагнетика и выполнена как единое целое, множество соединительных частей, которые электрически соединяют проводящую крышку с множеством соответствующих линий передачи сигналов поверх схемной платы; и магнит, который прикладывает магнитное поле к ферримагнетику.

Изобретение относится к технике СВЧ и может быть использовано как оконечная нагрузка в волноводных трактах с высоким уровнем мощности и в качестве эталонной измерительной согласованной нагрузки.

Многослойный полосно-пропускающий фильтр, относящийся к микроволновой и оптической технике, содержит параллельные слои диэлектрика резонансной толщины, каждый из которых отделен один от другого и от окружающего пространства прилегающими зеркалами.

Изобретение предназначено для использования в селективных трактах радиоаппаратуры различного назначения. Фильтр содержит диэлектрическую подложку, на одну сторону которой нанесены полосковые проводники, закороченные с одного конца, и на вторую сторону также нанесены полосковые проводники, закороченные с одного конца. Проводники, образующие каждый из резонаторов фильтра, расположены на разных поверхностях подложки и закорочены противоположными концами. Согласно изобретению ширина полосковых проводников, образующих резонаторы, хотя бы у одного из них отличается не менее чем в 1.1 раза от ширины полосковых проводников других резонаторов. Изобретение обеспечивает расширение высокочастотной полосы заграждения при сохранении высокой технологичности конструкции. 3 ил.
Наверх